CN115967275A - 升压直流-直流转换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本申请提供一种升压直流‑直流转换器及其控制方法。该升压直流‑直流转换器包括一个电感、一个飞电容、一个输出电容、第一开关、第二开关及第三开关，电感的第一端和第二开关的第一端连接直流电源的正极，第二开关的第二端连接第一开关的第一端，第一开关的第二端接地，飞电容连接在电感的第二端和第二开关的第二端之间，第三开关的第一端连接电感的第二端，第三开关的第二端连接输出电容的第一端，输出电容的第二端接地。本申请能够降低系统对电感尺寸的要求。此外，本申请的升压直流‑直流转换器所用开关的耐压值为输入电压，故可降低系统对开关的耐压要求。本申请的升压直流‑直流转换器中没有右半平面零点，故可实现快速瞬态响应。

Description

升压直流-直流转换器及其控制方法

技术领域

本申请涉及转换器技术领域，尤其涉及一种升压直流-直流转换器及其控制方法。

背景技术

传统的电感型升压直流-直流转换器，由于其电感上的平均电流大，为了得到高效率，必须要使用小DCR(Direct Current Resistance，直流电阻)的电感，但是电感的DCR越小，电感的尺寸便会越大，这将大大增加芯片体积和成本。

此外，传统电感型升压直流-直流转换器的功率级有一个右半平面的零点，增加了控制环路的补偿复杂度，并且限制了环路带宽，系统瞬态响应缓慢。

发明内容

本申请的目的在于提供一种升压直流-直流转换器及其控制方法，能够降低系统对电感尺寸的要求，以及消除传统电感型升压直流-直流转换器中的右半平面零点以加快系统瞬态响应速度。

本申请的一个方面提供一种升压直流-直流转换器。所述升压直流-直流转换器包括一个电感、一个飞电容、一个输出电容、第一开关、第二开关及第三开关，所述电感的第一端和所述第二开关的第一端连接直流电源的正极，所述第二开关的第二端连接所述第一开关的第一端，所述第一开关的第二端接地，所述飞电容连接在所述电感的第二端和所述第二开关的第二端之间，所述第三开关的第一端连接所述电感的第二端，所述第三开关的第二端连接所述输出电容的第一端，所述输出电容的第二端接地。

进一步地，所述升压直流-直流转换器具有第一工作状态和第二工作状态，通过所述第一开关、所述第二开关和所述第三开关周期性的导通或关断，来使得所述升压直流-直流转换器在所述第一工作状态和所述第二工作状态之间进行周期性切换以得到稳定的高于输入电压的输出电压。

进一步地，所述升压直流-直流转换器的开关周期包括导通时间段和关断时间段，在所述导通时间段内，所述第一开关导通，所述第二开关和所述第三开关均关断，所述升压直流-直流转换器处于所述第一工作状态；在所述关断时间段内，所述第一开关关断，所述第二开关和所述第三开关均导通，所述升压直流-直流转换器处于所述第二工作状态。

进一步地，所述电感上的电感平均电流等于负载电流。

进一步地，所述第一开关包括第一功率开关管，所述第二开关包括第二功率开关管，所述第三开关包括第三功率开关管。

进一步地，所述第一功率开关管，所述第二功率开关管及所述第三功率开关管的耐压值均等于所述直流电源的输入电压。

进一步地，所述升压直流-直流转换器没有右半平面零点。

本申请的升压直流-直流转换器通过在电感型升压直流-直流转换器的基础上引入一个飞电容并改变电路的拓扑结构，飞电容可以辅助电感从输入传输电荷到输出，以此降低电感上的电感平均电流，使得该结构的电感平均电流等于负载电流，从而降低了系统对电感尺寸的要求，在保证高效率的同时可以选用尺寸较小的电感。

另外，本申请的升压直流-直流转换器在电感型升压直流-直流转换器的基础上引入一个飞电容并改变电路的拓扑结构，由于飞电容上有稳定的电压，使得本申请的升压直流-直流的功率开关管的电压应力(即耐压值)都为输入电压，因此，可以降低系统对功率开关管的耐压要求。

此外，本申请的升压直流-直流转换器在电感型升压直流-直流转换器的基础上引入一个飞电容并改变电路的拓扑结构，在电感充磁的同时，电感向飞电容充电，而飞电容上的这一部分电荷会在第二工作状态全部流向负载，这看起来就像是电感一直在向负载充电，以此消除了升压直流-直流转换器中的右半平面零点，因此可拓展系统环路带宽，加快系统瞬态响应速度。

本申请的另一个方面提供一种升压直流-直流转换器的控制方法，所述升压直流-直流转换器包括一个电感、一个飞电容和一个输出电容。所述控制方法包括：控制所述升压直流-直流转换器在第一工作状态和第二工作状态之间进行周期性切换以得到稳定的输出电压，其中，在控制所述升压直流-直流转换器处于所述第一工作状态时，所述电感充磁并向所述飞电容充电，负载由所述输出电容补电；在控制所述升压直流-直流转换器处于所述第二工作状态时，所述电感去磁，所述电感的电流流向所述负载，同时所述飞电容在所述第一工作状态下积累的电荷也流向所述负载。

进一步地，所述升压直流-直流转换器还包括第一开关、第二开关及第三开关，所述电感的第一端和所述第二开关的第一端连接直流电源的正极，所述第二开关的第二端连接所述第一开关的第一端，所述第一开关的第二端接地，所述飞电容连接在所述电感的第二端和所述第二开关的第二端之间，所述第三开关的第一端连接所述电感的第二端，所述第三开关的第二端连接所述输出电容的第一端，所述输出电容的第二端接地，其中，所述控制所述升压直流-直流转换器在第一工作状态和第二工作状态之间进行周期性切换包括：通过控制所述第一开关、所述第二开关和所述第三开关周期性的导通或关断，来控制所述升压直流-直流转换器在所述第一工作状态和所述第二工作状态之间进行周期性切换。

进一步地，所述升压直流-直流转换器的开关周期包括导通时间段和关断时间段，所述通过控制所述第一开关、所述第二开关和所述第三开关周期性的导通或关断，来控制所述升压直流-直流转换器在所述第一工作状态和所述第二工作状态之间进行周期性切换包括：在每个所述开关周期的导通时间段内，控制所述第一开关导通，并控制所述第二开关和所述第三开关均关断，以使得所述升压直流-直流转换器处于所述第一工作状态；及在每个所述开关周期的关断时间段内，控制所述第一开关关断，并控制所述第二开关和所述第三开关均导通，以使得所述升压直流-直流转换器处于所述第二工作状态。

本申请实施例的升压直流-直流转换器的控制方法能够降低系统对电感尺寸的要求，简化环路补偿设计，可加快负载瞬态响应速度。

另外，本申请实施例的升压直流-直流转换器的控制方法可以降低系统对开关的耐压要求。

附图说明

图1为一种升压直流-直流转换器的电路示意图。

图2为图1所示的升压直流-直流转换器中的关键信号波形示意图。

图3为另一种升压直流-直流转换器的电路示意图。

图4为图3所示的升压直流-直流转换器分别处于第一工作状态和第二工作状态下的电路示意图。

图5为图3所示的升压直流-直流转换器中的关键信号波形示意图。

图6为本申请一个实施例的升压直流-直流转换器的电路示意图。

图7为图6所示的升压直流-直流转换器处于第一工作状态下的电路示意图。

图8为图6所示的升压直流-直流转换器处于第二工作状态下的电路示意图。

图9为图6所示的升压直流-直流转换器中的关键信号波形示意图。

图10为本申请一个实施例的升压直流-直流转换器的控制方法的流程图。

具体实施方式

这里将详细地对示例性实施例进行说明，其示例表示在附图中。下面的描述涉及附图时，除非另有表示，不同附图中的相同数字表示相同或相似的要素。以下示例性实施例中所描述的实施例并不代表与本申请相一致的所有实施例。相反，它们仅是与如所附权利要求书中所详述的、本申请的一些方面相一致的装置的例子。

在本申请实施例使用的术语是仅仅出于描述特定实施例的目的，而非旨在限制本申请。除非另作定义，本申请实施例使用的技术术语或者科学术语应当为本申请所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本申请的说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。同样，“一个”或者“一”等类似词语也不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“多个”或者“若干”表示两个及两个以上。除非另行指出，“前”、“后”、“左”、“右”、“远”、“近”、“顶部”和/或“底部”等类似词语只是为了便于说明，而并非限于一个位置或者一种空间定向。“包括”或者“包含”等类似词语意指出现在“包括”或者“包含”前面的元件或者物件涵盖出现在“包括”或者“包含”后面列举的元件或者物件及其等同，并不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而且可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。在本申请的说明书和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其他含义。还应当理解，本文中使用的术语“和/或”是指并包含一个或多个相关联的列出项目的任何或所有可能组合。

图1揭示了一种升压直流-直流转换器100的电路示意图，图2揭示了图1所示的升压直流-直流转换器100中的关键信号波形示意图。如图1和图2所示，该升压直流-直流转换器100为一种电感型升压直流-直流转换器，其包括一个电感L与两个开关(即第一功率开关管S1和第二功率开关管S2)。在0-DT时间段内，第一功率开关管S1导通，第二功率开关管S2关断；在DT-T时间段内，第一功率开关管S1关断，第二功率开关管S2导通。由第一功率开关管S1和第二功率开关管S2的周期性交替导通来实现升压功能。该升压直流-直流转换器100的电压转换比为M，M＝V_OUT/V_IN，其中，V_OUT代表输出电压，V_IN代表输入电压。

电感L上的电感平均电流I_L与占空比D之间的关系如下所示：

M＝1/(1―D)              (1)

其中，I_OUT代表负载电流。因D∈(0,1)，故M∈(1,∞)。因此，电感L上的电感平均电流I_L大于负载电流I_OUT。

在该升压直流-直流转换器100中，从输入流出的电荷在一个开关周期T内只能通过电感L在DT-T时间段内传到输出。

在该升压直流-直流转换器100中，第一功率开关管S1和第二功率开关管S2的耐压值均为V_OUT。

此外，对图1所示的升压直流-直流转换器100的电路采用状态空间平均做小信号分析，可得到其功率级从占空比D到输出电压V_OUT的传递函数G_vd(s)，如下所示：

其中，D为占空比，V_OUT为输出电压，I_L为电感平均电流，R_OUT为负载电阻，R_OUT＝V_OUT/I_OUT。

由公式(3)可以看出，该升压直流-直流转换器100中具有一个右半平面零点

然而，这大大限制了环路的带宽，降低了负载瞬态响应速度。

有鉴于此，提出了另一种升压直流-直流转换器200的拓扑结构。图3揭示了另一种升压直流-直流转换器200的电路示意图。如图3所示，该升压直流-直流转换器200中引入了一个飞电容C_F，为一种电感-电容混合型升压直流-直流转换器200，其包括一个电感L、一个飞电容C_F及五个开关(即第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4及第五功率开关管S5)。

图4揭示了图3所示的升压直流-直流转换器200分别处于第一工作状态和第二工作状态下的电路示意图，图5揭示了图3所示的升压直流-直流转换器200中的关键信号波形示意图。结合参照图4和图5所示，在0-DT时间段内，第一功率开关管S1、第三功率开关管S3和第五功率开关管S5导通，第二功率开关管S2和第四功率开关管S4关断；在DT-T时间段内，第一功率开关管S1、第三功率开关管S3和第五功率开关管S5关断，第二功率开关管S2和第四功率开关管S4导通。

在该升压直流-直流转换器200中，从输入流出的电荷在一个开关周期T内除了通过电感L在DT-T时间段内传到输出，而且，也能通过飞电容C_F把一部分电荷从输入运到输出，因此，图3所示的升压直流-直流转换器200中的电感平均电流I_L相比图1所示的升压直流-直流转换器100有所降低。

该升压直流-直流转换器200的电压转换比M、电感平均电流I_L与占空比D之间的关系如下所示：

M＝(2―D)/(2―2D)        (4)

I_L＝(M―0.5)I_OUT      (5)

由于电感平均电流I_L的降低，系统对电感L的DCR要求会放松一些，因此在保证效率的同时，可降低电感L的尺寸，节约成本。

同时，对图3所示的升压直流-直流转换器200的电路采用状态空间平均做小信号分析，可得到其功率级从占空比D到输出电压V_OUT的传递函数G_vd(s)，如下所示：

由公式(6)可以看出，该升压直流-直流转换器200中同样具有右半平面零点

但是，在相同电压转换比M的前提下，图3所示的升压直流-直流转换器200的右半平面零点比图1所示的升压直流-直流转换器100的更高，对环路带宽的限制会更小一些，因此，该升压直流-直流转换器200可实现更大的环路带宽，更快的负载瞬态响应速度。

综上，图1所示的升压直流-直流转换器100的电感平均电流I_L为MI_OUT(M>1)，这意味着较大的电感损耗。若要实现高效率，则必须要使用小DCR的电感L，而电感L的DCR越小，电感L体积大，这将增大芯片体积和成本。此外，该升压直流-直流转换器100中右半平面零点的存在会大大限制系统带宽以及负载瞬态响应的速度。

图2所示的电感-电容混合型升压直流-直流转换器200的电感平均电流I_L相较于图1所示的升压直流-直流转换器100有所降低，其为(M-0.5)I_OUT，可放松对电感L的DCR要求。但是，该升压直流-直流转换器200引入较多功率开关管，并且，在五个功率开关管中，第一功率开关管S1和第二功率开关管S2的耐压值为2V_OUT-V_IN。由于是升压转换器，V_OUT>V_IN，所以2V_OUT-V_IN>V_OUT(而图1的升压直流-直流转换器100中的功率开关管耐压值为V_OUT)，较大的耐压值，意味着需要更高耐压的功率开关管，这也会大大增加芯片制造成本。此外，在该升压直流-直流转换器200中，右半平面零点相较于图1的升压直流-直流转换器100推得更高，可缓解环路压力，但环路设计终究还受到右半平面零点的限制。

基于以上缺点，本申请实施例提出了一种新型电感-电容混合型升压直流-直流转换器300的拓扑结构，能够在降低电感平均电流I_L的同时，消除右半平面零点，并且功率开关管耐压值降低，以此来实现高效率、快速瞬态响应的同时，降低芯片体积和成本。

图6揭示了本申请一个实施例的升压直流-直流转换器300的电路示意图。如图6所示，本申请一个实施例的升压直流-直流转换器300包括一个电感L、一个飞电容C_F、一个输出电容C_OUT及三个开关(即第一开关、第二开关及第三开关)。在一个实施例中，第一开关可以包括第一功率开关管S1，第二开关可以包括第二功率开关管S2，第三开关可以包括第三功率开关管S3。

其中，电感L的第一端和第二开关(例如第二功率开关管S2)的第一端连接直流电源的正极，第二开关(例如第二功率开关管S2)的第二端连接第一开关(例如第一功率开关管S1)的第一端，第一开关(例如第一功率开关管S1)的第二端接地，飞电容C_F连接在电感L的第二端和第二开关(例如第二功率开关管S2)的第二端之间，第三开关(例如第三功率开关管S3)的第一端连接电感L的第二端，第三开关(例如第三功率开关管S3)的第二端连接输出电容C_OUT的第一端，输出电容C_OUT的第二端接地。

在一些实施例中，本申请的升压直流-直流转换器300具有第一工作状态和第二工作状态，通过第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第三功率开关管S3周期性的导通或关断，来使得升压直流-直流转换器300在第一工作状态和第二工作状态之间进行周期性切换以得到稳定的输出电压。

升压直流-直流转换器300的开关周期T包括导通时间段和关断时间段。导通时间段等于开关周期T与占空比D的乘积。

图7揭示了本申请一个实施例的升压直流-直流转换器300处于第一工作状态下的电路示意图。如图7所示，在开关周期的导通时间段内，例如0-DT(其中，D为占空比，T为开关周期)时间段，第一功率开关管S1导通，第二功率开关管S2和第三功率开关管S3均关断，升压直流-直流转换器300处于第一工作状态。图8揭示了本申请一个实施例的升压直流-直流转换器300处于第二工作状态下的电路示意图。如图8所示，在开关周期的关断时间段内，例如DT-T时间段，第一功率开关管S1关断，第二功率开关管S2和第三功率开关管S3均导通，升压直流-直流转换器300处于第二工作状态。

图9揭示了本申请一个实施例的升压直流-直流转换器300中的关键信号波形示意图。如图9所示，周期性进行第一工作状态(简称状态1)和第二工作状态(简称状态2)的切换，可得到稳定的输出电压。

结合参照图7和图9所示，在状态1(0-DT时间段)时，第一功率开关管S1导通，第二功率开关管S2和第三功率开关管S3关断，此时，电感L和飞电容C_F的连接节点处的电压V_SW便是飞电容C_F上的电压。由图8所示的状态2(DT-T时间段)可以看出，在状态2(DT-T时间段)时，第一功率开关管S1关断，第二功率开关管S2和第三功率开关管S3导通，飞电容C_F两端分别接V_OUT与V_IN，所以，飞电容C_F两端的电压V_CF＝V_OUT-V_IN，另外，由于飞电容C_F两端的电容不会突变，故，V_SW＝V_OUT-V_IN<V_IN，电感L两端压差为正(因为在状态2时电感L两端压差为负，因此，根据电感伏秒平衡可以得出，在状态1时电感L两端压差为正)，电感L充磁，电感平均电流I_L上升，此时没有电荷从输入运送到输出，因此，第一工作状态下从输入传到输出的电荷Q_d1＝0。但是，电感L在上升的过程中会往飞电容C_F上注入电荷，即+ΔQ＝I_LDT。同时，此时，第二功率开关管S2上的耐压值V_DS,S2＝V_IN-0＝V_IN，第三功率开关管S3上的耐压值V_DS,S3＝V_OUT-(V_OUT-V_IN)＝V_IN。

结合参照图8和图9所示，在状态2(DT-T)时，第一功率开关管S1关断，第二功率开关管S2和第三功率开关管S3导通，此时，电感L和飞电容C_F的连接节点处的电压V_SW＝V_OUT>V_IN(因为本申请为升压直流-直流转换器)，电感L两端压差为负，电感L去磁，电感平均电流I_L下降，此时飞电容C_F放电，由飞电容C_F的充放电平衡可以得知，这个状态下飞电容C_F会将上一状态(即第一工作状态)积累的电荷ΔQ＝I_LDT释放，并传输到输出，此外，还有部分电荷通过电感平均电流I_L传到输出，所以，此时，第二工作状态下从输入传到输出的电荷Q_d2＝I_L(1-D)T+ΔQ＝I_LT。同时，第一功率开关管S1上的耐压值V_DS,S1＝V_IN-0＝V_IN。

对电感L做伏秒平衡，可得：

D(V_IN―(V_OUT―V_IN))＝(1―D)(V_OUT―V_IN)  (7)

由公式(7)可以得到如下：

其中，V_IN为输入电压，V_OUT为输出电压，M为电压转换比，D为占空比，因D∈(0,1)，故M∈(1,2)。

对输出电容C_OUT做充放电平衡，可得：

Q_d1+Q_d2＝0+I_LT＝I_OUTT          (9)

因此，由公式(9)可以得出如下：

I_L＝I_OUT                (10)

相比于图1所示的升压直流-直流转换器100的电感平均电流I_L为MI_OUT(M>1)，本申请的升压直流-直流转换器300的电感平均电流I_L降低，因此，本申请的升压直流-直流转换器300可放松系统对电感L尺寸的要求，降低芯片体积与成本。

并且，相较于图1所示的升压直流-直流转换器100的功率开关管耐压V_OUT(>V_IN)，本申请的升压直流-直流转换器300的功率开关管耐压均为V_IN，因此，本申请的升压直流-直流转换器300有效降低了功率开关管的耐压，可降低芯片制造成本。

另外，推导本申请的升压直流-直流转换器300的功率级从占空比D到输出电压V_OUT的传递函数G_vd(s)，可得：

从公式(11)可以看出，本申请的升压直流-直流转换器300的功率级传递函数G_vd(s)中并没有右半平面零点，因此，本申请的升压直流-直流转换器300的环路设计相较于图1所示的升压直流-直流转换器100和图3所示的升压直流-直流转换器200会简单许多，并且，系统带宽也不会受到限制，系统瞬态响应速度会加快。

本申请的升压直流-直流转换器300通过在电感型升压直流-直流转换器的基础上引入一个飞电容C_F并改变电路的拓扑结构，飞电容C_F可以辅助电感L从输入传输电荷到输出，以此降低电感L上的电感平均电流I_L，使得该结构的电感平均电流I_L等于负载电流I_OUT，从而降低了系统对电感L尺寸的要求，在保证高效率的同时可以选用尺寸较小的电感L。虽然本申请的升压直流-直流转换器300相比图1所示的升压直流-直流转换器100增加了一个飞电容C_F，但是由于电容的尺寸相比电感L会小很多，所以无源器件的体积也会减小，成本会降低。

另外，本申请的升压直流-直流转换器300在电感型升压直流-直流转换器的基础上引入一个飞电容C_F并改变电路的拓扑结构，由于飞电容C_F上有稳定的电压，使得本申请的升压直流-直流转换器300的功率开关管的电压应力(即耐压值)都为输入电压V_IN，低于图1的升压直流-直流转换器100中的V_OUT和图3的升压直流-直流转换器200中的2V_OUT-V_IN(升压转换器，V_OUT>V_IN)。因此，本申请的升压直流-直流转换器300可以降低系统对功率开关管的耐压要求。

此外，本申请的升压直流-直流转换器300在电感型升压直流-直流转换器的基础上引入一个飞电容C_F并改变电路的拓扑结构，在电感L充磁的同时，电感L向飞电容C_F充电，而飞电容C_F上的这一部分电荷会在第二工作状态全部流向负载，这看起来就像是电感L一直在向负载充电，以此消除了升压直流-直流转换器300中的右半平面零点，因此可拓展系统环路带宽，加快系统瞬态响应速度。

本申请实施例还提供了一种升压直流-直流转换器的控制方法，该升压直流-直流转换器300包括一个电感L、一个飞电容C_F和一个输出电容C_OUT。图10揭示了本申请一个实施例的升压直流-直流转换器的控制方法的流程图。如图10所示，本申请一个实施例的升压直流-直流转换器的控制方法可以包括步骤S1。在步骤S1中，控制升压直流-直流转换器300在第一工作状态和第二工作状态之间进行周期性切换以得到稳定的输出电压。其中，在步骤S11中，在控制升压直流-直流转换器300处于第一工作状态时，电感L充磁并向飞电容C_F充电，负载由输出电容C_OUT补电；在步骤S12中，在控制升压直流-直流转换器300处于第二工作状态时，电感L去磁，电感L的电流流向负载，同时飞电容C_F在第一工作状态下积累的电荷也流向负载。步骤S11和步骤S12中的两个工作状态周期性进行切换。

在一些实施例中，如图6所示，升压直流-直流转换器300还包括第一功率开关管S1、第二功率开关管S2及第三功率开关管S3。其中，电感L的第一端和第二功率开关管S2的第一端连接直流电源的正极，第二功率开关管S2的第二端连接第一功率开关管S1的第一端，第一功率开关管S1的第二端接地，飞电容C_F连接在电感L的第二端和第二功率开关管S2的第二端之间，第三功率开关管S3的第一端连接电感L的第二端，第三功率开关管S3的第二端连接输出电容C_OUT的第一端，输出电容C_OUT的第二端接地。因此，可以通过控制第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第三功率开关管S3周期性的导通或关断，来控制升压直流-直流转换器300在第一工作状态和第二工作状态之间进行周期性切换。

升压直流-直流转换器300的开关周期包括导通时间段和关断时间段。在一些实施例中，在每个开关周期的导通时间段内，控制第一功率开关管S1导通，并控制第二功率开关管S2和第三功率开关管S3均关断，以使得升压直流-直流转换器300处于第一工作状态，电感L和飞电容C_F的连接节点处的电压V_SW＝V_OUT-V_IN；在每个开关周期的关断时间段内，控制第一功率开关管S1关断，并控制第二功率开关管S2和第三功率开关管S3均导通，以使得升压直流-直流转换器300处于第二工作状态，电感L和飞电容C_F的连接节点处的电压V_SW＝V_OUT。

本申请实施例的升压直流-直流转换器的控制方法能够降低系统对电感L尺寸的要求，简化环路补偿设计，可加快负载瞬态响应速度。

另外，本申请实施例的升压直流-直流转换器的控制方法可以降低系统对开关的耐压要求。

以上对本申请实施例所提供的升压直流-直流转换器及其控制方法进行了详细的介绍。本文中应用了具体个例对本申请实施例的升压直流-直流转换器及其控制方法进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本申请的核心思想，并不用以限制本申请。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请的精神和原理的前提下，还可以对本申请进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也均应落入本申请所附权利要求书的保护范围内。

Claims (10)

1.一种升压直流-直流转换器，其特征在于：包括一个电感、一个飞电容、一个输出电容、第一开关、第二开关及第三开关，所述电感的第一端和所述第二开关的第一端连接直流电源的正极，所述第二开关的第二端连接所述第一开关的第一端，所述第一开关的第二端接地，所述飞电容连接在所述电感的第二端和所述第二开关的第二端之间，所述第三开关的第一端连接所述电感的第二端，所述第三开关的第二端连接所述输出电容的第一端，所述输出电容的第二端接地。

2.如权利要求1所述的升压直流-直流转换器，其特征在于：所述升压直流-直流转换器具有第一工作状态和第二工作状态，通过所述第一开关、所述第二开关和所述第三开关周期性的导通或关断，来使得所述升压直流-直流转换器在所述第一工作状态和所述第二工作状态之间进行周期性切换以得到稳定的高于输入电压的输出电压。

3.如权利要求2所述的升压直流-直流转换器，其特征在于：所述升压直流-直流转换器的开关周期包括导通时间段和关断时间段，在所述导通时间段内，所述第一开关导通，所述第二开关和所述第三开关均关断，所述升压直流-直流转换器处于所述第一工作状态；在所述关断时间段内，所述第一开关关断，所述第二开关和所述第三开关均导通，所述升压直流-直流转换器处于所述第二工作状态。

4.如权利要求3所述的升压直流-直流转换器，其特征在于：所述电感上的电感平均电流等于负载电流。

5.如权利要求3所述的升压直流-直流转换器，其特征在于：所述第一开关包括第一功率开关管，所述第二开关包括第二功率开关管，所述第三开关包括第三功率开关管。

6.如权利要求5所述的升压直流-直流转换器，其特征在于：所述第一功率开关管，所述第二功率开关管及所述第三功率开关管的耐压值均等于所述直流电源的输入电压。

7.如权利要求3所述的升压直流-直流转换器，其特征在于：所述升压直流-直流转换器没有右半平面零点。

8.一种升压直流-直流转换器的控制方法，所述升压直流-直流转换器包括一个电感、一个飞电容和一个输出电容，其特征在于：所述控制方法包括：

控制所述升压直流-直流转换器在第一工作状态和第二工作状态之间进行周期性切换以得到稳定的高于输入电压的输出电压，

其中，在控制所述升压直流-直流转换器处于所述第一工作状态时，所述电感充磁并向所述飞电容充电，负载由所述输出电容补电；在控制所述升压直流-直流转换器处于所述第二工作状态时，所述电感去磁，所述电感的电流流向所述负载，同时所述飞电容在所述第一工作状态下积累的电荷也流向所述负载。

9.如权利要求8所述的控制方法，其特征在于：所述升压直流-直流转换器还包括第一开关、第二开关及第三开关，所述电感的第一端和所述第二开关的第一端连接直流电源的正极，所述第二开关的第二端连接所述第一开关的第一端，所述第一开关的第二端接地，所述飞电容连接在所述电感的第二端和所述第二开关的第二端之间，所述第三开关的第一端连接所述电感的第二端，所述第三开关的第二端连接所述输出电容的第一端，所述输出电容的第二端接地，其中，

所述控制所述升压直流-直流转换器在第一工作状态和第二工作状态之间进行周期性切换包括：

通过控制所述第一开关、所述第二开关和所述第三开关周期性的导通或关断，来控制所述升压直流-直流转换器在所述第一工作状态和所述第二工作状态之间进行周期性切换。

10.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于：所述升压直流-直流转换器的开关周期包括导通时间段和关断时间段，所述通过控制所述第一开关、所述第二开关和所述第三开关周期性的导通或关断，来控制所述升压直流-直流转换器在所述第一工作状态和所述第二工作状态之间进行周期性切换包括：

在每个所述开关周期的导通时间段内，控制所述第一开关导通，并控制所述第二开关和所述第三开关均关断，以使得所述升压直流-直流转换器处于所述第一工作状态；及

在每个所述开关周期的关断时间段内，控制所述第一开关关断，并控制所述第二开关和所述第三开关均导通，以使得所述升压直流-直流转换器处于所述第二工作状态。

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