CN114142729A - 一种含耦合电感的交错高降压比变换器 - Google Patents

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CN114142729A CN202111472187.1A CN202111472187A CN114142729A CN 114142729 A CN114142729 A CN 114142729A CN 202111472187 A CN202111472187 A CN 202111472187A CN 114142729 A CN114142729 A CN 114142729A
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王晓东
王宪萍
杨林涛
王婵琼
王红斌
倪喜军
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Abstract

本发明属于变流器技术领域，涉及一种含耦合电感的交错高降压比变换器。包括两个开关(S1、S2)，两个主二极管(D5、D6)，四个辅助二极管(D1、D2、D3、D4)，两对耦合电感(n11、n12和n21、n22)和五个电容(C1、C2、C3、C4、Co)；该变换器通过选择合适的耦合电感匝数比，可以在延长工作占空比的同时实现较低的转换比，并采用交错技术和元件重排技术来减小功率器件电压应力；此外，与传统的Buck电路相比，该变换器具有更高的效率。本方面解决传统Buck电路降压比小、功率器件电压应力大的问题。

Description

一种含耦合电感的交错高降压比变换器
技术领域
本发明属于变流器技术领域，涉及一种含耦合电感的交错高降压 比变换器。
背景技术
DC-DC变换器广泛应用于现代电力电子应用，包括电动汽车、 电压调节器模块、电池变流器等领域。由于其广泛的应用，提高这些 变换器的效率和性能显得非常需要。隔离变换器拓扑由于变压器的存 在，其重量、成本和损耗等等都会增加。因此，Boost和Buck变换 器这种非隔离拓扑结构广泛应用于升降压场合。传统Buck变换器由 于结构简单、成本低、技术成熟等因素，是非隔离降压DC-DC拓扑 结构中最受欢迎的一种。然而，传统的DC-DC降压变换器在高降压 应用中存在一些主要缺陷，如：高降压应用场合时极低的占空比迫使研究人员设计输出滤波器，高功率损耗，这会大大降低变换器的效率。 许多的研究学者将目光投向非隔离高升降压比的DC-DC变换器。最 开始的时候，两级变流器是实现高降压比的重要途经，通过两个降压 变换器级联将电压水平从高压降到中压，再从中压降到低压，但是这 样的电路拓扑过于复杂，元件数量多且成本高，效率也在级联后变得 较低。将耦合电感器引入的Buck变换器中，通过增加其耦合电感的 绕组匝数来实现更高的降压电压转换比，虽然获得高降压比，但也存 在诸多缺点，比如输入电流纹波大，耦合电感初级绕组侧开关的电流 应力大，泄露电感大，从而在开关上产生高的电压尖峰。为了获得更 高的降压比，延长占空比，引入了带抽头电感的Buck变换器，与耦 合电感类似，这种变换器可以获得更高的降压比，但是两个绕组之间 的漏感会在开关上引起严重的电压尖峰，从而降低变换器的效率，而 电流纹波大的问题依然存在。
发明内容
本发明的目的是针对上述不足之处提供一种含耦合电感的交错 高降压比变换器，该变换器通过选择合适的耦合电感匝数比，可以在 延长工作占空比的同时实现较低的转换比，并采用交错技术和元件重 排技术来减小功率器件电压应力；解决了传统Buck电路降压比小、 功率器件电压应力大的问题。
为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：
一种含耦合电感的交错高降压比变换器，包括两个开关(即第一 开关S1和第二开关S2)，两个主二极管(即第一主二极管D5和第二 主二极管D6)，四个辅助二极管(即第一辅助二极管D1、第二辅助二 极管D2、第三辅助二极管D3、和第四辅助二极管D4)，两对耦合电感(即第一耦合电感n11、n12和第二耦合电感n21、n22)和五个电 容(第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、和第五 电容Co)；
所述第五电容Co为输出电容器，连接直流母线正负节点；
所述第一电容C1的一端连接输入电源的正端，另一端连接直流 母线负节点；
所述第三电容C3的一端连接输入电源的负端，另一端连接直流 母线正节点；
所述电源的正端除了连接第一电容C1的一端，还连接第一辅助 二极管D1的阴极和第一耦合电感n11线包的同名端，第一耦合电感 n11线包的非同名端连接第一开关S1的漏极和第二电容C2的一端，第 二电容C2的另一端连接第一辅助二极管D1的阳极和第二辅助二极管 D2的阴极，第二辅助二极管D2的阳极连接直流母线负节点，第一开 关S1的源极连接第一主二极管D5的阴极和第一耦合电感n12线包的 同名端，第一耦合电感n12线包的非同名端连接直流母线正节点，第 一主二极管D5的阳极连接直流母线负节点；
所述电源的负端除了连接第三电容C3的一端，还连接第三辅助 二极管D3的阴极和第二耦合电感n21线包的同名端，第二耦合电感 n21线包的非同名端连接第二开关S2的漏极和第四电容C4的一端， 第四电容C4的另一端连接第三辅助二极管D3的阳极和第四辅助二极管D4的阴极，第四辅助二极管D4的阳极连接电源的负端，第二开关 S2的源极连接第二主二极管D6的阳极和第二耦合电感n22线包的同名 端，第二耦合电感n22线包的非同名端连接直流母线负节点，第二主 二极管D6的阳极连接直流母线正节点；
所述第一开关S1、第二开关S2的驱动信号为两个具有相同占空 比但180°相移的PWM脉冲信号；
所述耦合电感的变比分别为n1和n2，其中n1＝n11/n12，n2＝n21/n22。
有益效果：
1、本发明仅有2个开关器件，驱动电路简单；
2、本发明利用采用交错技术和元件重排技术来减小功率器件电 压应力；
3、本发明选择合适的耦合电感匝数比，可以在延长工作占空比 的同时实现较低的转换比；
4、本发明2个开关器件的脉冲互补，且占空比相同。
通过将交错技术与耦合电感器相结合，不仅实现高降压比，同时 还可减小电流纹波，而且在输入端采用电压分裂技术，使得功率器件 上的电压应力小于输入电压。与传统的Buck电路相比，该变换器具 有更高的效率。
附图说明
下面将结合附图对本发明作进一步说明：
图1为本发明的含耦合电感的交错高降压比变换器原理图；
图2为本发明的变换器关键波形图；
图3为本发明的变换器模态1等效电路图；
图4为本发明的变换器模态2等效电路图；
图5为本发明的变换器模态3等效电路图；
图6为本发明的变换器模态4等效电路图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做详细说明。以下实施例 仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明 的保护范围。
参见图1，本发明提供一种含耦合电感的交错高降压比变换器， 包括两个开关(S1、S2)，两个主二极管(D5、D6)，四个辅助二极管(D1、D2、D3、D4)，两对耦合电感(n11、n12和n21、n22)和五个电 容(C1、C2、C3、C4、Co)，具体如下：
所述Co为输出电容器，连接直流母线正负节点；
所述C1的一端连接输入电源的正端，另一端连接直流母线负节 点；
所述C3的一端连接输入电源的负端，另一端连接直流母线正节 点；
所述电源的正端除了连接C1的一端，还连接D1的阴极和耦合电 感n11线包的同名端，耦合电感n11线包的非同名端连接开关S1的漏 极和电容器C2的一端，电容器C2的另一端连接D1的阳极和D2的阴 极，D2的阳极连接直流母线负节点，开关S1的源极连接D5的阴极和耦合电感n12线包的同名端，耦合电感n12线包的非同名端连接直流母 线正节点，D5的阳极连接直流母线负节点；
所述电源的负端除了连接C3的一端，还连接D3的阴极和耦合电 感n21线包的同名端，耦合电感n21线包的非同名端连接开关S2的漏 极和电容器C4的一端，电容器C4的另一端连接D3的阳极和D4的阴 极，D4的阳极连接电源的负端，开关S2的源极连接D6的阳极和耦合电感n22线包的同名端，耦合电感n22线包的非同名端连接直流母线负 节点，D6的阳极连接直流母线正节点。
图2显示了该变换器在稳态下的关键波形，由图可知，在每个开 关周期内有8个工作阶段，其中模态1和模态2时，S1开通，S2关断； 模态5和模态6时，S2开通，S1关断；其余4个模态时，模态1和模 态2时，S1、S2都关断。由于电路对称，仅讨论前4个阶段，各个阶 段的等效电路图如图3-图6所示，各过程中电压电流的波形参见图2。
模态1(t0-t1)：在t0之前，S1、S2都关断，对应模态8，由于电 路对称，等效电路和模态4相同，磁化电感Lm1、Lm2的电流分别流 经n11、n21，在二次侧通过D5、n21和D6、n22给输出电容Co充电。在 t0时刻，S1闭合，漏感的电流Ilk1开始增加，流过n11电流线性减小。 在此模态下，对应等效电路如图3所示，其电压方程如下：
Figure BDA0003392549740000061
由于n11、n12和n21、n22是两对耦合电感，有：
Figure BDA0003392549740000062
由以上公式可得出电感电流的时域表达式：
Figure BDA0003392549740000063
模态2(t1-t2)：在模态1中，漏感电流Ilk1从零开始增加，当它 增加到ILm1时，二极管D2反向偏置，模态2开始，等效电路图如图4所示。在此模态中，通过C1、n11、n12和磁化电感Lm2中的储能为 负载供能。此阶段电压方程如下：
Figure BDA0003392549740000071
结合公式(2)，可以得出电感电流的时域表达式为：
Figure BDA0003392549740000072
模态3(t2-t3)：在t2时刻，S1关断。漏感Llk1中储存的能量使得 二极管D1导通，其电流流过路径Llk1-n11-C2-D1。在此阶段，漏感电 流ILlk1减小，n11的电流增大，到t3时刻，n11中的电流增加到ILm1而 漏感电流ILlk1降至零，等效电路图如图5所示。此阶段的电压方程如 下：
Figure BDA0003392549740000073
结合公式(2)，可以得出在这个模态中的电感电流时域表达式为：
Figure BDA0003392549740000081
模态4(t3-t4)：在t3时刻，漏感电流减小至零，此时二极管D1反偏，在此模态中，两个开关都处于关断状态，n12和n22分别通过二 极管D5、D6给输出电容Co充电，等效电路图如图6所示。此模态下 的主要电压方程如下：
Figure BDA0003392549740000082
结合公式(2)，可以得出此模态下，电感电流的时域表达式如下：
Figure BDA0003392549740000083
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领 域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以 做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种含耦合电感的交错高降压比变换器，其特征在于，包括两个开关、两个主二极管、四个辅助二极管、两对耦合电感、和五个电容；
所述两个开关为第一开关S1和第二开关S2；两个主二极管为即一主二极管D5和第二主二极管D6；四个辅助二极管为第一辅助二极管D1、第二辅助二极管D2、第三辅助二极管D3、和第四辅助二极管D4；两对耦合电感为第一耦合电感n11、n12和第二耦合电感n21、n22；五个电容为第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、和第五电容Co；
所述第五电容Co为输出电容器，连接直流母线正负节点；
所述第一电容C1的一端连接输入电源的正端，另一端连接直流母线负节点；
所述第三电容C3的一端连接输入电源的负端，另一端连接直流母线正节点；
所述电源的正端除了连接第一电容C1的一端，还连接第一辅助二极管D1的阴极和第一耦合电感n11线包的同名端，第一耦合电感n11线包的非同名端连接第一开关S1的漏极和第二电容C2的一端，第二电容C2的另一端连接第一辅助二极管D1的阳极和第二辅助二极管D2的阴极，第二辅助二极管D2的阳极连接直流母线负节点，第一开关S1的源极连接第一主二极管D5的阴极和第一耦合电感n12线包的同名端，第一耦合电感n12线包的非同名端连接直流母线正节点，第一主二极管D5的阳极连接直流母线负节点；
所述电源的负端除了连接第三电容C3的一端，还连接第三辅助二极管D3的阴极和第二耦合电感n21线包的同名端，第二耦合电感n21线包的非同名端连接第二开关S2的漏极和第四电容C4的一端，第四电容C4的另一端连接第三辅助二极管D3的阳极和第四辅助二极管D4的阴极，第四辅助二极管D4的阳极连接电源的负端，第二开关S2的源极连接第二主二极管D6的阳极和第二耦合电感n22线包的同名端，第二耦合电感n22线包的非同名端连接直流母线负节点，第二主二极管D6的阳极连接直流母线正节点。
2.根据权利要求1所述的一种含耦合电感的交错高降压比变换器，其特征在于，所述第一开关S1、第二开关S2的驱动信号为两个具有相同占空比但180°相移的PWM脉冲信号。
3.根据权利要求1所述的一种含耦合电感的交错高降压比变换器，其特征在于，所述第一耦合电感和第二耦合电感的变比分别为n1和n2，其中n1＝n11/n12，n2＝n21/n22。
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