CN111245236B - 一种降压式直流-直流转换器拓扑结构 - Google Patents

一种降压式直流-直流转换器拓扑结构 Download PDF

Info

Publication number
CN111245236B
CN111245236B CN202010182903.1A CN202010182903A CN111245236B CN 111245236 B CN111245236 B CN 111245236B CN 202010182903 A CN202010182903 A CN 202010182903A CN 111245236 B CN111245236 B CN 111245236B
Authority
CN
China
Prior art keywords
switch
inductor
capacitor
follow current
load
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010182903.1A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111245236A (zh
Inventor
曹建林
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shenzhen Chengxin Micro Technology Co.,Ltd.
Original Assignee
Shenzhen Cheng Xin Wei Technology Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shenzhen Cheng Xin Wei Technology Co ltd filed Critical Shenzhen Cheng Xin Wei Technology Co ltd
Priority to CN202010182903.1A priority Critical patent/CN111245236B/zh
Publication of CN111245236A publication Critical patent/CN111245236A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111245236B publication Critical patent/CN111245236B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明涉及一种降压式直流‑直流转换器拓扑结构，涉及降压转换器的技术领域，其包括：续流件、蓄能件、控制组件以及负载件；续流件，与负载件电连接，包括第一电感、第二电感以及第三电感且三者的一端均连接于负载件；蓄能件，与电源端、续流件电连接，包括第一电容以及第二电容，第一电容连接于第一电感与第二电感之间，第二电容连接于第二电感与第三电感之间；控制组件包括多个续流开关件以及多个充能开关件；续流开关件，与续流件电连接；充能开关件，与续流件、蓄能件电连接。本发明具有能降低功率开关的耐压值以提升能量转换效率的效果。

Description

一种降压式直流-直流转换器拓扑结构
技术领域
本发明涉及降压转换器的技术领域，尤其是涉及一种降压式直流-直流转换器拓扑结构。
背景技术
目前，能量转换是降压式直流-直流转换器的基本功能，其目的是为了将高压直流信号转换为带有纹波的稳定低压直流信号，用以驱动负载。而在大转换比的应用环境下，现有的降压式直流-直流转换器拓扑结构主要有以下两种：
参见图1，为传统的Buck直流-直流转换器，通过一对开关S1、S2及一组LC滤波电路实现能量向负载转换。在大转换比(D＝Vout/Vin<0.1)的应用环境下，该传统结构的主要问题是，主开关S1的等效导通时间DT(T＝1/f是开关切换周期)过短，能量转换效率过低，S1、S2均需选取耐压值为Vin的功率管且驱动电路的性能要求很高。因此该结构实际应用中以多级级联形式出现，增加了印刷电路板(Printed Circuit Board，PCB)的面积和硬件成本。
参见图2，为两相串联电容式(Dual-phase)直流-直流转换器，其在传统的两相Buck直流-直流转换器基础之上，引入了串联电容Ct，以此降低功率管耐压值，同时两相电感电流保持180°的相位差。该转换器的主要问题是其等效转换比仅D/2(D<1)，主开关S1A、S1B的等效导通时间仅提升为4DT，能量转换效率较低。
发明内容
针对现有技术存在的不足，本发明的目的之一是提供一种降压式直流-直流转换器拓扑结构，能降低功率开关管的耐压值，提升能量转换效率。
本发明的上述发明目的是通过以下技术方案得以实现的：
一种降压式直流-直流转换器拓扑结构，包括：续流件、蓄能件、控制组件以及负载件；
续流件，与负载件电连接，用于向负载件提供稳定的电流输出，包括第一电感、第二电感以及第三电感且三者的一端均连接于负载件；
蓄能件，与电源端、续流件电连接，用于存储电荷并在释放电荷时向续流件提供电荷，包括第一电容以及第二电容，第一电容连接于第一电感与第二电感之间，第二电容连接于第二电感与第三电感之间，且第一电容与第二电容串联于电源端与负载件之间；
控制组件包括多个续流开关件以及多个充能开关件；
续流开关件，与续流件电连接，用于控制第一电感、第二电感以及第三电感分别对负载件提供电流输出以使负载件持续运行；
充能开关件，与续流件、蓄能件电连接，用于控制蓄能件补充电荷或释放电荷，并控制电源端、第一电容及第二电容依次分别向第一电感、第二电感及第三电感充电。
通过采用上述技术方案，控制组件内的开关均为功率开关管，第一电容与第二电容通过电源端进行充电，且由于第一电容与第二电容串联，以此降低了功率开关管的耐压值，而耐压值较小的功率管，其损耗也小，以此提高能量转换效率；通过续流开关件使得第一电感、第二电感以及第三电感分别向负载件提供持续的电流输出，而多个充能开关件分别在不同的时序导通以使电源端、第一电容及第二电容依次对第一电感、第二电感以及第三电感进行充电，以此使得其中一个电感的电流输出增强，从而维持负载件持续运行。
本发明在一较佳示例中可以进一步配置为：所述续流开关件包括第一续流开关、第二续流开关以及第三续流开关且三者的一端均接地，第一续流开关的另一端连接于第一电感与第一电容之间，第二续流开关的另一端连接于第一电容与第二电容的连接点与第二电感之间，第三续流开关另一端连接于电源端与第二电容的连接点与第三电感之间；
所述充能开关件包括与电源端连接的第一充能开关、与地连接的第二充能开关、第三充能开关以及第四充能开关，第一充能开关另一端连接于第二电容与第四充能开关的连接点，第二充能开关另一端连接于第三充能开关与第一电容的连接点与第二电容之间，第三充能开关一端连接于第二电感与第二续流开关的连接点，其另一端连接于第一电容与第二充能开关之间；第四充能开关一端连接于第三电感与第三续流开关的连接点，其另一端连接于第一充能开关与第二电容之间。
通过采用上述技术方案，通过第一充能开关、第二续流开关、第三续流开关控制电源端、第一电容、第二电容及第一电感串联，以此对第一电容、第二电容进行充电，并增强第一电感对负载件的电流输出；通过第一续流开关、第三续流开关、第三充能开关控制第一电容与第二电感串联，以此控制第一电容放电并对第二电感进行充电，增强第二电感对负载件的电流输出；通过第一续流开关、第二续流开关、第二充能开关以及第四充能开关控制第二电容与第三电感串联，以此控制第二电容放电并对第三电感进行充电，增强第三电感对负载件的电流输出；且第一续流开关、第二续流开关、第三续流开关用于控制第一电感、第二电感及第三电感持续对负载件提供电流输出，从而维持负载件持续运行。
本发明在一较佳示例中可以进一步配置为：控制组件还包括分流开关，分流开关连接于第一电容与第三充能开关的连接点与第二充能开关之间。
通过采用上述技术方案，当第一续流开关、第二续流开关、第二充能开关导通且其
余开关均截止时第二电容两端电压会降到0，使得整体供电回路的功耗上升进而使能量转换效率降低，因此在第一电容与第三充能开关的连接点与第二充能开关之间设置分流开关，以此分离第一电容、第二电容，减少整体供电回路的功耗，提升能量转换效率。
本发明在一较佳示例中可以进一步配置为：第一电感与负载件的通电回路为Phase A，Phase A回路包括以下两种状态：
State1：当第一充能开关、分流开关、第二续流开关、第三续流开关均导通且控制组件中其余开关均截止时，第一电容、第二电容处于充电状态，第一电感对负载件输出电流的值递增，第二电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减；
State2：当第一续流开关、第二续流开关以及第三续流开关均导通且控制组件中其余开关均截止时，第一电感、第二电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减。
通过采用上述技术方案，Phase A回路在State1状态时第一充能开关、分流开关、第二续流开关、第三续流开关均导通且控制组件中其余开关均截止，以此使第一电容、第二电容处于充电状态，第一电感对负载件输出电流的值递增；第一电容、第二电容充满电荷后，Phase A回路进入State2状态，第一续流开关、第二续流开关以及第三续流开关均导通且控制组件中其余开关均截止，此时第一电感、第二电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减，负载件仍处于供电状态而实现持续运行。
本发明在一较佳示例中可以进一步配置为：第二电感与负载件的通电回路为Phase B，Phase B回路包括以下两种状态：
State3：当第一续流开关、第三续流开关、第三充能开关导通且控制组件中其余开关均截止时，第二电感对负载件输出电流的值递增，第一电容处于放电状态，第一电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减；
State4：当第一续流开关、第二续流开关以及第三续流开关均导通且控制组件中其余开关均截止时，第一电感、第二电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减。
通过采用上述技术方案，Phase B回路在State3状态时第一续流开关、第三续流开关、第三充能开关导通且控制组件中其余开关均截止，第一电容对第二电感进行充电，使其对负载件输出电流的值递增，第一电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减，以此相互配合以维持负载件运行；Phase B回路在State4状态时第一续流开关、第二续流开关以及第三续流开关均导通且控制组件中其余开关均截止，此时第一电感、第二电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减，处于续流状态，负载件仍处于供电状态而实现持续运行。
本发明在一较佳示例中可以进一步配置为：第三电感与负载件的通电回路为Phase C，Phase C回路包括以下两种状态：
State5：当第一续流开关、第二续流开关、第二充能开关以及第四充能开关导通且控制组件中其余开关均截止时，第二电容处于放电状态，第三电感对负载件输出电流的值递增，第一电感、第二电感对负载件输出电流的值均递减；
State6：当第一续流开关、第二续流开关以及第三续流开关均导通且控制组件中其余开关均截止时，第一电感、第二电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减。
通过采用上述技术方案，Phase C回路在State5状态时第一续流开关、第二续流开关、第二充能开关以及第四充能开关导通且控制组件中其余开关均截止，第二电容对第三电感进行充电，使其对负载件输出电流的值递增，第一电感、第二电感对负载件输出电流的值均递减，以此相互配合以维持负载件运行；Phase C回路在State6状态时第一续流开关、第二续流开关以及第三续流开关均导通且控制组件中其余开关均截止，此时第一电感、第二电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减，处于续流状态，负载件仍处于供电状态而实现持续运行。
本发明在一较佳示例中可以进一步配置为：第一续流开关、第二续流开关、第三续流开关、第一充能开关、第二充能开关、第三充能开关以及第四充能开关均采用功率开关管；控制组件还包括电压源，电压源分别输出PWM1、PWM2以及PWM3三种脉冲信号，脉冲信号PWM1、PWM2以及PWM3相位各相差120°；
脉冲信号PWM1用于控制第一充能开关、分流开关仅在state1状态下同步导通，同时控制第一续流开关仅在state1状态下截止；
脉冲信号PWM2用于控制第三充能开关仅在state3状态下导通，同时控制第二续流开关仅在state3状态下截止；
脉冲信号PWM3用于控制第二充能开关、第四充能开关仅在state5状态下同步导通，同时控制第三续流开关仅在state5状态下截止。
通过采用上述技术方案，脉冲信号PWM1、PWM2以及PWM3相位各相差120°，以此使Phase A回路先进入state1状态，过三分之一周期后再使Phase B回路进入state3状态，过三分之二周期后使Phase C回路进入state5状态，使得等效输出电压纹波频率为3倍的开关频率，而频率越高所需的电容与电感的尺寸越小，以此减小滤波电感与电容的尺寸，方便集成；且在相同脉冲信号占空比的情况下，其等效转换比是传统降压拓扑结构的3倍，因而功率开关管等效导通时间是相同输出电压纹波频率的Buck架构的9倍，使得该降压拓扑结构在高输入电压、大转换比的情况下具有更高的能量转换效率。
本发明在一较佳示例中可以进一步配置为：所述负载件包括并联于负载两端的滤波电容，第一电感、第二电感、第三电感的电感均相等且等于L，电源端的输出电压为Vin，VO为负载的电压值，CO为滤波电容的电容值，Phase A通电回路、Phase B通电回路以及PhaseC通电回路上的功率开关管的导通占空比相等且均等于D，PWM1、PWM2与PWM3的脉冲周期相等且均等于T；
则所述负载件的输入电压纹波ΔVO为：
Figure GDA0002742859860000051
通过采用上述技术方案，通过公式可以得出负载件的输入电压纹波ΔVO，以此根据公式调整功率开关管的占空比等元件参数。
本发明在一较佳示例中可以进一步配置为：所述分流开关包括两个N型MOSFET管，两个N型MOSFET管的源极连接，当两个N型MOSFET管的栅源电压为高电平时，两个N型MOSFET均导通，此时分流开关处于导通状态；当两个N型MOSFET管的栅源电压为低电平时，两个N型MOSFET均截止。
通过采用上述技术方案，在State1状态下，分流开关导通过程中，靠第二电容侧的电压比靠第一电容侧的电压高；在State5状态下，第二充能开关导通后，分流开关靠第二电容侧的电压比靠第一电容侧的电压低，如果用功率MOS管作分流开关，由于MOS开关源极和漏极可以互换，分流开关在State5下无法正常关断；而采用两个N型MOSFET管的分流开关，其中至少有一个N型MOSFET管的二极管处于反偏，可以保证分流开关处于关断状态。该功率开关管电路的栅端由PWM1信号控制，只在状态state1其栅端电压为高电平。
本发明在一较佳示例中可以进一步配置为：电源端的输出电压为Vin，则所述第四充能开关的最大耐压值为Vin，第一充能开关、第二充能开关、第三充能开关的最大耐压值为2Vin/3，第一续流开关、第二续流开关、第三续流开关的最大耐压值均为Vin/3。
通过采用上述技术方案，通过串联的第一电容与第二电容降低所需功率开关管的耐压值，降低制作成本，同时降低功耗，提升能量转换效率。
综上所述，本发明包括以下至少一种有益技术效果：
1.控制组件内的开关均为功率开关管，第一电容与第二电容通过电源端进行充电，且由于第一电容与第二电容串联，以此降低了功率开关管的耐压值，而耐压值较小的功率管，其损耗也小，以此提高能量转换效率；
2.通过续流开关件使得第一电感、第二电感以及第三电感分别向负载件提供持续的电流输出，而多个充能开关件分别在不同的时序导通以使电源端、第一电容及第二电容依次对第一电感、第二电感以及第三电感进行充电，以此使得其中一个电感的电流输出增强，从而维持负载件持续运行；
3.采用两个N型MOSFET管的分流开关，其中至少有一个N型MOSFET管的二极管处于反偏，可以保证分流开关处于关断状态。该功率开关管电路的栅端由PWM1信号控制，只在状态state1其栅端电压为高电平。
附图说明
图1是背景技术中的Buck直流-直流转换器的电路示意图；
图2是背景技术中的两相串联电容式直流-直流转换器的电路示意图；
图3是本实施例的整体电路示意图；
图4是本实施例在state1、state2的工作状态示意图；
图5是本实施例在state3、state4的工作状态示意图；
图6是本实施例在state5、state6的工作状态示意图；
图7是本实施例的电压源的工作时序图，主要展示脉冲信号PWM1、PWM2、PWM3的波形；
图8是本实施例的部分电路示意图，主要展示分流开关的电路示意图。
具体实施方式
以下结合附图对本发明作进一步详细说明。
参照图3，为本发明公开的一种降压式直流-直流转换器拓扑结构，包括：续流件、蓄能件、控制组件以及负载件，负载件包括滤波电容C0以及负载RL且两者并联。续流件与负载件电连接，用于向负载件提供稳定的电流输出，包括第一电感L1、第二电感L2以及第三电感L3且三者的一端均连接于负载件，第一电感L1、第二电感L2以及第三电感L3可以采用空芯线圈、铁氧体线圈、铁芯线圈、铜芯线圈。第一电感L1、第二电感L2以及第三电感L3与滤波电容C0组成LC输出滤波网络。
蓄能件与电源端、续流件电连接，用于存储电荷并在释放电荷时向续流件提供电荷，包括第一电容C1以及第二电容C2，且第一电容C1与第二电容C2串联于电源端与负载件之间，第一电容C1以及第二电容C2可以采用陶瓷电容、极板电容、电解电容、云母电容，第一电容C1连接于第一电感L1与第二电感L2之间，第二电容C2连接于第二电感L2与第三电感L3之间。
控制组件包括三个续流开关件、三个充能开关件以及分流开关SC，续流开关件与续流件电连接，用于控制第一电感L1、第二电感L2以及第三电感L3分别对负载件提供电流输出以使负载件持续运行。充能开关件与续流件、蓄能件电连接，用于控制蓄能件补充电荷或释放电荷，并控制电源端、第一电容C1及第二电容C2依次分别向第一电感L1、第二电感L2及第三电感L3充电。
续流开关件包括第一续流开关SB1、第二续流开关SB2以及第三续流开关SB3且三者的一端均接地，第一续流开关SB1的另一端连接于第一电感L1与第一电容C1之间。第二续流开关SB2的另一端连接于第一电容C1与第二电容C2的连接点与第二电感L2之间，第三续流开关SB3另一端连接于电源端与第二电容C2的连接点与第三电感L3之间。
充能开关件包括与电源端连接的第一充能开关SA1、与地连接的第二充能开关SA2、第三充能开关SA3以及第四充能开关SA4，第一充能开关SA1另一端连接于第二电容C2与第四充能开关SA4的连接点。第二充能开关SA2另一端连接于第三充能开关SA3与第一电容C1的连接点与第二电容C2之间，第三充能开关SA3一端连接于第二电感L2与第二续流开关SB2的连接点，其另一端连接于第一电容C1与第二充能开关SA2之间。第四充能开关SA4连接于第三电感L3与第三续流开关SB3的连接点，其另一端连接于第一充能开关SA1与第二电容C2之间。
分流开关SC连接于第一电容C1与第三充能开关SA3的连接点与第二充能开关SA2之间。当第一续流开关SB1、第二续流开关SB2、第二充能开关SA2导通且其余开关均截止时第二电容C2两端电压会降到0，使得整体供电回路的功耗上升进而使能量转换效率降低。因此在第一电容C1与第三充能开关SA3的连接点与第二充能开关SA2之间设置分流开关SC，以此分离第一电容C1、第二电容C2，减少整体供电回路的功耗，提升能量转换效率。
第一续流开关SB1、第二续流开关SB2、第三续流开关SB3、第一充能开关SA1、第二充能开关SA2、第三充能开关SA3以及第四充能开关SA4均采用MOS管，也可采用GaN FET管、IGBT，由于该电路一般电源电压较高，各功率开关管均采用高压功率MOS管。电源端的输出电压为Vin时，则第四充能开关SA4的最大耐压值为Vin，第一充能开关SA1、第二充能开关SA2、第三充能开关SA3的最大耐压值为2Vin/3，第一续流开关SB1、第二续流开关SB2、第三续流开关SB3的最大耐压值均为Vin/3，以此方便选配功率开关管，降低生产成本，同时降低功耗，提升能量转换效率。
第一电感L1与负载件的通电回路为Phase A，Phase A回路包括以下两种状态：
State1：参照图4，当第一充能开关SA1、分流开关SC、第二续流开关SB2、第三续流开关SB3均导通且控制组件中其余开关均截止时，第一电容C1、第二电容C2处于充电状态，第一电感L1对负载件输出电流的值线性递增，第二电感L2、第三电感L3对负载件输出电流的值均线性递减。第一电容C1、第二电容C2充满电荷后，Phase A回路进入State2状态。
State2：当第一续流开关SB1、第二续流开关SB2以及第三续流开关SB3均导通且控制组件中其余开关均截止时，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3对负载件输出电流的值均线性递减，负载件仍处于供电状态而实现持续运行。
第二电感L2与负载件的通电回路为Phase B，Phase B回路包括以下两种状态：
State3：参照图5，当第一续流开关SB1、第三续流开关SB3、第三充能开关SA3导通且控制组件中其余开关均截止时，第二电感L2对负载件输出电流的值线性递增，第一电容C1处于放电状态，第一电感L1、第三电感L3对负载件输出电流的值均线性递减。
State4：当第一续流开关SB1、第二续流开关SB2以及第三续流开关SB3均导通且控制组件中其余开关均截止时，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3对负载件输出电流的值均线性递减，处于续流状态，负载件仍处于供电状态而实现持续运行。
第三电感L3与负载件的通电回路为Phase C，Phase C回路包括以下两种状态：
State5：参照图6，当第一续流开关SB1、第二续流开关SB2、第二充能开关SA2以及第四充能开关SA4导通且控制组件中其余开关均截止时，第二电容C2处于放电状态，第三电感L3对负载件输出电流的值线性递增，第一电感L1、第二电感L2对负载件输出电流的值均线性递减；
State6：当第一续流开关SB1、第二续流开关SB2以及第三续流开关SB3均导通且控制组件中其余开关均截止时，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3对负载件输出电流的值均线性递减，处于续流状态，负载件仍处于供电状态而实现持续运行。
控制组件还包括电压源，电压源分别输出PWM1、PWM2以及PWM3三种脉冲信号，脉冲信号PWM1、PWM2以及PWM3相位各相差120°，脉冲信号PWM1、PWM2以及PWM3的工作时序图参照图7。脉冲信号PWM1用于控制第一充能开关SA1、分流开关SC仅在state1状态下同步导通，同时控制第一续流开关SB1仅在state1状态下截止；脉冲信号PWM2用于控制第三充能开关SA3仅在state3状态下导通，同时控制第二续流开关SB2仅在state3状态下截止；脉冲信号PWM3用于控制第二充能开关SA2、第四充能开关SA4仅在state5状态下同步导通，同时控制第三续流开关SB3仅在state5状态下截止。因此第一充能开关SA1、第三充能开关SA3、第二充能开关SA2、第四充能开关SA4采用NMOS管，第一续流开关SB1、第二续流开关SB2、第三续流开关SB3采用PMOS管。
而脉冲信号PWM1转为低电平至脉冲信号PWM2转为高电平的过渡期间，转换器处于State2状态，而脉冲信号PWM2转为低电平至脉冲信号PWM3转为高电平的过渡期间，转换器处于State4状态，而脉冲信号PWM3转为低电平至脉冲信号PWM1转为高电平的过渡期间，转换器处于State6状态。
脉冲信号PWM1、PWM2以及PWM3相位各相差120°，以此使Phase A回路先进入state1状态，过三分之一周期后再使Phase B回路进入state3状态，过三分之二周期后使Phase C回路进入state5状态，使得等效输出电压纹波频率为3倍的开关频率，而频率越高所需的电容与电感的尺寸越小，以此减小滤波电感与电容的尺寸，方便集成；且在相同脉冲信号占空比的情况下，其等效转换比是传统降压拓扑结构的3倍，因而功率开关管等效导通时间是相同输出电压纹波频率的Buck架构的9倍，使得该降压拓扑结构在高输入电压、大转换比的情况下具有更高的能量转换效率。
参照图8，在State1状态下，分流开关SC导通过程中，靠第二电容C2侧的电压比靠第一电容C1侧的电压高；在State5状态下，第二充能开关SA2导通后，分流开关SC靠第二电容C2侧的电压比靠第一电容C1侧的电压低，如果用功率MOS管作分流开关SC，由于MOS开关源极和漏极可以互换，分流开关SC在State5下无法正常关断。因此设置成：分流开关SC包括两个N型MOSFET管，两个N型MOSFET管的源极相互连接且栅极相互连接，当两个N型MOSFET管的栅源电压为高电平时，两个N型MOSFET均导通，此时分流开关处于导通状态；当两个N型MOSFET管的栅源电压为低电平时，两个N型MOSFET均截止。无论分流开关SC靠第二电容C2侧的电压比靠第一电容C1侧的电压高或低，其中至少有一个N型MOSFET管的二极管处于反偏，可以保证分流开关SC处于关断状态。
当第一电感L1的电流为IL1，第二电感的电流为IL2，第三电感的电流为IL3，第一电容和第二电容两端的电压分别为VC1和VC2，设Vin为电源端的输出电压，VO为负载的电压值，DA、DB、DC分别为Phase A、Phase B、Phase C的功率开关管导通占空比，则在Phase A通电回路，第一电感L1的电流IL1在充放电过程中的斜率m1、m2可以分别表示为：
Figure GDA0002742859860000101
Figure GDA0002742859860000102
通过一个周期内伏秒平衡，可以得到以下关系式：
Figure GDA0002742859860000103
在Phase B通电回路，第二电感L2的电流IL2在充放电过程中的斜率m3、m4可以分别表示为：
Figure GDA0002742859860000104
Figure GDA0002742859860000105
通过一个周期内伏秒平衡，可以得到以下关系式：
Figure GDA0002742859860000106
在Phase C通电回路，第三电感L3的电流IL3在充放电过程中的斜率m5、m6可以分别表示为：
Figure GDA0002742859860000107
Figure GDA0002742859860000108
通过一个周期内伏秒平衡，可以得到以下关系式：
Figure GDA0002742859860000109
由以上关系式可以推导出：
Figure GDA0002742859860000111
Figure GDA0002742859860000112
Figure GDA0002742859860000113
由图3所示电路结构可知，负载电流IO可以分为三相Phase A、Phase B和Phase C，即等于第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3的平均电流之和：
IL1+IL2+IL3＝IO；
根据第一电容C1的安秒平衡，可以得到以下关系式：
IL1DAT＝＝IL3DCT；
根据第二电容C2的安秒平衡，可以得到以下关系式：
IL1DAT＝＝IL2DBT；
由以上关系式可以推导分别得出第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3平均电流关系式为：
Figure GDA0002742859860000114
Figure GDA0002742859860000115
Figure GDA0002742859860000116
为使电感电流达到平衡，假设DA＝DB＝DC＝D，则本发明的电路拓扑结构的电压转换比M＝D/3，第一电容C1和第二电容C2的平均电压为VC1＝VC2＝Vin/3，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3的平均电流为IL1＝IL2＝IL3＝IO/3。
由上述各电感电流的斜率可以计算出第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3的电流纹波分别为：
Figure GDA0002742859860000121
Figure GDA0002742859860000122
Figure GDA0002742859860000123
由关系式IL1(t)+IL2(t)+IL3(t)＝IO(t)可以得出等效输出电流纹波为：
Figure GDA0002742859860000124
为了使等效输出电流纹波频率为开关频率的3倍，这里取L1＝L2＝L3＝L，则输出电流纹波为：
Figure GDA0002742859860000125
由输出电压纹波和输出电流纹波关系式：
Figure GDA0002742859860000126
可得出本发明电路结构的输出电压纹波为：
Figure GDA0002742859860000127
本实施例的实施原理为：第一电容C1与第二电容C2通过电源端进行充电，且由于第一电容C1与第二电容C2串联，以此降低了功率开关管的耐压值，而耐压值较小的功率管，其损耗也小，以此提高能量转换效率。
电源端在state1状态时对第一电容C1、第二电容C2充电，并增强第一电感L1的电流输出；第一电容C1在state3状态时增强第二电感L2的电流输出；第二电容C2在state5状态时增强第三电感L3的电流输出，以此保持负载持续运行，并提升等效转换比，进而提升能量转换效率。
本具体实施方式的实施例均为本发明的较佳实施例，并非依此限制本发明的保护范围，故：凡依本发明的结构、形状、原理所做的等效变化，均应涵盖于本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种降压式直流-直流转换器拓扑结构，其特征在于，包括：续流件、蓄能件、控制组件以及负载件；
续流件，与负载件电连接，用于向负载件提供稳定的电流输出，包括第一电感、第二电感以及第三电感且三者的一端均连接于负载件；
蓄能件，与电源端、续流件电连接，用于存储电荷并在释放电荷时向续流件提供电荷，包括第一电容以及第二电容，第一电容连接于第一电感与第二电感之间，第二电容连接于第二电感与第三电感之间，且第一电容与第二电容串联于电源端与负载件之间；
控制组件包括多个续流开关件以及多个充能开关件；
续流开关件，与续流件电连接，用于控制第一电感、第二电感以及第三电感分别对负载件提供电流输出以使负载件持续运行；
充能开关件，与续流件、蓄能件电连接，用于控制蓄能件补充电荷或释放电荷，并控制电源端、第一电容及第二电容依次分别向第一电感、第二电感及第三电感充电；
所述续流开关件包括第一续流开关、第二续流开关以及第三续流开关且三者的一端均接地，第一续流开关的另一端连接于第一电感与第一电容之间，第二续流开关的另一端连接于第一电容与第二电容的连接点与第二电感之间，第三续流开关另一端连接于电源端与第二电容的连接点与第三电感之间；
所述充能开关件包括与电源端连接的第一充能开关、与地连接的第二充能开关、第三充能开关以及第四充能开关，第一充能开关另一端连接于第二电容与第四充能开关的连接点，第二充能开关另一端连接于第三充能开关与第一电容的连接点与第二电容之间，第三充能开关一端连接于第二电感与第二续流开关的连接点，其另一端连接于第一电容与第二充能开关之间；第四充能开关一端连接于第三电感与第三续流开关的连接点，其另一端连接于第一充能开关与第二电容之间；
控制组件还包括分流开关，分流开关连接于第一电容与第三充能开关的连接点与第二充能开关之间。
2.根据权利要求1所述的一种降压式直流-直流转换器拓扑结构，其特征在于，第一电感与负载件的通电回路为Phase A，Phase A回路包括以下两种状态：
State1：当第一充能开关、分流开关、第二续流开关、第三续流开关均导通且控制组件中其余开关均截止时，第一电容、第二电容处于充电状态，第一电感对负载件输出电流的值递增，第二电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减；
State2：当第一续流开关、第二续流开关以及第三续流开关均导通且控制组件中其余开关均截止时，第一电感、第二电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减。
3.根据权利要求2所述的一种降压式直流-直流转换器拓扑结构，其特征在于，第二电感与负载件的通电回路为Phase B，Phase B回路包括以下两种状态：
State3：当第一续流开关、第三续流开关、第三充能开关均导通且控制组件中其余开关均截止时，第二电感对负载件输出电流的值递增，第一电容处于放电状态，第一电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减；
State4：当第一续流开关、第二续流开关以及第三续流开关均导通且控制组件中其余开关均截止时，第一电感、第二电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减。
4.根据权利要求3所述的一种降压式直流-直流转换器拓扑结构，其特征在于，第三电感与负载件的通电回路为Phase C，Phase C回路包括以下两种状态：
State5：当第一续流开关、第二续流开关、第二充能开关以及第四充能开关均导通且控制组件中其余开关均截止时，第二电容处于放电状态，第三电感对负载件输出电流的值递增，第一电感、第二电感对负载件输出电流的值均递减；
State6：当第一续流开关、第二续流开关以及第三续流开关均导通且控制组件中其余开关均截止时，第一电感、第二电感、第三电感对负载件输出电流的值均递减。
5.根据权利要求4所述的一种降压式直流-直流转换器拓扑结构，其特征在于，第一续流开关、第二续流开关、第三续流开关、第一充能开关、第二充能开关、第三充能开关以及第四充能开关均采用功率开关管；控制组件还包括电压源，电压源分别输出PWM1、PWM2以及PWM3三种脉冲信号，脉冲信号PWM1、PWM2以及PWM3相位各相差120°；
脉冲信号PWM1用于控制第一充能开关、分流开关仅在state1状态下同步导通，同时控制第一续流开关仅在state1状态下截止；
脉冲信号PWM2用于控制第三充能开关仅在state3状态下导通，同时控制第二续流开关仅在state3状态下截止；
脉冲信号PWM3用于控制第二充能开关、第四充能开关仅在state5状态下同步导通，同时控制第三续流开关仅在state5状态下截止。
6.根据权利要求5所述的一种降压式直流-直流转换器拓扑结构，其特征在于，所述负载件包括并联于负载两端的滤波电容，第一电感、第二电感、第三电感的电感均相等且等于L，电源端的输出电压为Vin，VO为负载的电压值，CO为滤波电容的电容值，Phase A通电回路、Phase B通电回路以及Phase C通电回路上的功率开关管的导通占空比相等且均等于D，PWM1、PWM2与PWM3的脉冲周期相等且均等于T；
则所述负载件的输入电压纹波ΔVO为：
Figure FDA0002756087550000021
7.根据权利要求1所述的一种降压式直流-直流转换器拓扑结构，其特征在于，所述分流开关包括两个N型MOSFET管，两个N型MOSFET管的源极连接，当两个N型MOSFET管的栅源电压为高电平时，两个N型MOSFET均导通，此时分流开关处于导通状态；当两个N型MOSFET管的栅源电压为低电平时，两个N型MOSFET均截止。
8.根据权利要求1所述的一种降压式直流-直流转换器拓扑结构，其特征在于，电源端的输出电压为Vin，则所述第四充能开关的最大耐压值为Vin，第一充能开关、第二充能开关、第三充能开关的最大耐压值为2Vin/3，第一续流开关、第二续流开关、第三续流开关的最大耐压值均为Vin/3。
CN202010182903.1A 2020-03-16 2020-03-16 一种降压式直流-直流转换器拓扑结构 Active CN111245236B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010182903.1A CN111245236B (zh) 2020-03-16 2020-03-16 一种降压式直流-直流转换器拓扑结构

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010182903.1A CN111245236B (zh) 2020-03-16 2020-03-16 一种降压式直流-直流转换器拓扑结构

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111245236A CN111245236A (zh) 2020-06-05
CN111245236B true CN111245236B (zh) 2020-12-22

Family

ID=70880452

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010182903.1A Active CN111245236B (zh) 2020-03-16 2020-03-16 一种降压式直流-直流转换器拓扑结构

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111245236B (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2023272630A1 (zh) 2021-06-30 2023-01-05 合肥乘翎微电子有限公司 多相串联电容直流-直流转换器、控制方法
CN113507208B (zh) * 2021-06-30 2022-07-22 中国科学技术大学 多相串联电容直流-直流转换器、控制方法
CN113507207B (zh) * 2021-06-30 2022-10-04 中国科学技术大学 多相串联电容直流-直流转换器控制电路、控制方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2448905A (en) * 2007-05-02 2008-11-05 Zetex Semiconductors Plc Voltage regulator for LNB
CN104283417B (zh) * 2013-07-12 2017-06-27 华硕电脑股份有限公司 多相降压直流转换器
US9825521B2 (en) * 2014-08-22 2017-11-21 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for inductive-kick protection clamp during discontinuous conduction mode operation
EP3220525B1 (en) * 2016-03-18 2018-10-24 Würth Elektronik Eisos Gmbh & CO. KG Converter device and method to operate said converter device
CN110212764B (zh) * 2019-06-04 2021-04-20 西安交通大学 一种适用于数据中心电压调节模块的非隔离直流斩波电路

Also Published As

Publication number Publication date
CN111245236A (zh) 2020-06-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11038424B2 (en) Direct current-direct current converter
Jang et al. Multiphase buck converters with extended duty cycle
US20200228005A1 (en) Isolated converter with switched capacitors
CN111245236B (zh) 一种降压式直流-直流转换器拓扑结构
CN108988634B (zh) 一种三相交错式双向大变比dcdc变换器及其控制方法
CN107181409B (zh) 双向隔离式多阶直流-直流电能转换装置及其方法
Hata et al. 48V-to-12V dual-path hybrid DC-DC converter
KR20090044137A (ko) 무변압기형 부스트 컨버터
Bhaskar et al. Interleaved hybrid boost converter with switched capacitor technique
CN211296565U (zh) 级联的降压型dc-dc变换器
CN211791274U (zh) 级联的升压型dc-dc变换器
Kundanam et al. Quadratic flying-capacitor Boost Converter and comparative evaluation
Ashique et al. A high gain soft switching non-isolated bidirectional DC-DC converter
CN110460234B (zh) 一种高降压比的交错并联dc-dc变换器
CN114142729A (zh) 一种含耦合电感的交错高降压比变换器
CN211791276U (zh) 一种级联的降压型dc-dc变换器
US20210083582A1 (en) Power Converter with a High Conversion Ratio
TWI625922B (zh) 高升降壓比之直流-直流轉換器
He Multilevel DC-DC power conversion system with multiple bridge modular switched-capacitor converter
Yun A new dual boost DC/DC converter with a high voltage gain
CN113890340B (zh) 一种单输入高可靠性电容电流一致型buck-boost DC-DC变换器
Zhao et al. A Battery Powered Hybrid Dual-Path Step-Up DC-DC Converter with Output Powered Bootstrap Driver
US11955889B2 (en) Multiple-output buck voltage regulator device
Patgar et al. Design, Analysis and Simulation of Quasi Resonant Passive Snubber for Improving Power Conversion Efficiency of DC-DC Step-Down Converter
Das et al. A new Multi-Device Boost Converter topology with reduced switching stress and high voltage gain

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CP01 Change in the name or title of a patent holder
CP01 Change in the name or title of a patent holder

Address after: 518000 301, building A1, LiLang International Jewelry Park, No. 31, Bulan Road, Nanwan street, Longgang District, Shenzhen City, Guangdong Province

Patentee after: Shenzhen Chengxin Micro Technology Co.,Ltd.

Address before: 518000 301, building A1, LiLang International Jewelry Park, No. 31, Bulan Road, Nanwan street, Longgang District, Shenzhen City, Guangdong Province

Patentee before: SHENZHEN CHENG XIN WEI TECHNOLOGY CO.,LTD.