CN110277923A - 一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器，包括隔离变压器和半桥三电平电路，一次侧的半桥三电平电路包括直流电源Vin，直流电源Vin的正极和分压电容Cin1通过结点1连接，结点1分别和IGBT S1的集电极，二极管D1的负极以及电容C1的第一端连接；分压电容Cin1和分压电容Cin2通过结点C连接，结点C、中点钳位二极管Dc11的正极以及中点钳位二极管Dc12的负极三者连接；直流电源Vin的负极和分压电容Cin2通过结点2连接，结点2分别和IGBT S4的发射极，二极管D4的正极，电容C4的第二端连接；第一开关器件和第二开关器件不串联在直流输入母线和IGBT的电路回路中，降低器件之间的寄生电感，从而抑制了整流二极管上的寄生振荡和减小了电压尖峰。

Description

一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器
技术领域
本发明属于三电平DC/DC变换器技术领域，具体涉及一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器。
背景技术
随着电力电子技术的发展，对电力电子变换装置的要求也越来越高，特别是为了满足国际标准对电网谐波的要求，必须采用功率因数校正技术。为了获得较高的系统效率性能，一些工业应用中的变换器的直流链路电压可能达到800V，有时甚至可能高于1000V。为了使一次开关的额定电压与广泛使用的低压功率器件相匹配，提出并分析了许多三电平直流变换器。经过查阅文献资料知道，为大功率应用寻找一种新的ZVZCS TLC仍然是一项有价值的任务。本发明提出了一种新的有源控制一次电流关断ZVZCS-PS-PWM TLC。三电平直流变换器的优点是变压器原边每个开关管的电压应力为输入直流母线电压的一半。此外，为了减小三电平变换器的体积、重量以及提高动态响应性能，必须提高开关频率。而在硬开关的情况下，较高的开关频率会产生较大的开关损耗，限制系统效率的提高，三电平软开关技术的提出正好解决了这个矛盾。软开关技术具有限制开关损耗，提高系统能量变换效率等优点。目前，三电平直流变换器的分类可按其输入输出之间是否有电气隔离，其中没有电气隔离的是一类，称为非隔离TL直流变换器，包括Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic、Zeta等六类TL直流变换器；有电气隔离的是一类，称为隔离型TL直流变换器，包括Forward、Flyback、推挽、半桥、复合式全桥、组合式半桥、全桥三相等TL变换器。按开关管电压钳位的方式可以分为二极管钳位型、飞跨电容型以及混合型TL直流变换器。按输出电压波形是否是三电平电压波形进行分类又分为两类，非隔离TL直流变换器以及全桥TL变换器、组合式半桥TL变换器、复合式全桥TL变换器和三相三电平直流变换器可以得到三电平电压波形。正激TL变换器、反激TL变换器、推挽TL变换器和半桥TL变换器不能得到三电平电压波形。图1是最早提出的二极管钳位型三电平直流变换器。
图1是现有的二极管钳位型三电平直流变换器。它最突出的特点是各开关管的电压应力是零电压PWM全桥变换器(ZVS PWM FB Converter)中开关管电压应力的一半。即只有输入电压的1/2，除此之外它还具有ZVS PWM FB Converter所有的优点：可以使用脉宽调制方式实现ZVS、开关频率恒定、开关损耗小等等。但是也存在不足之处：存在副边占空比丢失，且轻载时实现ZVS较困难；整流二极管上的反向恢复效应以及谐振电感与二极管结电容发生谐振，造成整流二极管上的电压尖峰。滞后桥臂开关管不能实现ZCS零电流开关，为了解决上述问题，本发明提出了一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器。
发明内容
为了解决上述问题，本发明提供了一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器，该变换器使得直流输入母线与IGBT之间的寄生电感小，抑制了整流二极管上的寄生振荡和减小了电压尖峰，以保证输入高频直流变换器的安全运行。
为达到上述目的，一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器，包括隔离变压器，隔离变压器一次侧的半桥三电平电路和隔离变压器二次侧的整流滤波电路；
一次侧的半桥三电平电路包括直流电源Vin、分压电容Cin1、分压电容Cin2，中点钳位二极管Dc11、中点钳位二极管Dc12、飞跨电容Css，IGBT S1、IGBT S2、IGBT S3、IGBT S4，复位电容CBL、第一开关器件S5和第二开关器件S6；
直流电源Vin的正极和分压电容Cin1通过结点1连接，结点1分别和IGBT S1的集电极，二极管D1的负极以及电容C1的第一端连接；分压电容Cin1和分压电容Cin2通过结点C连接，结点C、中点钳位二极管Dc11的正极以及中点钳位二极管Dc12的负极三者连接；直流电源Vin的负极和分压电容Cin2通过结点2连接，结点2分别和IGBT S4的发射极，二极管D4的正极，电容C4的第二端连接；
IGBT S1的发射极、二极管D1的正极和电容C1的第二端通过结点7接在IGBT S2的集电极，IGBT S2的发射集接在IGBT S3的集电极，IGBT S3的发射极、二极管D4的负极和电容C4的第一端通过结点8接在IGBT S4的集电极；
飞跨电容Css与S2和S3形成的第一串联支路并联，跨电容Css一端接在S2的集电极，另一端接在S3的发射极，中点钳位二极管Dc11和中点钳位二极管Dc12串联形成第二串联支路，第二串联支路与飞跨电容Css并联；
复位电容CBL的第一端接在IGBT S2的发射极，第二端接在第一开关器件S5的第一端，第一开关器件S5的第二端和第二开关器件S6的第二端连接，第二开关器件S6的第一端与隔离变压器一次侧绕组同名端连接，隔离变压器一次侧绕组的另一端与中点钳位二极管Dc11的正极连接。
进一步的，变压器二次侧的整流滤波电路中的整流部分为半桥整流。
进一步的，隔离变压器的二次侧与负载之间连接有滤波电路。
进一步的，IGBT S1和IGBT S4互补导通，IGBT S2和IGBT S3互补导通。
进一步的，第一开关器件S5和第二开关器件S6均为金属氧化物半导体场效应晶体管。
进一步的，金属氧化物半导体场效应晶体管的导通电阻为8.5毫欧～20毫欧。
与现有技术相比，本发明至少具有以下有益的技术效果，滞后桥臂的开关管IGBTS2和IGBT S3可以在较宽的负载范围内零电流开关；有源控制关断第一和第二开关器件，采用零电流开关，不增加开关损耗；第一开关器件和第二开关器件不串联在直流输入母线和IGBT的电路回路中，降低器件之间的寄生电感，从而抑制了整流二极管上的寄生振荡和减小了电压尖峰；增加的部件成本仅占总成本的1.25％左右，副边占空比丢失减小，且实现了滞后桥臂的ZCS零电流开关。
高输入隔离直流-直流变换器可用于许多工业应用，如微型电网的直流-直流变换器、分布式电力系统、可再生能源电力系统和大数据中心等。为了获得较高的系统效率性能，这些变换器的输入可能达到800V，有时甚至可能高于1000V，开关频率的提高是为了减小变换器的体积和重量，减小变压器电感等磁性元件的噪声，而且IGBT的工作频率也比较高。它是一种很有应用前景的高输入、高频大功率直流变换器。
进一步的，所述电源Vin的两端并联有电容支路，所述电容支路包括串联的分压电容Cin1和分压电容Cin2，由分压电容Cin1和分压电容Cin2共同分担电源Vin的电压，降低了电压应力，提高了电路的稳定性。
进一步的，采用两个具有超低导通电阻的MOSFET作为一次电流有源控制关断元件，导通损耗的最大值仅为总功率的0.05％左右。
附图说明
图1是最早提出的二极管钳位型三电平直流变换器；
图2是本发明原理图；
图3是本发明的工作波形图；
图4是t0时刻的工作状态图；
图5是t0～t1的工作状态图；
图6是t1～t3的工作状态图；
图7是t3～t4的工作状态图；
图8是t4～t5的工作状态图；
图9是t5～t6的工作状态图；
图10是t6～t7的工作状态图；
图2以及图4至图10中，各结点用数字1～11分别表示。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
参照图2，本发明所述一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器，采用两个具有超低导通电阻的MOSFET来重置一次电流，使得附加成本最低。
一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器，包括隔离变压器，变压器一次侧的半桥三电平电路和变压器二次侧的整流滤波电路。
一次侧的半桥三电平电路包括1个直流电源Vin，分压电容Cin1、分压电容Cin2，中点钳位二极管Dc11、中点钳位二极管Dc12，1个飞跨电容Css，IGBTS1、IGBT S2、IGBTS3、IGBTS4，1个复位电容CBL、MOSFET S5和MOSFET S6，变压器漏感L1k。
直流电源Vin的正极和Cin1通过结点1连接，结点1分别和S1的集电极，二极管D1的负极，电容C1的第一端连接；分压电容Cin1和分压电容Cin2通过结点C连接，结点C和结点3连接；直流电源Vin的负极和分压电容Cin2通过结点2连接，结点2分别和IGBT S4的发射极，二极管D4的正极，电容C4的第二端连接；其中分压电容Cin1和分压电容Cin2为两个完全相同的电容器。
IGBT S1的发射极、二极管D1的正极和电容C1的第二端通过结点7接在IGBT S2的集电极，IGBT S2的发射集接在IGBT S3的集电极，IGBT S3的发射极、二极管D4的负极和电容C4的第一端通过结点8接在IGBT S4的集电极。
飞跨电容Css与S2和S3形成的第一串联支路并联，跨电容Css一端接在S2的集电极，另一端接在S3的发射极。中点钳位二极管Dc11和中点钳位二极管Dc12串联形成第二串联支路，第二串联支路与飞跨电容Css并联。
复位电容CBL、MOSFET S5和MOSFET S6三者串联。复位电容CBL的第一端接在IGBT S2的发射极，第二端接在MOSFET S5的源极，MOSFET S5的漏极与MOSFET S6的漏极相连接，MOSFET S6的源极与隔离变压器一次侧的同名端连接，变压器一次侧的另一端与变压器漏感L1k相连接，变压器漏感的L1k的另一端接在中点钳位二极管Dc11的正极。
进一步的，变压器二次侧包括整流二极管Do1和整流二极管Do2，一个滤波电感Lo，一个滤波电容Co以及一个输出负载Ro。变压器二次侧的同名端与二极管Do2的正极相连，变压器二次侧的另一端与二极管Do1的正极相连，二极管Do1的负极与二极管Do2的负极经结点9与滤波电感Lo的一端连接，滤波电感Lo的另一端与电容Co和负载Ro的一端连接，电容Co和负载Ro的另一端与变压器二次侧的中性点连接。
MOSFET S5和MOSFET S6采用两个具有超低导通电阻的MOSFET作为一次电流有源控制关断元件，导通损耗的最大值仅为总功率的0.05％左右。MOSFET S5和MOSFET S6的导通电阻为8.5毫欧或10毫欧-20毫欧。
图3是本发明的工作波形图，根据各开关管的导通时序图可以获得图4～图10的不同工作模态。
IGBT S1和IGBT S4互补导通，IGBT S2和IGBT S3互补导通。MOSFET S5以及MOSFETS6和用于在续流期间切断一次电流。
图4是t0时刻的工作状态图，在t0时刻，IGBT S1，IGBT S2，MOSFET S5以及MOSFETS6开通，IGBT S3和IGBT S4关断。理想状态下，(VBC+VCBL)等于Vin/2，其中VBC为节点B和节点C之间的电压，VCBL为复位电容CBL电压。由于变压器漏感电流向复位电容CBL充电，VCBL线性上升，所以VBC线性下降。ip等于由于变压器二次侧滤波电感L0是个大电感，K2L0>>Llk,K为变压器原副边匝数比，所以ip不会因此发生变化。Vrect为变压器二次侧电压，由于VBC在减小，所以Vrect也是在减小。
图5是t0～t1的工作状态图，在t0～t1时间段内，t0时刻开关IGBT S1关断后，变压器一次侧电流通过IGBT S2给电容C1充电，由于电容C1的作用使IGBT S1的电压上升速度减慢，IGBT S1为零电压关断。给C电容1充电的同时，电容C4通过飞跨电容Css放电，即给复位电容CBL充电，VCBL继续上升，VBC减小至零，因此变压器二次侧电压Vrect也减小之零。由于飞跨电容Css远大于电容C4，C4是nF级别的电容，飞跨电容远大于C4，是uF级别的电容。近似认为飞跨电容Css电压保持Vin/2，此时变压器漏感Llk和输出滤波电感L0相串联，其数值一般很大，可以认为变压器一次侧电流近似不变即ip不变。t1时刻，电容C4的电压下降到零，VD4自然导通，VCBL上升至VCBLMAX，电容C1两端电压VC1等于Vin/2。
图6是t1～t3的工作状态图，在t1～t3时间段内，t1时刻，二极管D4和中点钳位二极管Dc11导通，因为二极管C4的电压下降到零，因此在t2时刻二极管D4为零电压开通。Dc11-S2-S5-S6-Llk形成回路，由于VCBL直接应用于Llk，因此ip减小至0，从而VBC变为-VCBLMAX，因此整流二极管Do1和整流二极管Do2都自然导通。
图7是t3～t4的工作状态图，在t3～t4时间段内，在t3时刻，ip衰减至零，VBC变为-VCBLMAX。S5关断，因此，S5零电流关断。
图8是t4～t5的工作状态图，在t4～t5时间段内，在t4时刻，S2零电压关断，其他保持不变。
图8是t4～t5的工作状态图，在t4～t5时间段内，在t4时刻，S2零电流开通。VBC、ip、VCBLMAX保持不变，为零。
图9是t5～t6的工作状态图，在t5～t6时间段内，在t5时刻，S5零电流开通。VBC、ip、VCBLMAX保持不变，为零。
图10是t6～t7的工作状态图，在t6～t7时间段内，在t6时刻，S3零电流开通。随iLo反向线性增长。VCBLMAX保持不变。Vin开始供t6电，VBC＝-Vin/2-VCBL，Vrect＝-(Vin/2+VCBL)/KT，在t7时刻时，ip达到-IO/KT之后电路就在下半个开关周期运行。
以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器，其特征在于，包括隔离变压器，隔离变压器一次侧的半桥三电平电路和隔离变压器二次侧的整流滤波电路；
一次侧的半桥三电平电路包括直流电源Vin、分压电容Cin1、分压电容Cin2，中点钳位二极管Dc11、中点钳位二极管Dc12、飞跨电容Css，IGBT S1、IGBT S2、IGBT S3、IGBT S4，复位电容CBL、第一开关器件S5和第二开关器件S6；
直流电源Vin的正极和分压电容Cin1通过结点1连接，结点1分别和IGBT S1的集电极，二极管D1的负极以及电容C1的第一端连接；分压电容Cin1和分压电容Cin2通过结点C连接，结点C、中点钳位二极管Dc11的正极以及中点钳位二极管Dc12的负极三者连接；直流电源Vin的负极和分压电容Cin2通过结点2连接，结点2分别和IGBT S4的发射极，二极管D4的正极以及电容C4的第二端连接；
IGBT S1的发射极、二极管D1的正极和电容C1的第二端均通过结点7接在IGBT S2的集电极，IGBT S2的发射集接在IGBT S3的集电极，IGBT S3的发射极、二极管D4的负极以及电容C4的第一端通过结点8接在IGBT S4的集电极；
飞跨电容Css与IGBT S2和IGBT S3形成的第一串联支路并联，跨电容Css一端接在IGBTS2的集电极，另一端接在IGBT S3的发射极，中点钳位二极管Dc11和中点钳位二极管Dc12串联形成第二串联支路，第二串联支路与飞跨电容Css并联；
复位电容CBL的第一端接在IGBT S2的发射极，第二端接在第一开关器件S5的第一端，第一开关器件S5的第二端和第二开关器件S6的第二端连接，第二开关器件S6的第一端与隔离变压器一次侧绕组同名端连接，隔离变压器一次侧绕组的另一端与中点钳位二极管Dc11的正极连接。
2.根据权利要求1所述的一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器，其特征在于，变压器二次侧的整流滤波电路中的整流部分为半桥整流。
3.根据权利要求1所述的一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器，其特征在于，隔离变压器的二次侧与负载之间连接有滤波电路。
4.根据权利要求1所述的一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器，其特征在于，IGBT S1和IGBT S4互补导通，IGBT S2和IGBT S3互补导通。
5.根据权利要求1所述的一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器，其特征在于，第一开关器件S5和第二开关器件S6均为金属氧化物半导体场效应晶体管。
6.根据权利要求1所述的一种有源控制一次电流关断的软开关三电平直流变换器，其特征在于，第一开关器件S5和第二开关器件S6的导通电阻为8.5毫欧～20毫欧。
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