CN116131602A - 直流-直流转换电路、转换器及其控制方法 - Google Patents

直流-直流转换电路、转换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本申请涉及一种直流‑直流转换电路、转换器及其控制方法。直流‑直流转换电路包括：输入端、第一飞电容、第二飞电容、功率电感、第一状态开关、第二状态开关、输出端；所述第一状态开关导通、所述第二状态开关断开时，所述输入端、所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第二飞电容为所述输出端供电；所述第一飞电容、所述功率电感充电；所述第一状态开关断开、所述第二状态开关导通时，所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第一飞电容为所述输出端供电；所述第二飞电容充电。有效提升飞电容为负载供给的总电荷量，使电感均值电流大幅度下降。

Description

直流-直流转换电路、转换器及其控制方法
技术领域
本申请涉及电路技术领域，尤其是涉及一种直流-直流转换电路、转换器及其控制方法。
背景技术
如今，大转换比的直流-直流转换器广泛应用于数据中心、5G基站和片上系统等领域。以便携式电子设备中的片上系统（System-on-Chip, SoC）为例，随着其所需的供电电压逐步降低至1V甚至以下，如今的便携式电子设备产品对于由锂电池（3V~4.5V）供电、低于1V输出这类大转换比的降压型直流-直流转换器有着较大的应用需求。并且，随着SoC的模块与算力不断增加，电源芯片的负载电流逐步增大，导通损耗严重影响了重载效率。此外，产品小型化的需求也意味着电源芯片应当采用更小的无源器件，以提高整体的功率密度。因此，如何提升应用于SoC供电的大转换比降压直流-直流转换器的效率与功率密度成为了一个主要技术难点。
在大转换比的应用环境下，通常采用同时由飞电容和电感构成的单级混合型直流-直流转换器来实现高效率的需求。但传统的混合型直流-直流转换器，如多电平直流-直流转换器等，往往需要额外的飞电容电压平衡电路来确保系统的可靠性，并且这些拓扑架构中电感均值电流等于负载电流，而电感的损耗在总损耗中占比较大，这影响了系统在重载条件下的性能，限制了效率与功率密度的同时提升。而双通路混合型直流-直流转换器通过开关电容结构与电感同时为输出供电，可以实现飞电容电压的自平衡，简化了控制级电路，并且降低了电感均值电流，提高了系统的效率和功率密度。但已有的几种双通路混合型直流-直流转换器中，电感均值电流的下降幅度有限，尤其是在较大转换比时，电感均值电流接近于负载电流，性能趋近于传统的混合型直流-直流转换器，对电感导通损耗的降低收效甚微。
发明内容
本申请提供一种直流-直流转换电路、转换器及其控制方法。利用飞电容分流，降低电感均值电流，从根本上降低电感导通损耗。
第一方面，本申请提供一种直流-直流转换电路，包括：输入端、第一飞电容、第二飞电容、功率电感、第一状态开关、第二状态开关、输出端；
所述第一状态开关导通、所述第二状态开关断开时，所述输入端、所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第二飞电容为所述输出端供电；所述第一飞电容、所述功率电感充电；
所述第一状态开关断开、所述第二状态开关导通时，所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第一飞电容为所述输出端供电；所述第二飞电容充电。
可选的，所述第一状态开关包括第一开关管、第二开关管、第三开关管，所述第二状态开关包括第四开关管、第五开关管、第六开关管。
可选的，所述第一状态开关导通、所述第二状态开关断开时，所述输入端、所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，包括：
所述输入端、所述第一开关管、所述第一飞电容、所述功率电感、所述第三开关管、所述输出端依次连接；
所述第二开关管、所述第二飞电容串联；所述第二飞电容不与所述第二开关管连接的一端连接到所述功率电感与所述第三开关管的连接点；
所述输入端、所述第二开关管、所述输出端接地。
可选的，所述第一状态开关断开、所述第二状态开关导通时，所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，包括：
所述第四开关管、所述第一飞电容、所述第五开关管、所述第二飞电容、所述第六开关管所述输出端依次连接；
所述功率电感的一端连接到所述第四开关管与所述第一飞电容的连接点，所述功率电感的另一端连接到所述第五开关管与所述第二飞电容的连接点。
可选的，所述输出端包括输出电容，所述输出电容的一端接地。
可选的，所述电路的开关频率范围包括0.5MHz~2MHz；所述开关频率是由所述第一状态开关与所述第二状态开关的导通状态切换所确定的；
所述功率电感的感值范围包括0.1μH~4.7μH；
所述第一飞电容的容值范围包括1μF~20μF；
所述第二飞电容的容值范围包括1μF~20μF。
第二方面，本申请提供一种直流-直流转换器，包括：如第一方面任一项所述的直流-直流转换电路。
可选的，所述转换器还包括：控制级电路；
所述直流-直流转换电路的输出端连接所述控制级电路的输入端；
所述控制级电路的输出端连接所述第一状态开关、所述第二状态开关。
可选的，所述控制级电路包括：依次连接的误差放大器、PWM产生器、驱动电路；
所述误差放大器的输入端分别用于连接所述直流-直流转换电路的输出端、基准电压输出端，比较输出电压与基准电压，得到误差信号，输出到所述PWM产生器；
所述PWM产生器的输入端还用于连接斜波信号输出端、时钟信号输出端，根据误差信号与斜波信号的大小关系，产生控制信号，输出到所述驱动电路；
所述驱动电路根据所述控制信号产生驱动信号，输出到所述第一状态开关、所述第二状态开关。
第三方面，本申请提供一种直流-直流转换电路控制方法，包括：
在每一周期中的第一时段中，控制所述第一状态开关导通、所述第二状态开关断开，使所述输入端、所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第二飞电容为所述输出端供电；所述第一飞电容、所述功率电感充电；
在每一周期中的第二时段中，控制所述第一状态开关断开、所述第二状态开关导通，所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第一飞电容为所述输出端供电；所述第二飞电容充电。
本申请提供的直流-直流转换电路包括：输入端、第一飞电容、第二飞电容、功率电感、第一状态开关、第二状态开关、输出端；所述第一状态开关导通、所述第二状态开关断开时，所述输入端、所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第二飞电容为所述输出端供电；所述第一飞电容、所述功率电感充电；所述第一状态开关断开、所述第二状态开关导通时，所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第一飞电容为所述输出端供电；所述第二飞电容充电。
在两个工作状态下，均有一个飞电容与功率电感一同为输出端供电，起到分流的作用，并且使得不同开关状态下飞电容充放电关系得到调整，从而有效提升飞电容为负载供给的总电荷量，使电感均值电流大幅度下降。在输出端负载一致的情况下，相对于现有技术中电感电流与负载电流比值接近1的情况，电感电流占比可以远小于1，实现电感导通损耗的进一步降低。
利用本申请提供的转换器可以实现锂电池电压输入、低于1V输出的大转换比片上系统的供电需求；利用飞电容分流，最大程度降低电感均值电流（全转换比下恒小于负载电流的1/2），从根本上降低电感导通损耗，提高了效率；放宽了对大尺寸、高性能电感的需求，节省了无源器件面积，提高了功率密度；具备飞电容电压自平衡的特性，不需要额外的飞电容电压平衡电路，不会增加控制电路的复杂程度。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本申请一实施例提供的一种现有的双通路混合型降压直流-直流转换器的电路结构示意图；
图2为图1所示电路的功率级工作电路图；
图3为图1所示电路的稳态工作时序图；
图4为本申请一实施例提供的另一种现有的双通路混合型降压直流-直流转换器的电路结构示意图；
图5为本申请一实施例提供的另一种现有的双通路混合型降压直流-直流转换器的电路结构示意图；
图6为本申请一实施例提供的一种直流-直流转换电路的功率级拓扑结构示意图；
图7为图6所示电路的功率级工作电路图；
图8为图6所示电路的稳态工作时序图；
图9为图6所示电路与图1所示电路的电流比值与电压转换比的关系示意图；
图10为本申请提供的一种针对图6所示电路的稳态工作控制方法的流程图；
图11为本申请提供的一种控制级电路的结构示意图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
另外，本文中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，本文中字符“/”，如无特殊说明，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。
下面结合说明书附图对本申请实施例作进一步详细描述。
对于单级降压型直流-直流转换器而言，开关电容转换器与电感型转换器是两种主流方案。其中，开关电容转换器由开关和电容构成，能有效减小开关管的耐压，并且具有较高的集成度，容易实现较高的功率密度与特定转换比下的高效率，但为了提高转换比的精细度来实现宽输入/宽输出范围内整体的高效率，往往需要采用较复杂的可重构拓扑。而电感型转换器能同时实现连续的宽转换比和高转换效率，但应用中电感物理尺寸较大，会极大地影响功率密度，并且在大转换比场景下占空比信号脉宽较窄，对控制级电路的设计增加了难度。为了在大转换比应用场景下实现效率与功率密度之间的折衷，同时采用了电容和电感的混合型转换器功率级拓扑，集合了这两种结构各自的优势，成为了当今的应用趋势。
对于传统的混合型直流-直流转换器，与传统的降压型直流-直流转换器相同，电感均值电流即为输出电流，因此电感的导通损耗占比较大。为了降低这部分损耗，往往需要尺寸较大、直流阻抗（Direct Current Resistance, DCR）较小的电感，但这会极大地增加无源器件的体积、减小芯片与无源器件整体的功率密度。此外，为了确保开关管的耐压在安全范围内，传统的混合型直流-直流转换器往往需要额外的飞电容电压平衡技术，这会增加电路的复杂度。
近年来，降低电感均值电流的双通路混合型转换器成为了研究热点。这类混合型转换器利用开关电容的结构，在降低开关管耐压的同时分担了一部分电感电流，为输出供电，从而减轻了对大尺寸、小DCR功率电感的依赖，能够同时实现高效率与高功率密度。但已有的几种双通路混合型直流-直流转换器中，电感均值电流的下降幅度有限，尤其是在较大转换比时，电感均值电流接近于负载电流，性能趋近于传统的混合型直流-直流转换器，对电感导通损耗的降低收效甚微。
以其中一种双通路混合型降压直流-直流转换器为例，图1为其对应的电路结构示意图。如图1所示的，其中包括两个飞电容、，电容C，电感L，六个开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6，各器件之间的连接关系如图1所示。
各开关管受控制器的控制信号的控制，控制信号的占空比为D。在控制信号的控制下，其功率级工作时序如图2所示。在一个开关周期T内，0-DT时间内，控制信号使能，开关管S1、S4、S5导通，开关管S2、S3、S6关断，电路进入101状态，电感L充电；DT-T时间内，控制信号不使能，开关管S2、S3、S6导通，开关管S1、S4、S5关断，电路进入102状态，电感放电。
根据电感的伏秒平衡，结合101状态电路，可知：
在101状态下：
在102状态下：
结合两个状态可知：
代入101状态的伏秒平衡公式，即可得到电压转换比M。
    （1）
           （2）
其中，是电压转换比，是转换器输入电压，是转换器输出电压，代表开关管控制信号的占空比（）。
根据电容的电荷守恒，结合101状态电路，可知，101状态下充电，充电电荷量为电感均值电流与时间乘积：
102状态充电，充电电荷量等于的放电电荷量，即101状态下的充电电荷量，为电感均值电流与时间乘积：
因此，两个飞电容一个周期总共为负载提供的电荷量为：
电感一个周期为负载的提供的电荷为：
输出负载一个周期所需电荷量为；
结合以上公式，可以得到电感均值电流与负载电流的比值。
                           （3）
                                               （4）
其中，是电感均值电流，是负载电流，是转换器的开关周期，表示每周期开关管的导通时间。是飞电容在一个周期T内传输的电荷量，是飞电容在一个周期T内传输的电荷量，是电感L在一个周期T内传输的电荷量。
如图3所示为该转换器的稳态工作时序图，根据公式（2），可以确定该转换器的电压转换比的范围为（0，1/3），适用于智能电子设备中锂电池供电、低于1V输出这类大转换比的应用场景；根据公式（4），可以确定该转换器的电感均值电流与负载电流的比值范围为（1/3，1），且该比值与占空比成反比，意味着当接近于0时，电流比值趋近于1，即占空比越小，电感均值电流的降低程度越小，对电感导通损耗的降低有限。
图4和图5所示为另外两种现有的双通路混合型降压直流-直流转换器，与图1转换器的结构类似，均采用了两个飞电容和一个功率电感。
图4为一种三通路混合型降压直流-直流转换器，电压转换比、电感均值电流与负载电流的比值分别与公式（2）和公式（4）完全一致，即性能与图1转换器相同，均在实现大转换比的同时，通过一定程度上对电感均值电流的降低，减小了电感的导通损耗，提高了效率与功率密度。图5为一种恒定双通路混合型降压直流-直流转换器，电感均值电流与负载电流的比值为1/(3-2D)，比值范围也为（1/3，1），但电压转换比为1/(3-2D)，比值范围为（1/3，1），并不适用于大转换比的应用场景。
综上，现有的大转换比双通路混合型转换器，在0至1的占空比区间内，电感均值电流是负载电流的1/3至1倍，并不能保证在整个转换比范围内电感均值电流都得到有效降低，尤其是对于较大转换比的应用场景，此时占空比较小，电感均值电流与负载电流的比值趋近于1，失去了双通路混合型转换器降低电感导通损耗的优势，限制了芯片效率与功率密度的提升。
因此，在大转换比的应用背景下，如何有效降低功率级电感均值电流，提高系统转换效率，减小使用的功率电感尺寸从而提高系统的功率密度是双通路混合型转换器的研究重点。
基于此，本申请提供了一种新型高性能的双通路混合型降压直流-直流转换器功率级拓扑结构，相对于上述结构，在不增加额外元件的条件下，实现大转换比的同时，将电感均值电流与负载电流的比值优化到1/(2+D)，实现全占空比范围内电感均值电流为负载电流的1/3~1/2倍，恒小于负载电流的1/2，有效降低全转换比范围内的电感导通损耗，放宽了对大尺寸、小DCR电感的需求，同时提高了芯片的效率和功率密度。并且，该新型拓扑结构也具有飞电容电压自平衡的特性，不需要额外的飞电容电压平衡电路。
本申请提供的直流-直流转换电路包括：输入端、第一飞电容、第二飞电容、功率电感、第一状态开关、第二状态开关、输出端；所述第一状态开关导通、所述第二状态开关断开时，所述输入端、所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第二飞电容为所述输出端供电；所述第一飞电容、所述功率电感充电；所述第一状态开关断开、所述第二状态开关导通时，所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第一飞电容为所述输出端供电；所述第二飞电容充电、所述功率电感放电。
在两个工作状态下，均有一个飞电容与功率电感一同为输出端供电，起到分流的作用，并且使得不同开关状态下飞电容充放电关系得到调整，从而有效提升飞电容为负载供给的总电荷量，使电感均值电流大幅度下降。在输出端负载一致的情况下，相对于现有技术中电感电流与负载电流比值接近1的情况，电感电流占比可以远小于1，实现电感导通损耗的进一步降低。
在一些实施例中，所述第一状态开关包括第一开关管、第二开关管、第三开关管，所述第二状态开关包括第四开关管、第五开关管、第六开关管。
相对应的，所述第一状态开关导通、所述第二状态开关断开时，所述输入端、所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，包括：所述输入端、所述第一开关管、所述第一飞电容、所述功率电感、所述第三开关管、所述输出端依次连接；所述第二开关管、所述第二飞电容串联；所述第二飞电容不与所述第二开关管连接的一端连接到所述功率电感与所述第三开关管的连接点；所述输入端、所述第二开关管、所述输出端接地。
所述第一状态开关断开、所述第二状态开关导通时，所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，包括：所述第四开关管、所述第一飞电容、所述第五开关管、所述第二飞电容、所述第六开关管所述输出端依次连接；所述功率电感的一端连接到所述第四开关管与所述第一飞电容的连接点，所述功率电感的另一端连接到所述第五开关管与所述第二飞电容的连接点。
上述的输出端中可以包括输出电容，所述输出电容的一端接地。
在一个具体的实施例中，直流-直流转换电路的功率级拓扑结构如图6所示。该功率级拓扑由六个开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6、两个飞电容、和一个功率电感L构成双通路混合型直流-直流转换器结构，用于将输入的高压直流电转换为带有纹波的稳定低压直流电输出。该架构中，不仅仅是功率电感L为负载进行供电，两个飞电容、所构成的开关电容结构凭借充放电守恒的特性，也为负载提供部分电荷，因此飞电容分担了部分电感均值电流，使流经功率电感L的电感均值电流减少，从而降低了电感导通损耗。
各开关管受控制器的控制信号的控制，控制信号的占空比为D。在控制信号的控制下，其功率级工作时序如图7所示。在一个开关周期T内，0-DT时间内，控制信号使能，第一状态开关中第一开关管S1、第二开关管S4、第三开关管S5导通，第二状态开关中第四开关管S2、第五开关管S3、第六开关管S6关断，电路进入301状态，电感L、飞电容充电，放电，此时，作为与L并联为负载供电的双通路电容；DT-T时间内，控制信号不使能，开关管S2、S3、S6导通，开关管S1、S4、S5关断，电路进入302状态，飞电容充电，电感L、飞电容放电，此时，作为与L并联为负载供电的双通路电容。两个状态的行为构成电荷守恒。
结合工作状态图7以及稳态工作时序图8，根据电感的伏秒平衡，可知：
在301状态下：
在302状态下：
结合两个状态可知：
代入301状态的伏秒平衡公式，即可得到电压转换比M。
   （5）
                                                  （6）
其中，是电压转换比，是转换器输入电压，是转换器输出电压，代表开关管控制信号的占空比（）。
飞电容电压由于开关电容结构的特性，直接输出电压定义，分别为，，因此可以实现飞电容电压的自平衡，而不需要额外的飞电容电压平衡电路与复杂的环路分析，控制级电路可以采用传统的降压直流-直流转换器电压模式进行控制，仅需一个稳压环路，简化了控制级电路的设计。
根据电容的电荷守恒，结合301状态电路，可知，101状态下充电，充电电荷量为电感均值电流与时间乘积：
302状态充电，充电电荷量等于的放电电荷量和电感L的放电电荷量，即101状态下的充电电荷量和302状态下L的放电电荷量，为电感均值电流在整个周期内的变化电荷量：
因此，两个飞电容一个周期总共为负载提供的电荷量为：
电感一个周期为负载的提供的电荷为：
输出负载一个周期所需电荷量为；
结合以上公式，可以得到电感均值电流与负载电流的比值。
                        （7）
                                        （8）
与上述已有方案相比，本申请的方案采用了相同数量的开关管与无源器件，且开关管各自耐压也对应相同，未引入额外的耐压问题。
根据公式（6），该转换器电压转换比范围也为（0，1/3）；通过对比公式（1）、（5）可知，本实施例中电感充电时的压降与图1现有技术的方案相同，均为，但本实施例中放电斜率为，是图1现有技术的方案的两倍。通过对比公式（3）、（4）与（7）、（8）可知，本实施例中的飞电容能够存储与释放更多的电荷，是图1现有技术的方案的倍，因此无论是相同占空比下还是相同转换比下，本发明的电感均值电流总小于图1现有技术的方案的电感均值电流，且最多可比图1方案减小近一半的电感均值电流。
本实施例方案与图1对应方案的电流比值与电压转换比的关系如图9所示。从图中也可以直观看出，本实施例的转换器的电感均值电流与负载电流的比值范围为（1/3，1/2），实现了全占空比范围内电感均值电流恒小于负载电流的1/2倍。也即，本申请的方案在实现大转换比的同时，更大程度地降低了电感均值电流，从而减小了电感的导通损耗，提高了系统效率。在此基础上，就不必再通过使用较大尺寸较小DCR的功率电感来减小电感的导通损耗，也就避免了直流-直流转换器的体积增大和整体功率密度降低。更进一步的，在保证相同电感损耗的前提下，还可以通过采用尺寸更小、直流阻抗更大的功率电感，缩减直流-直流转换器的体积，提升整体功率密度。
在一些实施例中，上述直流-直流转换电路对应的转换器的开关频率可以为0.5MHz~2MHz。其中，功率电感的感值可以为0.1μH~4.7μH，在此范围内，感值越大，可以使输出电压纹波越小；两个飞电容与输出电容的容值可以为1μF~20μF，在此范围内，容值越大，可以使输出电压纹波越小，从而提高输出带载能力。相应的，感值增大也会使得电感尺寸增大，因此，在一些实现方式中，可以将感值选取在中间范围内，例如1μH、2μH、3μH等取值，以求输出性能和器件尺寸的平衡。
图10是本申请提供的一种针对上述直流-直流转换电路的稳态工作控制方法的流程图，该方法包括：
State1，0-DT，控制开关S1、S4、S5导通，开关S2、S3、S6断开，进入状态301，飞电容与电感L充电，放电。此时由作为与L并联为输出供电的双通路电容。
State2，DT-T，控制开关S1、S4、S5断开，开关S2、S3、S6导通，进入状态302，电感L与飞电容放电，充电，与上个状态的行为构成电荷守恒。此时由作为与L并联为输出供电的双通路电容。
State3，进入下一周期T，重复步骤State1。
本申请另一实施例中，还提供了一种控制级电路，可以对上述实施例中的直流-直流转换电路进行控制，触发图10所示方法。控制级电路的结构如图11所示，由误差放大器EA和PWM产生器构成反馈环路，通过比较输出电压与基准电压的差值，得到误差信号，再根据其与斜波信号Ramp的大小关系，产生控制信号PWM，经过驱动电路Driver产生开关管的驱动信号，通过调节该控制信号的占空比来使输出电压稳定至基准电压。
本申请方案的关键点在于：与传统多电平混合型降压直流-直流转换器相比，本申请提出的新型双通路混合型降压直流-直流转换器拓扑架构，能实现飞电容电压的自动平衡，而无需额外的飞电容电压平衡电路来确保系统的正常工作，简化了电路控制级的设计。
电感电流降低的主导因素是电容为负载提供额外电荷，因此这个电荷量越大，电感电流降低程度就越大，而这个电荷量由于电感限制仅存在几个离散值，已有工作中单个飞电容电荷量为，可结合公式（3）理解。本申请亮点便是将一个飞电容的电荷量提升到了理论极限值，即公式（7）的。由于物理限制，在相同开关、电感、电容数量下，此飞电容的电荷量无法更大，且另一个飞电容无法同时达到这个最大电荷量，因此本申请的方案是一个电感两个飞电容的结构中电感均值电流最低的方案。
因此，本申请提出的拓扑结构实现了大转换比输出，在不增加开关管和无源器件数量的前提下，最大程度降低了电感均值电流，使得其与负载电流的比值恒小于1/2，减小了电感的导通损耗，且未引入开关管耐压问题，提高了系统效率；在与已有工作状态保持相同电感损耗的情况下，还可以在本申请的拓扑结构的基础上采用尺寸更小的功率电感，节省系统面积，提高功率密度。
综上，本申请提出了一种新型高性能的双通路混合型降压直流-直流转换器，具备飞电容电压自平衡的特性，无需额外的飞电容电压平衡电路，控制电路简单；实现了大转换比输出；不增加额外开关管和无源器件，电感均值电流恒小于负载电流的1/2，最大程度降低电感均值电流，减小了电感的导通损耗，提高了系统效率；在与已有工作保持相同电感损耗的前提下，可以采用尺寸更小的功率电感，节省系统面积，提高功率密度。
本领域普通技术人员可以理解：实现上述各方法实施例的全部或部分步骤可以通过程序指令相关的硬件来完成。前述的程序可以存储于一计算机可读取存储介质中。该程序在执行时，执行包括上述各方法实施例的步骤；而前述的存储介质包括：ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。

Claims (10)

1.一种直流-直流转换电路，其特征在于，包括：输入端、第一飞电容、第二飞电容、功率电感、第一状态开关、第二状态开关、输出端；
所述第一状态开关导通、所述第二状态开关断开时，所述输入端、所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第二飞电容为所述输出端供电；所述第一飞电容、所述功率电感充电；
所述第一状态开关断开、所述第二状态开关导通时，所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第一飞电容为所述输出端供电；所述第二飞电容充电。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一状态开关包括第一开关管、第二开关管、第三开关管，所述第二状态开关包括第四开关管、第五开关管、第六开关管。
3.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述第一状态开关导通、所述第二状态开关断开时，所述输入端、所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，包括：
所述输入端、所述第一开关管、所述第一飞电容、所述功率电感、所述第三开关管、所述输出端依次连接；
所述第二开关管、所述第二飞电容串联；所述第二飞电容不与所述第二开关管连接的一端连接到所述功率电感与所述第三开关管的连接点；
所述输入端、所述第二开关管、所述输出端接地。
4.根据权利要求2所述的电路，其特征在于，所述第一状态开关断开、所述第二状态开关导通时，所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，包括：
所述第四开关管、所述第一飞电容、所述第五开关管、所述第二飞电容、所述第六开关管所述输出端依次连接；
所述功率电感的一端连接到所述第四开关管与所述第一飞电容的连接点，所述功率电感的另一端连接到所述第五开关管与所述第二飞电容的连接点。
5.根据权利要求1-4任一项所述的电路，其特征在于，所述输出端包括输出电容，所述输出电容的一端接地。
6.根据权利要求1-4任一项所述的电路，其特征在于，
所述电路的开关频率范围包括0.5MHz~2MHz；所述开关频率是由所述第一状态开关与所述第二状态开关的导通状态切换所确定的；
所述功率电感的感值范围包括0.1μH~4.7μH；
所述第一飞电容的容值范围包括1μF~20μF；
所述第二飞电容的容值范围包括1μF~20μF。
7.一种直流-直流转换器，其特征在于，包括：如权利要求1-6任一项所述的直流-直流转换电路。
8.根据权利要求7所述的转换器，其特征在于，还包括：控制级电路；
所述直流-直流转换电路的输出端连接所述控制级电路的输入端；
所述控制级电路的输出端连接所述第一状态开关、所述第二状态开关。
9.根据权利要求8所述的转换器，其特征在于，所述控制级电路包括：依次连接的误差放大器、PWM产生器、驱动电路；
所述误差放大器的输入端分别用于连接所述直流-直流转换电路的输出端、基准电压输出端，比较输出电压与基准电压，得到误差信号，输出到所述PWM产生器；
所述PWM产生器的输入端还用于连接斜波信号输出端、时钟信号输出端，根据误差信号与斜波信号的大小关系，产生控制信号，输出到所述驱动电路；
所述驱动电路根据所述控制信号产生驱动信号，输出到所述第一状态开关、所述第二状态开关。
10.一种直流-直流转换电路控制方法，其特征在于，应用于如权利要求1-6任一项所述的直流-直流转换电路，所述方法包括：
在每一周期中的第一时段中，控制所述第一状态开关导通、所述第二状态开关断开，使所述输入端、所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第二飞电容为所述输出端供电；所述第一飞电容、所述功率电感充电；
在每一周期中的第二时段中，控制所述第一状态开关断开、所述第二状态开关导通，所述第一飞电容、所述功率电感、所述第二飞电容、所述输出端连通，所述功率电感、所述第一飞电容为所述输出端供电；所述第二飞电容充电。
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