CN110277912B - 一种直流升压变换电路 - Google Patents

Abstract

一种直流升压变换电路，其包括：储能电感，其与电源输入端口连接；结构相同的第一单级直流升压电路和第二单级直流升压电路，第一单级直流升压电路与第二单级直流升压电路对称设置且具有公共连接点，第一单级直流升压电路和第二单级直流升压电路的输入端口分别与储能电感的两个输出端口连接，二者的输出端口分别形成直流升压变换电路的输出端正极和输出端负极。该直流升压变换电路采用了输入串联输出串联的方式，将两个直流/直流升压电路镜像的串联起来，使得上下两个直流/直流升压电路拓扑(即第一单级直流升压电路和第二单级直流升压电路)中各功率半导体器件的电压应力只为输出电压的一半，实现了整个电路的工作电压提升了一倍的效果。

Description

一种直流升压变换电路

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体地说，涉及一种直流升压变换电路。

背景技术

开关电源广泛应用于国防、能源及工业生产中，其转换的高效性、使用的绿色性以及高性价比越来越重要。随着开关电源电压等级要求的不断提高，市场上主流功率器件电压等级基本为600V、1200V及600V以下，更高电压等级表征着成本的上升、效率的下降及配套器件电压等级的提高。。

为了提高开关电源的电压等级与输出功率，早期常采用功率管串并联技术，即通过功率管串联分压提高电压等级、功率管并联分流提高电流等级。然而功率器件自身参数的杂散性会导致器件串并联时存在难以克服的动静态均压、均流问题，并且还会导致较高的dv/dt进而容易产生较高EMI干扰。

近来基于模块集成概念，将多个小功率、低电压电流应力的电源模块通过输入输出串并联组合方式构成为适合特定场合(高电压、大电流等)的电源。这种组合方式包括：输入并联输出并联(IPOP)、输入并联输出串联(IPOS)、输入串联输出并联(ISOP)以及输入串联输出串联(ISOS)四种。其中，输入串联输出串联(ISOS)方式适用于高输入电压高输出电压的场合，但目前的模块化组合基本以硬开关为主，存在开关损耗大，电路效率低且EMI干扰严重的问题。

发明内容

为解决上述问题，本发明提供了一种直流升压变换电路，包括：

储能电感，其与电源输入端口连接；

结构相同的第一单级直流升压电路和第二单级直流升压电路，所述第一单级直流升压电路与第二单级直流升压电路对称设置且具有公共连接点，所述第一单级直流升压电路和第二单级直流升压电路的输入端口分别与所述储能电感的两个输出端口连接，二者的输出端口分别形成所述直流升压变换电路的输出端正极和输出端负极。

根据本发明的一个实施例，所述储能电感包括共磁芯的第一电感线圈和第二电感线圈，其中，

所述第一电感的一端与电源输入端口正极连接，另一端与所述第一单级直流升压电路的正输入端口连接；

所述第二电感的一端与电源输入端口负极连接，另一端与所述第二单级直流升压电路的负输入端口连接。

根据本发明的一个实施例，所述第一单级直流升压电路包括：

第一主开关管，其第一功率端口与所述储能电感连接，第二功率端口与所述公共连接点连接；

第一防反电路，其第一端口与所述第一主开关管的第一功率端口连接，用于实现电路的正向导通、反向截止；

第一谐振电路，其第一端口与所述第一防反电路的第二端口连接，第二端口与所述公共连接点连接，第三端口形成所述第一谐振电路的输出端；

第一辅助开关管，其第一功率端口与所述第一谐振电路的输出端连接，第二功率端口与所述公共连接点连接。

根据本发明的一个实施例，所述第一防反电路包括防反二极管，所述防反二极管的正极与所述第一主开关管的第一功率端口连接，负极与所述第一谐振电路的第一端口连接。

根据本发明的一个实施例，所述第一单级直流升压电路还包括：

第一吸收电路，其与所述第一防反电路并联，其用于吸收电路中所存在的谐振尖峰。

根据本发明的一个实施例，所述第一吸收电路包括与所述第一防反电路并联的第一吸收电阻或RC吸收电路。

根据本发明的一个实施例，所述第一谐振电路包括：

第一谐振电感，其第一端形成所述第一谐振电路的第一端口来与所述第一防反电路的第二端口连接，第二端形成所述第一谐振电路的第三端口；

第一谐振电容，其一端与所述第一谐振电感的第一端连接，另一端形成所述第一谐振电路的第二端口来与所述公共连接点连接。

根据本发明的一个实施例，所述第一单级直流升压电路还包括：

第一整流二极管，其正极与所述第一主开关管的第一端口连接，负极形成所述第一单级直流升压电路的正输出端口。

根据本发明的一个实施例，所述第一单级直流升压电路还包括：

第一输出电容，其连接在所述第一整流二极管的负极与所述公共连接点之间。

根据本发明的一个实施例，所述第一单级直流升压电路还包括：

第一续流二极管，其正极与所述谐振电路的输出端连接；

第二整流二极管，其正极与所述第一续流二极管的负极连接，负极与所述第一整流二极管的负极连接。

根据本发明的一个实施例，所述第一单级直流升压电路还包括：

第一缓冲电容，其连接在所述第一整流二极管的正极与所述第二整流二极管的正极之间。

针对现有技术中所存在的半导体开关管器件由于电压应力限制而无法应用于更高电压场合的情况以及现有PWM ZVT电路拓扑中所存在的主功率开关管所存在失效风险，本发明提供了一种能够应用于更高电压场合的软开关直流升压变换电路。该直流升压变换电路采用了输入串联输出串联的方式，将两个直流/直流升压电路对称的串联起来，实现了上下两个直流/直流升压电路拓扑(即第一单级直流升压电路和第二单级直流升压电路)中各功率半导体器件的电压应力只为输出电压的一半，实现了整个电路的工作电压提升了一倍的效果，极大扩展了器件的可选择范围，能有效降低开关电源的器件成本。

对于本发明所提供的直流升压变换电路来说，由于全部开关动作均为零电压或零电流的软开关转换，因此其可以最大限度地减少电路损耗，从而提高系统转换效率，同时这也能够有效减少开关电磁干扰。此外，对于该直流升压变换电路来说，由于其开关损耗小，大幅度提高开关频率对转换效率影响甚微，因此也就可以减小滤波器参数，从而大幅减小系统的重量和体积。

该直流升压变换电路中各个半导体器件的电压应力为输出电压的一半，因此该电路也就可以适应于高输入电压、高输出电压的应用场合。此外，对于该直流升压变换电路来说，由于不具有易引起电路器件烧损的电路结构，因此其具有抗干扰性强、鲁棒性高以及安全可靠的特性。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要的附图做简单的介绍：

图1是现有的输入串联输出串联(ISOS)电路拓扑示意图；

图2是图1所示电路拓扑的开关时序波形图；

图3是图1所示电路拓扑在第一状态下的等效电路图；

图4是图1所示电路拓扑在第二状态和第四状态下的等效电路图；

图5是图1所示电路拓扑在第三状态下的等效电路图；

图6是目前常用的有源软开关电路PWM ZVT的电路拓扑示意图；

图7是根据本发明一个实施例的直流升压变换电路的结构示意图；

图8是根据本发明一个实施例的直流升压变换电路的波形图。

具体实施方式

以下将结合附图及实施例来详细说明本发明的实施方式，借此对本发明如何应用技术手段来解决技术问题，并达成技术效果的实现过程能充分理解并据以实施。需要说明的是，只要不构成冲突，本发明中的各个实施例以及各实施例中的各个特征可以相互结合，所形成的技术方案均在本发明的保护范围之内。

同时，在以下说明中，出于解释的目的而阐述了许多具体细节，以提供对本发明实施例的彻底理解。然而，对本领域的技术人员来说显而易见的是，本发明可以不用这里的具体细节或者所描述的特定方式来实施。

以直流/直流升压变换(BOOST)电路为基本拓扑的输入串联输出串联(ISOS)电路拓扑如图1所示，该电路的开关时序波形如图2所示。该电路能够适用于高输入电压高输出电压场合，具备功率管电压应力减半、电流纹波频率为开关频率的两倍的特性，但该电路同时也存在电磁干扰严重等的问题。

图1所示的级联拓扑的功率管脉冲调制方式有多种，其中载波交错的PWM调制方式可降低输入电流、输出电压纹波，减小电感与电容参数。在占空比为0<D<0.5与0.5≤D<1时，在分析拓扑工作原理之前，先作如下假设：(1)输出电容C_O1与C_O2为理想电容，且容量相等，稳态工作时电容上电压为输出电压的一半V_O；(2)所有功率器件为理想器件，忽略其导通压降、杂散参数及反向恢复等非线性因素。

当占空比为0<D<0.5时，典型的直流/直流升压变换拓扑的输入串联输出串联电路图开关组合状态表如表1所示。而当占空比为0.5≤D<1时，典型直流/直流升压变换拓扑的输入串联输出串联电路图开关组合状态表如表2所示。

表1

表2

根据表1与表2所列出的状态，以占空比D<0.5为例进行说明，图1所示的典型直流/直流升压变换电路拓扑的开关管的时序波形如图2所示，在此过程中，该电路的功率管存在4种状态。

在第一种状态下，功率管Q1以及整流二极管D2导通，功率管Q2以及整流二极管D1关断。这样输入电压通过功率管Q1对电感L与电容C_O2充电，电容C_O1通过电容C_O2向负载放电。此时流经电感L的电流将会线性上升，电容C_O2两端的电压也将上升，而电容C_O1两端的电压将会下降。其等效电路示意图如图3所示。

在第二种状态和第四中状态下，功率管Q1、Q2关断，整流二极管D1与D2导通。这样输入电流通过整流二极管D1和整流二极管D2向负载续流，电容C_O1与电容C_O2两侧的电压保持不变。其等效电路示意图如图4所示。

在第三种状态下，功率管Q2与整流二极管D1导通，功率管Q1与整流二极管D2关断。这样输入电压通过功率管Q2对电感L与电容C_O1充电，电容C_O2通过电容C_O1对负载放电。此时流经电感L的电流将会线性上升，电容C_O1两端的电压也将上升，而电容C_O2两端的电压将会下降。其等效电路示意图如图5所示。

对于图1所示的电路来说，如果使用常规的功率半导体器件，那么将使得电路存在开关损耗大、功率管开关频率低以及电抗器感量、体积尺寸均比较高的问题，从而导致无法将开关电源做到小型化。而若使用新型的SiC器件，虽然SiC器件的开关频率比较高，电抗器的感量、尺寸及成本均可以相应减小，但SiC器件价格昂贵，无法适应主流开关电源的市场价格。

为了克服硬开关拓扑电路的转换效率低、电磁干扰大的缺陷，近年来逐渐采用软开关的拓扑电路。软开关电路拓扑的最大优点在于开关管的开通和关断动作处于零电压和/或零电流换流过程，因此，软开关电路拓扑存在开关损耗降低，这样也就有助于提高系统的转换效率。

尽管现有的对于软开关升压转换拓扑电路的实现方式有很多种类，但都或多或少的存在着电路拓扑和/或控制方式复杂、运行可靠性差等问题。目前常用的有源软开关电路PWM ZVT的电路拓扑如图6所示。

在安全可靠性方面，在如图6等常见的软开关直流/直流升压变换电路拓扑中，通常与主开关管Q1并联一个电容Cr，以实现开关管的零电压关断转换。而开通动作是通过辅助开关管Q1a的工作，使主开关管Q1的并联电容Cr放电至零电压后进行，以实现零电压开通。

因此，对于现有的软开关直流/直流升压变换电路来说，为了实现正常的软开关转换，主辅开关管动作须有严格顺序的协调要求。当由环境干扰、系统参数变化等原因引起这种动作秩序出现些许的紊乱时，现有的软开关直流/直流升压变换电路也就无法正常工作。例如，并联电容Cr的电压未降至零而主开关管Q1开通时，就会导致电容Cr通过主开关管Q1短路，电容Cr直接短路放电，从而产生瞬间大电流，致使主开关管Q1烧损。

针对现有技术中所存在的上述问题，本发明提供了一种新型的直流升压电路，该电路是一种输入串联、输出串联的安全可靠的直流/直流升压软开关电路。图7示出了本实施例中该直流升压变换电路的结构示意图。

如图7所示，本实施例所提供的直流升压变换电路100优选地包括：储能电感L以及第一单级直流升压电路101和第二单级直流升压电路102。其中，储能电感L与电源输入端口连接。具体地，本实施例中，储能电感L优选地包括第一电感线圈和第二电感线圈，这两个电感线圈共磁芯。其中，第一电感线圈的一端与电源输入端口正极Vi+连接，另一端与第一单级直流升压电路的正输入端口连接；第二电感线圈的一端与电源输入端口负极Vi-连接，另一端与第二单级直流升压电路的负输入端口连接。

本实施例中，该直流升压电路100通过将现有电路中的普通的单电感或者电感量只有一半的两个单电感替换为一个共磁芯的储能电感，这样有助于降低储能电感的感量、体积以及成本。

具体地，本实施例中，对于共用磁芯的双储能电感来说，在保证电感接线正确的前提下(即电流同时流入或者流出电感线圈的同名端)，在同一样的线圈匝数及电流的条件下，双储能电感能够将上下两个线圈的磁场叠加，从而达到电感感量增加四倍的效果。因此在实际情况下，采用这种方式的电感可以再一次将电感感量降低3/4，其成本与尺寸均会进一步减少，便于整个电路的成本控制与小型化设计。对于本实施例所提供的直流升压变换电路来说，如果其上下拓扑采用载波交错控制，那么在同一样的电流纹波率下，共用磁芯的电感感量可以变为原来的1/4。

当然，在本发明的其它实施例中个，直流升压电路100中所包含的储能电感也可以采用其它合理的器件或设备来实现，本发明不限于此。

如图7所示，可选地，本实施例中，直流升压电路100还包括输入电容C_i。输入电容C_i的一端与电源输入端口正极连接，另一端与电源输入端口负极连接。

本实施例中，第一单级直流升压电路101和第二单级直流升压电路102的输入端口分别与储能电感的两个输出端口连接，二者的输出端口则分别形成直流升压电路的输出端正极和输出端负极。其中，第一单级直流升压电路101和第二单级直流升压电路102对称设置且具有公共连接点。本实施例中，第一单级直流升压电路101和第二单级直流升压电路102的公共连接点优选地为中性点。

由于第一单级直流升压电路101与第二单级直流升压电路102的电流结构类似，因此为了描述的方便，以下以第一单级直流升压电路101为例来对第一单级直流升压电路101与第二单级直流升压电路102的电路结构以及功能作进一步的阐述。

如图7所示，本实施例中，第一单级直流升压电路101优选地包括：第一主开关管Q₁、第一防反电路201、第一谐振电路202以及第一辅助开关管Q_1a。第一主开关管Q₁的第一功率端口与储能电感L连接，第二功率端口与公共连接点连接(即第一主开关管Q₁的第二功率端口与第二单级直流升压电路102中第二主开关管Q₂的第二功率端口连接，从而形成二者的公共连接点)。

第一防反电路201的第一端口与第一主开关管Q₁的第一功率端口连接，其第二端口与第一谐振电路202的第一端口连接，用于利用自身正向导通、反向截止的特性将第一主开关管Q₁的第一端口与第一谐振电路202的第一端口之间的电连接导通或断开。

具体地，本实施例中，第一防反电路201优选地包括防反二极管D5P。其中，防反二极管D5P的正极与第一主开关管Q₁的第一功率端口连接，负极与第一谐振电路202的第一端口连接。

当然，在本发明的其它实施例中，第一防反电路201还可以采用其它合理的电路形式来实现，本发明不限于此。

第一谐振电路202的第一端口与第一防反电路201的第二端口连接，第二端口与公共连接点连接(即第一谐振电路202的第二端口与第二单级直流升压电路102中相应谐振电路的第二端口连接，同样可以形成二者的公共连接点)，第三端口形成第一谐振电路202的输出端。

第一辅助开关管Q_1a的第一功率端口与第一谐振电路202的输出端连接，第二功率端口则与公共连接点连接(即第一辅助开关管Q_1a的第二功率端口与第二单级直流升压电路102中第二辅助开关管Q_2a的第二功率端口连接，同样可以形成二者的公共连接点)。

具体地，如图7所示，本实施例中，第一谐振电路202优选地包括第一谐振电感Lp和第一谐振电容C1P。其中，第一谐振电感Lp的第一端形成第一谐振电路202的第一端口来与第一防反电路201的第二端口连接，其第二端形成第一谐振电路的第三端口。第一谐振电容C1P的一端与第一谐振电感Lp的第一端连接，另一端形成第一谐振电路202的第二端口来与第二单级直流升压电路102中相应谐振电路的第二端口连接。

本实施例中，第一谐振电路202中的第一谐振电容C1P与防反二极管D5P形成CD吸收回路，该吸收回路既能正常发挥软开关动作所需的电压上升抑制功能，又能避免由系统干扰等引起的时序紊乱、开关管误动作所导致的器件烧损现象，这样也就消除了主功率开关管的失效风险，保证了整个直流升压变换电路的安全性以及可靠性。

本实施例中，可选地，直流升压变换电路还可以包括第一吸收电路203。其中，第一吸收电路203与第一防反电路201并联，其能够吸收电路中所存在的谐振尖峰。具体地，第一吸收电路203能够防止谐振电感Lp的能量完全向缓冲电容转移之后(即谐振电感的电流为零之后)，第一整流二极管D1以及第一辅助开关管Q_1a的结电容与谐振电感Lp谐振而产生的过高的电压尖峰损坏第一整流二极管D1。

本实施例中，第一吸收电路203优选地采用第一吸收电阻R1来实现。当然，在本发明的其它实施例中，第一吸收电路203还可以采用其它合理的电路形式来实现，本发明不限于此。例如，在本发明的一个实施例中，第一吸收的电路203还可以采用RC吸收电路来实现。

如图7所示，本实施例中，优选地，第一单级直流升压电路101还可以包含第一整流二极管D1。第一整流二极管D1的正极与第一主开关管Q₁的第一端口连接，其负极形成第一单级直流升压电路101的输出端口。

第一单级直流升压电路101还可以包含第一输出电容Co1。第一输出电容Co1连接在第一整流二极管D1的负极(即第一单级直流升压电路101的输出端口)与第一单级直流升压电路101和第二单级直流升压电路102的公共连接点之间。

同时，本实施例中，可选地，第一单级直流升压电路101还可以包括第一续流二极管D3P和第二整流二极管D4P。其中，第一续流二极管D3P的正极与谐振电路202的输出端连接，其负极与第二整流二极管D4P的正极连接，第二整流二极管D4P的负极则与第一单级直流升压电路101的输出端口(即第一整流二极管D1的负极)连接。

此外，本实施例中，可选地，第一单级直流升压电路101还可以包括第一缓冲电容C2P，其连接在第一整流二极管D1的正极与第二整流二极管D4P的正极之间。

本实施例中，第二单级直流升压电路102的电路结构与第一单级直流升压电路101类似，但是由于第二单级直流升压电路102的输出端电压低于第一单级直流升压电路与第二单级直流升压电路的公共连接点的电压，因为为了保证第二单级直流升压电路102能够实现与上述第一单级直流升压电路101类似的功能，第二单级直流升压电路102中的二极管需要根据实际需要来进行正负极的调整，各个二极管的具体连接方式可以如图7所示。

因引入了两个ZVT软开关谐振回路，拓扑中器件较多，增加了拓扑分析的难度。对于图4所示的直流升压变换电路来说，电路拓扑中PWM ZVT软开关回路的辅助开关管Q_1a与Q_2a分别超前主开关管Q₁与Q₂导通，谐振回路的工作过程叠加在主开关管开通的前后时间段中，且同一时刻只有一个主开关管的开关状态由截止变成导通，忽略软开关回路，不影响拓扑的整体工作过程。为便于分析电路拓扑的工作原理，可在上述针对硬开关电路拓扑工作原理及开关时序的分析内容的基础上，研究软开关拓扑的工作原理。

具体地，对于本实施例所提供的直流升压变换电路来说，第一单级直流升压电路与第二单级直流升压电路的工作原理相同，故在此以第一单级直流升压电路为例来进行说明。

对于第一单级直流升压电路来说，第一谐振回路202在第一主开关管Q₁导通之前，会通过第一谐振电感Lp与第一谐振电容C1P的谐振，来实现主开关管的ZVT。相对硬开关拓扑而言，等效为第一主开关管Q₁提前开通d×T(其中，d表示第一辅助开关管Q_1a的占空比，T表示周期)。第一主开关管Q₁导通后，第一辅助开关管Q_1a关断，谐振回路的能量进行转移，并不会对图2中的波形造成较大影响。

以0＜d＜0.5的一个开关周期T内第一主开关管Q₁为对象进行分析，本实施例所提供的直流升压变换电路的整个开关阶段可以分为8个阶段，其波形如图8所示。

第1阶段(即t₀～t₁)：在t₀时刻，第一辅助开关管Q_1a受控导通，第一主开关管Q₁及其它开关管(包括第二主开关管Q₂和第二辅助开关管Q_2a)关断。第一整流二极管D1上的电流通过防反二极管D5P向第一谐振电感Lp转移，流经第一谐振电感Lp不能突变，第一辅助开关管Q_1a零电流导通。此时第一谐振电感Lp为输出电压V_O，第一输出电容Co1与第二输出电容Co2两端的电压均保持不变。直至t₁时刻，第一整流二极管D1的电流转移完毕，第一整流二极管D1也就实现了零电流关断，这样也就有效降低了第一整流二极管D1的反向恢复损耗。

第2阶段(即t₁～t₂)：在t₁时刻，第一整流二极管D1也就零电流关断，第一谐振电感Lp与第一谐振电容C1P开始谐振，第一谐振电容C1P的电压开始下降。在t₂时刻，第一谐振电容C1P第一端的电压下降至零后，会被第一主开关管Q₁中的反并联二极管钳位在-0.7V。第一主开关管Q₁的电压为零。

第3阶段(即t₂～t₃)：此阶段已完成谐振过程，第一辅助开关管Q_1a仍未关断，第一谐振电感C1P第一端的电压一致维持在-0.7V，第一谐振电感Lp的电流基本保持不变，谐振电流通过第一主开关管Q₁的反并联二极管回流。

第4阶段(即t₃～t₄)：在t₃时刻，第一主开关管Q₁受控导通，第一辅助开关管Q_1a关断。此时第一主开关管Q₁两端电压为零，实现了零电压开通，输入电流转移至第一主开关管Q₁。第一谐振电感Lp的电流通过第一续流二极管D3P向第一缓冲电容C2P充电，即第一缓冲电容C2P等效为直接并联在第一辅助开关管Q_1a两端，其可以大幅降低第一辅助开关管Q_1a关断时的电压突变。这样也就实现了第一辅助开关管Q_1a的零电压关断，并且第一谐振电感Lp的能量向第一缓冲电容C2P转移。

第5阶段(即t₄～t₅)：在t₄时刻，第一缓冲电容C2P的电压达到第一输出电容Co1的电压，第二整流二极管D4P导通，第一缓冲电容C2P的电压被钳位在第一输出电容Co1的电压的电压，第一谐振电感Lp的电流通过第一续流二极管D3P以及第二整流二极管D4P向第一输出电容Co1和输出负载充电，知道第一谐振电感Lp的电流为零。

第6阶段(即t₅～t₆)：此阶段中，由于第一谐振电感Lp的电流为零，防反二极管D5P、第一续流二极管D3P以及第二整流二极管D4P由于流过电流为零而处于关断状态，储能电感L的电流通过第一主开关管Q₁继续上升。

第7阶段(即t₆～t₇)：在t₆时刻，第一主开关管Q₁受控关断，电感电流通过防反二极管D5P向第一谐振电容C1P充电，第一主开关管Q₁两端电压开始上升。当第一谐振电容C1P的电压与第一缓冲电容C2P的电压之和等于第一输出电容Co1的电压时，第一缓冲电容C2P通过第二整流二极管D4P向第一输出电容Co1和负载转移能量，直至第一缓冲电容C2P的电压为零。此时第一谐振电感Lp的能量实现了无损吸收，且第一谐振电容C1P与第一缓冲电容C2P减缓了第一主开关管Q₁关断时的电压突变，实现了主开关管的软关断。

第8阶段(即t₇～t₈)：在该阶段，第一整流二极管D1导通，储能电感L的电流通过第一整流二极管D1向第一输出电容Co1和负载充电。

同样分析可得，下端子拓扑(即第二单级整流升压电路)的谐振回路工作波形，二者结合起来即为整个拓扑在一个周期内的波形。从上述分析及图8中可知，电感电流的纹波频率为载波频的两倍，滤波器的体积与尺寸均可降低，各器件包括功率器件、电容等在中点电位平衡时，最大电压应力为输出电压的一半，极大扩展了器件的可选择范围，且工作时器件的导通压降也会降低。基于同样原理，0.5≤d＜1的工作时序也可以同样分析得到。

从上述描述中可以看出，针对现有技术中所存在的半导体开关管器件由于电压应力限制而无法应用于更高电压场合的情况以及现有PWM ZVT电路拓扑中所存在的主功率开关管所存在失效风险，本实施例提供了一种能够应用于更高电压场合的软开关直流升压变换电路。该直流升压变换电路采用了输入串联输出串联的方式，将两个直流/直流升压电路镜像的串联起来，使得上下两个直流/直流升压电路拓扑(即第一单级直流升压电路和第二单级直流升压电路)中各功率半导体器件的电压应力只为输出电压的一半，实现了整个电路的工作电压提升了一倍的效果，极大扩展了器件的可选择范围，能有效降低开关电源的器件成本。

对于本实施例所提供的直流升压变换电路来说，由于全部开关动作均为零电压或零电流的软开关转换，因此其可以最大限度地减少电路损耗，从而提高系统转换效率，同时这也能够有效减少开关电磁干扰。此外，对于该直流升压变换电路来说，由于其开关损耗小，大幅度提高开关频率对转换效率影响甚微，因此也就可以减小滤波器参数，从而大幅减小系统的重量和体积。

该直流升压变换电路中各个半导体器件的电压应力为输出电压的一半，因此该电路也就可以适应于高输入电压、高输出电压的应用场合。此外，对于该直流升压变换电路来说，由于不具有易引起电路器件烧损的电路结构，因此其具有抗干扰性强、鲁棒性高以及安全可靠的特性。

应该理解的是，本发明所公开的实施例不限于这里所公开的特定结构或处理步骤，而应当延伸到相关领域的普通技术人员所理解的这些特征的等同替代。还应当理解的是，在此使用的术语仅用于描述特定实施例的目的，而并不意味着限制。

说明书中提到的“一个实施例”或“实施例”意指结合实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，说明书通篇各个地方出现的短语“一个实施例”或“实施例”并不一定均指同一个实施例。

虽然上述示例用于说明本发明在一个或多个应用中的原理，但对于本领域的技术人员来说，在不背离本发明的原理和思想的情况下，明显可以在形式上、用法及实施的细节上作各种修改而不用付出创造性劳动。因此，本发明由所附的权利要求书来限定。

Claims (6)

1.一种直流升压变换电路，其特征在于，包括：

储能电感，其与电源输入端口连接；

结构相同的第一单级直流升压电路和第二单级直流升压电路，所述第一单级直流升压电路与第二单级直流升压电路对称设置且具有公共连接点，所述第一单级直流升压电路和第二单级直流升压电路的输入端口分别与所述储能电感的两个输出端口连接，二者的输出端口分别形成所述直流升压变换电路的输出端正极和输出端负极，所述第一单级直流升压电路包括：

第一主开关管，其第一功率端口与所述储能电感连接，第二功率端口与所述公共连接点连接；

第一防反电路，其第一端口与所述第一主开关管的第一功率端口连接，用于实现电路的正向导通、反向截止；

第一谐振电路，其第一端口与所述第一防反电路的第二端口连接，第二端口与所述公共连接点连接，第三端口形成所述第一谐振电路的输出端；

第一辅助开关管，其第一功率端口与所述第一谐振电路的输出端连接，第二功率端口与所述公共连接点连接；

第一吸收电路，其与所述第一防反电路并联，其用于吸收电路中所存在的谐振尖峰；

第一整流二极管，其正极与所述第一主开关管的第一端口连接，负极形成所述第一单级直流升压电路的正输出端口，其中，

所述第一单级直流升压电路内的主开关管和辅助开关管、以及所述第二单级直流升压电路内的主开关管和辅助开关管依次导通；

所述第一防反电路包括防反二极管，所述防反二极管的正极与所述第一主开关管的第一功率端口连接，负极与所述第一谐振电路的第一端口连接；

所述第一谐振电路包括：第一谐振电感，其第一端形成所述第一谐振电路的第一端口来与所述第一防反电路的第二端口连接，第二端形成所述第一谐振电路的第三端口；

第一谐振电容，其一端与所述第一谐振电感的第一端连接，另一端形成所述第一谐振电路的第二端口来与所述公共连接点连接。

2.如权利要求1所述的直流升压变换电路，其特征在于，所述储能电感包括共磁芯的第一电感线圈和第二电感线圈，其中，

所述第一电感的一端与电源输入端口正极连接，另一端与所述第一单级直流升压电路的正输入端口连接；

所述第二电感的一端与电源输入端口负极连接，另一端与所述第二单级直流升压电路的负输入端口连接。

3.如权利要求1或2所述的直流升压变换电路，其特征在于，所述第一吸收电路包括与所述第一防反电路并联的第一吸收电阻或RC吸收电路。

4.如权利要求1或2所述的直流升压变换电路，其特征在于，所述第一单级直流升压电路还包括：

第一输出电容，其连接在所述第一整流二极管的负极与所述公共连接点之间。

5.如权利要求4所述的直流升压变换电路，其特征在于，所述第一单级直流升压电路还包括：

第一续流二极管，其正极与所述谐振电路的输出端连接；

第二整流二极管，其正极与所述第一续流二极管的负极连接，负极与所述第一整流二极管的负极连接。

6.如权利要求5所述的直流升压变换电路，其特征在于，所述第一单级直流升压电路还包括：

第一缓冲电容，其连接在所述第一整流二极管的正极与所述第二整流二极管的正极之间。

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