CN108667301B - 一种带续流通路的全桥变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种带续流通路的全桥变换器，包括：全桥桥臂1，隔直电容2，能量传递变压器3，能量主输出通路4，能量续流通路5；所述全桥桥臂由四个功率开关器件组成；所述隔直电容2和能量传递变压器3的初级绕组串联后分别与全桥桥臂的超前臂和滞后臂的中心连接；所述能量主输出通路4由变压器3的主次级绕组、四个整流二极管及主滤波电感构成；所述能量续流通路5由变压器3的辅助次级绕组、四个整流二极管、π型滤波器、谐振电容及续流钳位二极管构成；所述能量主输出通路4和能量续流通路5并联连接。本发明解决了传统全桥变换器存在的整流二极管电压应力大，占空比丢失、环流损耗大等缺点并能实现输出电压从零到最大增益的宽范围调节。

Description

一种带续流通路的全桥变换器
技术领域
本发明涉及一种高性能全桥软开关变换器，具体的说是一种实现全范围软开关，低电压应力，高转换效率以及可实现全电压范围输出的全桥变换器，适用于大功率宽输出电压调节范围的充电设备或其他直流电源设备。
背景技术
随着工农业的发展和电池技术的进步，储能电池电源系统得到越来越广泛的应用，且电池容量也越来越大。例如电动汽车储能电池、矿山动力机车牵引蓄电池电源系统、孤岛微电网储能蓄电池电源系统等都属于高压大容量储能电池系统。为提高能源利用率，降低碳排放，提高经济效益，为这些储能电池电源系统充电的充电电源设备应具备较大的输出功率和尽可能高的电能转换效率。
全桥变换器目前在大功率高频开关电源设备中得到广泛应用，但是传统的全桥移换器存在以下缺点：⑴滞后臂在轻载条件下由于初级回路漏感储能不足而失去ZVS开关特性，影响全桥变换器的可靠性；⑵在非有效占空比的续流期间，初级回路存在较大的环流损耗，影响全桥变换器的电能转换效率；⑶非有效占空比续流期间，因为输出滤波电感续流，次级整流二极管在关断时因存在反向恢复效应，导致次级整流二极管要承受严重的电压应力和电压振荡，导致次级整流二极管选型困难，也严重影响全桥变换器的电能转换效率。
为提高全桥变换器的电能转换效率、降低功率器件上的电压应力，人们提出了各种针对全桥变换器的改进设计。《Zero-Voltage-Switching PWM Resonant Full-BridgeConverter With Minimized Circulating Losses and Minimal Voltage Stresses ofBridge Rectifiers for Electric Vehicle Battery Chargers》、《A Novel Full-bridgeDC-DC Converter With Full-range ZVS and Reduced Conduction Losses》、《HybridDC–DC Converter With Phase-Shift or Frequency Modulation for NEV BatteryCharger》等文献提出了一类全桥移相变换器与半桥LLC谐振变换器共享滞后臂的电路，有效解决了功率器件上的电压应力的问题，也大大提高了变换器的电能转换效率，但是LLC谐振变换器支路的输出电压为不可调节的固定电压，因此上述文献所提出的变换器方案的输出电压的理论最低值为LLC谐振支路的输出电压，且负载出现短路时会导致LLC谐振回路失去ZVS特性，影响变换器的可靠性。对蓄电池的充电要求，特别是对新电池的初充电要求充电器能在一个非常宽的输出电压范围内变化(最低可能到零伏)，因此上述方案还存在一定不足之处。
发明专利《内电感全桥变换器》(申请号201410346447.4)通过去掉输出滤波电感，只采用滤波电容的方式来减小次级整流二极管的电压应力，但串联在初级的内电感会影响输出电压增益，内电感自身的损耗会降低变换器的效率。
所以，针对全桥变换器的深度研究并提高变换器的可靠性和效率，对实现电能高效率转换具有现实意义。
发明内容
决本发明所要解的技术问题是，针对上述现有技术的不足，提供一种带续流通路的全桥变换器，解决了现有技术中滞后臂在轻载时不能实现ZVS的问题，解决了次级整流二极管的电压振铃尖峰大的问题，降低了电压应力，有效减小了全桥功率变换器主回路环流损耗，减小占空比丢失，并可实现输出电压从零到最大值的超宽范围调节，适用于高压大容量蓄电池系统的充电及相关需要高电压、宽电压输出范围的应用场合。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种带续流通路的全桥变换器，包括：全桥桥臂1，隔直电容2，能量传递变压器3，能量主输出通路4，能量续流通路5；所述全桥桥臂1包括第一功率开关器件和第三功率开关器件构成的超前臂，第二功率开关器件和第四功率开关器件构成的滞后臂；所述隔直电容2和能量传递变压器3的初级绕组串联后分别与超前臂和滞后臂的中心连接；所述能量主输出通路4由能量传递变压器3的主次级绕组、四个全桥整流二极管及主滤波电感构成；所述能量续流通路5由能量传递变压器3的辅助次级绕组、四个全桥整流二极管、π型滤波器、谐振电容及续流钳位二极管构成；所述能量主输出通路4和能量续流通路5为并联结构。
所述能量续流通路5的谐振电容Cre与能量传递变压器3的初级漏感Llk构成谐振回路，利用谐振电容Cre吸收储存在能量传递变压器3的漏感Llk中的能量，实现变换器初级环流快速置零。谐振电容Cre和滤波储能电容CO2串联之后与能量主输出通路4的全桥整流桥并联，因为Cre远远小于CO2，等效串联电容较小，不会对初级逆变造成冲击。续流期间，通过谐振储存在Cre中的能量首先和输出电感LO一起向输出端传递能量，当谐振电容Cre两端的电压等于零时，续流二极管Df导通，储存在CO2中的能量经过续流二极管Df和输出电感Lo继续传递到输出端。
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：
谐振电容Cre在能量主输出通路4的整流二极管截止时，有效吸收漏感中储存的能量，避免了次级整流二极管上产生电压尖峰；谐振电容Cre两端的电压和输出滤波电容CO2两端的电压串联施加在次级整流二极管上，使得能量传递变压器3的次级在从有效占空比进入续流期后立刻处于开路状态，从而使初级电流迅速减小到零，从而有效减小了初级环流损耗；在变换器的续流期间，谐振储存在Cre中的能量首先和输出电感LO一起向输出端传递能量，当谐振电容Cre两端的电压等于零时，续流二极管Df导通，避免谐振电容Cre反向充电，同时储存在CO2中的能量经过续流二极管Df、输出电感Lo继续传递到输出端，相对于传统全桥变换器在续流期间只有输出电感续流，本发明是谐振电容、滤波电容和输出电感共同续流，从而在满足相同电压纹波的前提下可有效减小输出滤波电感的体积，降低滤波电感的损耗；相对于传统全桥变换器在续流期间能量主输出通路4的整流二极管处于导通状态，本发明的能量主输出通路4的整流二极管因为滤波电容CO2两端的电压较高，是处于截止状态，因此整流二极管在下个周期导通时不存在反向恢复过程，因此基本消除了整流二极管的开关损耗，也消除了整流二极管结电容与变压器漏感谐振造成的电压尖峰和振铃；另外，滤波电容CO2两端的电压也受初级全桥桥臂的脉冲宽度调制(PWM)控制，随电源设备输出电压高低的变化而变化，所以可以实现全输出电压范围调节。综上所述，本发明有效降低了功率器件上的电压应力，提高了变换器的可靠性，同时大大提高了变换器的电能转换效率并实现输出电压的全电压范围调节。
附图说明
图1是本发明的电路拓扑结构图；
图2是适用于本发明的全桥移相模式桥臂驱动信号图；
图3是适用于本发明的有限双极性模式桥臂驱动信号图；
图4～图7是本发明的全桥变换器在续流期次级电路的工作状态图；
图8是本发明的初级电流和次级整流二极管电压的实验波形。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明
如图1所示，是带续流通路的全桥变换器，包括：全桥桥臂1，隔直电容2，能量传递变压器3，能量主输出通路4，能量续流通路5；所述全桥桥臂1包括第一功率开关器件和第三功率开关器件构成的超前臂，第二功率开关器件和第四功率开关器件构成的滞后臂；所述隔直电容2和能量传递变压器3的初级绕组串联后分别与超前臂和滞后臂的中心连接；所述能量主输出通路4由能量传递变压器3的主次级绕组、四个全桥整流二极管及主滤波电感构成；所述能量续流通路5由能量传递变压器3的辅助次级绕组、四个全桥整流二极管、π型滤波器、谐振电容及续流钳位二极管构成；所述能量主输出通路4和能量续流通路5为并联结构。
全桥变换器的能量传递变压器3有两个次级绕组，主次级绕组的匝数为N2，辅助次级绕组的匝数为N3，且主次级绕组(N2)的匝数大于辅助次级绕组(N3)的匝数，以此保证在有效占空比期间能量由主输出通路4输出，而续流通路5在有效占空比期间将能量储存在输出滤波电容CO2中，两条通路共同作用，使得轻载状态下初级电流增大，有利于四个桥臂的功率开关管实现ZVS开关。
能量传递变压器3的漏感Llk与电容Cre谐振，在有效占空比期间将漏感中的能量存储到电容Cre内，同时，主变压器将初级能量经辅助次级绕组传递到输出滤波电容电容CO2中储存。
在续流期间，电容CO2、Cre上的电压叠加，使全桥移相变换器初级电流迅速归零，减小了环流损耗和占空比丢失。同时，在续流期间，Cre、CO2串联和输出电感一起构成续流通路，存储在电容Cre的能量释放完全后续流二极管Df导通，避免电容Cre反向充电，此时CO2经过续流二极管Df和主滤波电感Lo续流，将能量继续传递到输出端，由于有了储能电容CO2的存在，输出电感的电感值和体积在同等电流纹波指标下可以大大减小，因此减小了因输出电感带来的损耗。
变压器T的漏感Llk与电容Cre谐振的周期为：
Figure GDA0001471011770000041
为了减小谐振电容Cre对初级回路的影响，要求
Tr＜Ts (2)
式中，Ts为脉冲宽度调制(PWM)驱动波形的周期。
为保证续流期间能量续流通路5的输出端电压的稳定，要求输出滤波电容CO2的储能要远远大于输出滤波电感LO的储能：
Figure GDA0001471011770000051
式中UCo为能量续流通路5的输出端电压，IO为流过输出滤波电感的电流。
为了避免能量续流通路5的输出滤波电容过大造成变换器启动时对变换器初级形成过大冲击，能量续流通路5的输出滤波电路采用C-L-C结构的无源π型低通滤波电路，其中与全桥整流二极管直接相连的滤波电容远小于后级储能滤波电容的值，可降低容性负载对初级造成的冲击。
Cro＜＜Co2 (4)
另外，为了避免能量续流通路5的整流二极管在续流期间出现续流导通现象，要满足：
Figure GDA0001471011770000052
式中UCro为电容Cro两端的电压，ILro为流过Lro的电流。
本发明所述的全桥变换器适用于全桥移相(PSFB)变换控制模式，也适用于有限双极性控制模块。无论是全桥移相(PSFB)变换控制模式还是有限双极性控制模块，在一个PWM周期内，总是超前臂先关断，为减小关断损耗，功率开关器件需添加吸收电容，且有：
C1＝C2＞C3＝C4 (6)
由于本发明中，进入续流期后初级电流被迅速置零，因此滞后臂可以不加吸收电容，所以C3、C4采用功率开关器件的本身存在的寄生电容即可；C1、C2采用高频无感薄膜电容并联在功率开关器件的漏、源两端，且电容的取值依据如下：
Figure GDA0001471011770000053
式中ic-off为功率器件关断时刻前流过功率器件集电极的电流，toff为功率器件的关断时间，Vin-min为母排电压的最小值。
因为能量续流通路5的输出电压也是由初级回路的占空比控制，所以能量续流通路5的输出电压跟随能量主输出通路4的输出电压同步变化，所以变换器的输出电压可以实现从零到最高输出电压范围内调节，在合适的控制方式下，甚至可以承受长时间的短路，非常适合大功率充电应用。能量续流通路5的输出电压的表达式为：
Figure GDA0001471011770000061
式中D为变换器初级回路PWM的占空比，N3为辅助次级绕组的匝数，N1为初级绕组的匝数，Vin为初级母排电压。
图4～图7是本发明的全桥变换器在续流期次级电路的工作状态图，其工作过程描述如前所述。
图8所示是实验波形，通道1是初级电流波形，由波形可见，从有效占空比进入续流期后初级电流会快速降到零，有效克服了传统全桥移相和有限双极性控制方式在续流期存在的环流较大的缺陷；通道2是次级整流二极管阴极和阳极两端的电压波形，由波形可见，二极管在由导通到截止的转换过程中，二极管两端在没有加任何尖峰吸收电路的情况下也没有形成明显的电压尖峰。
由以上表述，本发明所提出的带续流通路的全桥变换器有以下几个优点：
⑴全桥变换器四个桥臂的功率开关器件在全负载范围内都能实现ZVS，降低了开关损耗。
⑵在进入续流状态后变换器的初级电流被迅速置零，减小了初级环流损耗。
⑶能量主输出通路4的输出整流二极管可实现ZCS关断，降低了输出整流二极管的开关损耗。
⑷能量续流通路5的输出整流二极管也可实现ZCS关断。
⑸储能电容和输出电感共同在续流期间向负载提供能量，在相同纹波指标下，输出滤波电感可以大大减小。
⑹整个变换器的输出电压可以实现从零到最大输出电压范围内变化。

Claims (1)

1.一种带续流通路的全桥变换器，其特征在于，所述带续流通路的全桥变换器，包括：全桥桥臂(1)，隔直电容(2)，能量传递变压器(3)，能量主输出通路(4)，能量续流通路(5)；所述全桥桥臂(1)包括第一功率开关器件和第三功率开关器件构成的超前臂，第二功率开关器件和第四功率开关器件构成的滞后臂；所述隔直电容(2)和能量传递变压器(3)的初级绕组串联后分别与超前臂和滞后臂的中心连接；所述能量主输出通路(4)由能量传递变压器(3)的主次级绕组、四个全桥整流二极管及主滤波电感构成；所述能量续流通路(5)由能量传递变压器(3)的辅助次级绕组、四个全桥整流二极管、π型滤波器、谐振电容Cre及续流钳位二极管Df构成；所述能量主输出通路(4)和能量续流通路(5)为并联结构；所述四个全桥整流二极管包括Dr1、Dr2、Dr3、Dr4，Dr1和Dr3构成一个串联支路，Dr2和Dr4构成一个串联支路，两个支路并联连接；所述π型滤波器为C-L-C的π型结构，包括滤波电容Cro、电感Lre和续流通路储能电容CO2；所述续流通路储能电容CO2、所述谐振电容Cre与主滤波电感Lo串联连接，所述钳位二极管Df与谐振电容Cre并联；
所述能量传递变压器的次级包括主次级绕组(N2匝)和辅助次级绕组(N3匝)；所述能量传递变压器的主次级绕组的匝数(N2)大于辅助次级绕组的匝数(N3)；
为保证续流通路的正常工作，储存在续流通路储能电容CO2元件中的能量要远大于储存在主输出滤波电感LO中的能量：
Figure FDA0002691473860000011
全桥桥臂的驱动控制方式既适用于移相全桥控制方式也适用有限双极性控制方式；
能量主输出通路(4)中的变压器主次级绕组输出采用全桥整流方式；能量续流通路(5)中的变压器辅助次级绕组输出采用全桥整流方式；
所述能量续流通路(5)的π型滤波器为滤波电容Cro-电感Lre-续流通路储能电容CO2构成的无源低通滤波电路，其中与全桥整流二极管直接相连的滤波电容Cro远小于后级储能滤波电容CO2的值：
Cro＜＜Co2；
所述滤波电容CO2两端的电压也受初级全桥桥臂的脉冲宽度调制(PWM)控制，随电源设备输出电压高低的变化而变化；
所述能量续流通路(5)的谐振电容Cre与续流钳位二极管Df并联，谐振电容Cre与能量传递变压器(3)的初级漏感谐振，谐振频率为：
Figure FDA0002691473860000012
式中N2为能量传递变压器(3)的主次级绕组匝数，N1为能量传递变压器(3)初级绕组的匝数，Llk为能量传递变压器(3)初级绕组的漏感，Cre为能量续流通路(5)中的谐振电容值。
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