CN115642805A

CN115642805A - 基于ZVS的六开关buck-boost变换器

Info

Publication number: CN115642805A
Application number: CN202211334327.3A
Authority: CN
Inventors: 谌诺晴; 刘飞; 黄艳辉; 刁晓光; 庄一展; 黄文慧
Original assignee: Wuhan University WHU
Current assignee: Wuhan University WHU
Priority date: 2022-10-28
Filing date: 2022-10-28
Publication date: 2023-01-24

Abstract

本发明提供了一种基于ZVS的六开关buck‑boost变换器。所述变换器包括:六个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆；谐振电感L；飞跨电容C₁以及滤波电容C₂。所述变换器的控制包括：负载电流PI控制环节(1)、RMS计算环节(2)和PWM调制环节(3)。本发明变换器电路实现了零电压开通关断，降低开关管损耗，改良开关性能，提高电源效率，降低噪声，适用于输入电压较高场合。本发明控制策略实现了在不需要负载电流采样的情况下，可以进行输出的紧调，进一步降低电感的导通损耗，提高效率。

Description

基于ZVS的六开关buck-boost变换器

技术领域

本发明涉及电力电子变换技术领域，尤其涉及一种基于ZVS的六开关buck-boost变换器及控制策略。

背景技术

软开关buck-boost变换器由于其开关损耗低、输出电压可升可降等优点一直都受到人们的关注，其电路的构成和优化控制策略也成为当前研究的热点，其中如何提高转换效率，减小电感电流均方根值等是需要重点面对的。

Buck电路只可降压，不可升压，Boost电路只可升压，不可降压，而将Buck电路与Boost电路组合起来得到的buck-boost电路便能通过开关管实现升压和降压。

在实际的开关电路中，MOSFET、IGBT等开关器件并非理想开关器件，其开通和关断状态之间还存在中间的过渡状态。理想开关状态下，开关器件的端电压为零或流过开关管的电流为零，而两者的过渡状态下，电压、电流均不为零，两者出现交叠，因此会产生开关损耗，而电压和电流变化速度很快，波形会产生明显过充，从而产生了开关噪声。在Buck-boost电路上实现软开关，则在开关开通或关断过程中，电压和电流没有交叠，从而显著降低开关损耗和电磁干扰。

现有的四开关变换器常常不适用于输入电压更高的场合，耐压不够，六开关则可以进行分压，以适用于输入电压更高的场合。

现有技术中四开关的buck-boost变换器的控制电路亦存在电感电流波动大，效率低等问题，故找到减小电感电流波动，提高效率的控制策略也是当前研究的热点。

发明内容

本发明提供一种基于ZVS的六开关buck-boost变换器，能够实现零电压开通关断，降低开关管损耗，改良开关性能，提高电源效率，降低噪声，适用于输入电压较高场合，并在不需要负载电流采样的情况下，可以进行输出的紧调，降低电感导通损耗。

本发明的有益效果是：六开关buck-boost变换器电路实现了电压升降，降低开关管损耗，改良开关性能，提高电源效率，降低噪声，适用于输入电压较高场合。本发明通过提出的电流最优控制方案，感知输入输出电压、控制负载电流来减小谐振电感电流的均方根值，从而电感的导通损耗比传统的ZVS控制方案进一步减小，减少开关管的导通和关断损耗；在不需要负载电流采样的情况下，可以实现输出的紧调；实现高效率、高功率运行。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例的附图作简单地介绍。

图1为本发明一实施例提供的低纹波四开关升降压直流变换器电路原理图。

图2为本发明一实施例提供的恒频ZVS变换器闭环控制策略的结构示意图，(1)为负载电流PI控制环节；(2)为RMS计算环节；(3)为PWM调制环节。

图3为本发明一实施例提供的开关管控制示意图。

图4为本发明一实施例提供的工况表。

图5为本发明一实施例提供的为开关管Q₁端电压与流过其电流的波形图，(a)为开关管Q₁端电压与流过其电流的波形图，(b)为开关管Q₂端电压与流过其电流的波形图，(c)为开关管Q₃端电压与流过其电流的波形图，(d)为开关管Q₄端电压与流过其电流的波形图，(e)为开关管Q₅端电压与流过其电流的波形图，(f)为开关管Q₆端电压与流过其电流的波形图。

图6为本发明一实施例提供的电感电流I_L、负载电流I_out和流过开关管Q₂电流I_Q2波形图。

具体实施方式

如图1所示，一种基于ZVS的六开关buck-boost变换器的电路，包括：六个开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆；谐振电感L；飞跨电容C₁以及滤波电容C₂。

直流电压源正极与开关管Q₁第一极连接，开关管Q₁第二极与开关管Q₃第一极连接，开关管Q₃第二极经过电感L与开关管Q₆第一极连接，滤波电容C₂一端与开关管Q₆第二极连接，滤波电容C₂另一端与直流电压源负极连接，负载R一端与开关管Q₆第二极连接，负载R另一端与直流电压源负极连接，开关管Q₅第一极与开关管Q₆第一极连接，开关管Q₅第二极与直流电压源负极连接，开关管Q₄第一极与开关管Q₃第二极连接，开关管Q₄第二极与开关管Q₂第一极连接，开关管Q₂第二极与直流电压源负极连接，飞跨电容C₁一端与开关管Q₃第一极连接，飞跨电容C₁另一端与开关管Q₂第一极连接。开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆的第三极连接闭环反馈控制系统，闭环反馈控制系统输出的驱动脉冲控制开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆的通断。开关管Q₁与开关管Q₃分压，开关管Q₂与开关管Q₄分压，以适用于输入电压较高场合。

开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆的第一极可以为N型MOSFET的漏极，开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆的第二极可以为N型MOSFET的源极，开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆的第三极可以为N型MOSFET的栅极。

通过同时感知输入输出电压、控制负载电流来减小谐振电感电流的均方根值，从而减少开关管的导通和关断损耗。

如图2所示，上述的基于ZVS的六开关buck-boost变换器闭环控制，包括：负载电流PI控制(1)、RMS计算(2)和PWM调制(3)。

负载电流PI控制(1)：对输入输出电压V_in、V_out进行采样，计算输出电压参考值V_ref与输出电压V_out的差值ΔU，表示为：ΔU＝V_ref-V_out，对ΔU进行PI控制输出代替负载电流I_out，以次构成闭环反馈系统。I_out表示为：

KP是比例调节系数，KI是积分调节系数。

RMS计算(2)：在一个开关周期T_s中分为四个阶段T₁、T₂、T₃、T₄，T_s＝T₁+T₂+T₃+T₄，由负载电流I_out、输入电压V_in、输出电压V_out、RMS块计算出最优控制时间间隔T₁和T₂：

T₂＝0.01I_outT_s

其中T_s为一个开关周期时间，L表示谐振电感的电感量，且在T₄间隔时间的电感电流I₀在满足条件|I₀|t_dead≥2C_ossmax(V_out，Vin)的情况下尽可能小，其中t_dead为死区时间，C_oss为开关管输出电容，max(V_out，vin)为取输入电压V_in、输出电压V_out中最大值。

PWM调制(3)：首先通过检测开关管Q₂电流IQ2确定T₃，逐周期确保ZVS周期，即感知流过开关管Q₂的电流IQ2，通过比较器对IQ2与IZVS(IZVS＝(2C_ossmax{V_out，Vin})/t_dead)进行比较，其中一旦电感负电流绝对值大于IZVS，Q₆关断，T₃终止，其中电感负电流I₀是自然控制的，等于-IZVS；然后将T₁、T₂以及比较器比较结果输入到PWM生成器，并设置死区时间，通过脉宽调制(PWM)自动插入T₄，产生驱动开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的驱动信号V_gsQ1、V_gsQ2、V_gsQ3、V_gsQ4。T₄通过脉宽调制(PWM)自动插入以保持恒频运行。

如图3、图4所示，在一个开关周期中，T₁时间内，开关管Q₁、Q₃、Q₅导通，开关管Q₂、Q₄、Q₆关断，电感充电；T₂时间内，开关管Q₁、Q₃、Q₆导通，开关管Q₂、Q₄、Q₅关断，进入谐振模式；T₃时间内，开关管Q₂、Q₄、Q₆导通，开关管Q₁、Q₃、Q₅关断，电感放电；T₄时间内，开关管Q₂、Q₄、Q₅₅导通，开关管Q₁、Q₃、Q₆关断，电感续流；即开关管Q₁与开关管Q₄互补导通，开关管Q₂与开关管Q₃互补导通，开关管Q₅与开关管Q₆互补导通。且开关管Q₁与开关管Q₃分压，开关管Q₂与开关管Q₄分压。

通过减小电感量使电感电流过零并加入死区时间，在开关管开通前，其电压下降到零，开关管关断时，减小通过电流与端电压的交叠区，六个开关均实现零电压开通，即ZVS。

如图5所示，在开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆开通前，其电压下降到零，六个开关管均实现零电压开通，即ZVS。

如图6所示，当参考电压V_ref在0.02S时由100V跳变到150V时，电感电流I_L、负载电流I_out和流过开关管Q₂电流I_Q2波形变化，实现输出的紧调。

本申请控制方法是一种简单的不感知负载电流的恒频ZVS变换器闭环控制方法。通过提出的电流最优控制方案，电感的导通损耗比传统的ZVS控制方案进一步减小；在不需要负载电流采样的情况下，可以实现输出的紧调；实现高效率、高功率运行。

Claims

1.一种基于ZVS的六开关buck-boost变换器，其特征在于，包括：开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆，谐振电感L，飞跨电容C₁以及滤波电容C₂，开关管Q₁第一极连接直流电压源正极，开关管Q₁第二极与开关管Q₃第一极连接，开关管Q₃第二极经过电感L与开关管Q₆第一极连接，滤波电容C₂一端与开关管Q₆第二极连接，滤波电容C₂另一端与直流电压源负极连接，开关管Q₆第二极连接负载R一端，负载R另一端与直流电压源负极连接，开关管Q₅第一极与开关管Q₆第一极连接，开关管Q₅第二极与直流电压源负极连接，开关管Q₄第一极与开关管Q₃第二极连接，开关管Q₄第二极与开关管Q₂第一极连接，开关管Q₂第二极与直流电压源负极连接，飞跨电容C₁一端与开关管Q₃第一极连接，飞跨电容C₁另一端与开关管Q₂第一极连接，开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆的第三极连接闭环反馈控制系统驱动脉冲输出端，

闭环反馈控制系统包括：

PI控制，其包括：对变换器电路输入输出电压V_in、V_out进行采样，计算输出电压参考值V_ref与输出电压V_out的差值ΔU，对ΔU进行PI控制输出代替负载电流I_out；

RMS计算，其包括：对于包括四个阶段T₁、T₂、T₃、T₄的一个开关周期T_s，由代替负载电流I_out、变换器电路输入输出电压V_in、V_out以及RMS块计算出最优控制时间间隔T₁和T₂；

PWM调制，其包括：首先感知流过开关管Q₂的电流IQ2，通过比较器对IQ2与IZVS进行比较，IZVS＝(2C_ossmax{V_out,Vin})/t_dead)，其中一旦电感负电流绝对值大于IZVS，开关管Q₆关断，T₃终止；然后将T₁、T₂以及比较器比较结果输入到PWM生成器，并设置死区时间，通过脉宽调制自动插入T₄，产生驱动开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄的驱动信号V_gsQ1、V_gsQ2、V_gsQ3、V_gsQ4。

2.权利要求1所述的基于ZVS的六开关buck-boost变换器，其特征在于，在一个开关周期T_s中，T₁时间内，开关管Q₁、Q₃、Q₅导通，开关管Q₂、Q₄、Q₆关断，电感充电；T₂时间内，开关管Q₁、Q₃、Q₆导通，开关管Q₂、Q₄、Q₅关断，进入谐振模式；T₃时间内，开关管Q₂、Q₄、Q₆导通，开关管Q₁、Q₃、Q₅关断，电感放电；T₄时间内，开关管Q₂、Q₄、Q₅导通，开关管Q₁、Q₃、Q₆关断，电感续流。