CN111682774A - 单级隔离型双向直流变换器 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种单级隔离型双向直流变换器，包括桥式单元电路、半桥整流电路、钳位电路、变压器、电感、第一直流母线、第二直流母线及钳位电容；所述桥式单元电路连接在所述第一直流母线和所述变压器的原边绕组之间，所述半桥整流电路和钳位电路分别与变压器的副边绕组连接，所述第二直流母线的正极经由电感与变压器的副边绕组的中间抽头连接，所述第二直流母线的负极与所述半桥整流电路连接；在能量由所述第二直流母线传输到第一直流母线时，所述钳位电容经由所述钳位电路吸收所述变压器的副边绕组的漏感的能量。本发明实施例在能量由第二直流母线传输到第一直流母线时，可在保证传输效率的前提下，以较宽的电压范围内工作。
Description
技术领域
本发明实施例涉及电力电子设备领域，更具体地说，涉及一种单级隔离型双向直流变换器。
背景技术
随着电动汽车及自动化行业的不断发展，越来越多应用场合要求实现双向能量传输。双向能量传输可由两个单向的功率变换器来实现，但是这种方式不仅功率密度低而且可靠性低，因此双向直流变换器应运而生。
根据有无使用变压器，双向直流变换器可以分为隔离型和非隔离型两类，其中非隔离型直流变换器结构简单，但不具备电气隔离，容易引发安全事故，不宜在电动汽车上使用。
如图1所示，是现有的双边双向谐振结构的双向变换器的电路拓扑图。该双向变换器的两端均为斩波电路(由开关管Q11～Q14组成的斩波电路和由开关管Q15～Q18组成的斩波电路，且开关管Q11～Q18均由PWM(plus width modulation，脉宽调制)波驱动)，且该双向变换器包括位于变压器T11的两侧的谐振腔(由电感L11、L13、电容C13构成的谐振腔以及由电感L12、L14、电容C14构成的谐振腔)，其在正向和反向工作时都为典型的LLC串联谐振结构，可以实现全范围的软开关。但该双向变换器在电压传输比变化范围较大的时候效率下降严重。
发明内容
本发明实施例针对上述双向直流变换器在电压传输比变化范围较大的时候效率下降严重的问题，提供一种新的单级隔离型双向直流变换器。
本发明实施例解决上述技术问题的技术方案是，提供一种单级隔离型双向直流变换器，包括桥式单元电路、半桥整流电路、钳位电路、变压器、电感、第一直流母线、第二直流母线及钳位电容，且所述桥式单元电路、半桥整流电路以及钳位电路分别包括具有体二极管和结电容的开关管；
所述桥式单元电路连接在所述第一直流母线和所述变压器的原边绕组之间，所述半桥整流电路和所述钳位电路分别与所述变压器的副边绕组连接，所述第二直流母线的正极经由所述电感与所述变压器的副边绕组的中间抽头连接，所述第二直流母线的负极与所述半桥整流电路连接；
所述钳位电容的正极与所述钳位电路连接，所述钳位电容的负极与所述第二直流母线连接，且在能量由所述第二直流母线传输到第一直流母线时，所述钳位电容经由所述钳位电路吸收所述变压器的副边绕组的漏感的能量。
优选地，所述双向直流变换器包括控制单元，所述控制单元分别与所述钳位电路和半桥整流电路的控制端连接，且所述控制单元通过向所述钳位电路和半桥整流电路的控制端输出驱动信号使能量由所述第二直流母线传输到第一直流母线。
优选地，所述桥式单元电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管按照单相H桥方式连接在所述第一直流母线和所述变压器的原边绕组之间，且在能量由所述第二直流母线传输到第一直流母线时，所述桥式单元电路通过第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的体二极管将所述变压器的原边绕组的能量传输到所述第一直流母线。
优选地，所述钳位电路包括第五开关管和二极管，所述第五开关管串联连接在所述变压器的副边绕组的第一端与所述钳位电容的正极之间，所述二极管串联连接在所述变压器的副边绕组的第二端与所述钳位电容的正极之间。
优选地，所述半桥整流电路包括第六开关管和第七开关管，所述第六开关管串联连接在所述变压器的副边绕组的第一端与所述第二直流母线的负极之间，所述第七开关管串联连接在所述变压器的副边绕组的第二端与所述第二直流母线的负极之间。
优选地，所述控制单元分别与所述第五开关管、第六开关管和第七开关管的控制端连接，并向所述第五开关管的控制端输出第一驱动信号、向所述第六开关管的控制端输出第二驱动信号、向所述第七开关管的控制端输出第三驱动信号；
所述第一驱动信号和第二驱动信号的波形相反，所述第二驱动信号和第三驱动信号的波形相同并间隔180°。
优选地，所述第二驱动信号和第三驱动信号的占空比大于50％。
优选地，所述第一直流母线包括第一电容，且所述第一电容串联连接在所述第一直流母线的正极和负极之间。
优选地，所述第二直流母线包括第二电容，且所述第二电容串联连接在所述第二直流母线的正极和负极之间。
优选地，所述开关管为金属-氧化物半导体场效应晶体管。
本发明实施例的单级隔离型双向直流变换器，通过变压器副边的半控整流电路和钳位电路，使得在能量由第二直流母线传输到第一直流母线时，能够以类似升压变换器的方式进行升压，从而可在保证传输效率的前提下，以较宽的电压范围内工作。
附图说明
图1是现有的双边双向谐振结构的双向直流变换器的电路拓扑图；
图2是本发明实施例提供的单级隔离型双向直流变换器的示意图；
图3是本发明另一实施例提供的单级隔离型双向直流变换器的示意图；
图4是本发明实施例提供的单级隔离型双向直流变换器在能量反向传输时的驱动信号的时序图；
图5是本发明实施例提供的单级隔离型双向直流变换器工作于第一阶段时的模态示意图；
图6是本发明实施例提供的单级隔离型双向直流变换器工作于第二阶段时的模态示意图；
图7是本发明实施例提供的单级隔离型双向直流变换器工作于第三阶段时的模态示意图；
图8是本发明实施例提供的单级隔离型双向直流变换器工作于第四阶段时的模态示意图；
图9是本发明实施例提供的单级隔离型双向直流变换器工作于第五阶段时的模态示意图；
图10是本发明实施例提供的单级隔离型双向直流变换器工作于第六阶段时的模态示意图；
图11是本发明实施例提供的单级隔离型双向直流变换器工作于第七阶段时的模态示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
如图2所示，是本发明实施例提供的单级隔离型双向直流变换器示意图，该单级隔离型双向直流变换器可实现双向能量传输，并可应用于电动汽车等电压传输比变化范围较大且对能量传输效率要求较高的场合。本实施例的单级隔离型双向直流变换器包括桥式单元电路21、半桥整流电路22、钳位电路23、变压器T1、电感L1、第一直流母线、第二直流母线及钳位电容Cdc3，且上述桥式单元电路21、半桥整流电路22以及钳位电路23分别包括具有体二极管和结电容的开关管。具体地，上述桥式单元电路21、半桥整流电路22以及钳位电路23中的开关管可采用MOSFET(Metallic Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)或具有体二极管的IGBT((Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管)等。
在本实施例中，第一直流母线包括第一电容Cdc1，且该第一电容Cdc1串联连接在第一直流母线的正极和负极之间；第二直流母线包括第二电容Cdc2，且第二电容Cdc2串联连接在第二直流母线的正极和负极之间。上述第一电容Cdc1和第二电容Cdc2分别可进行储能和滤波，从而提高整个电路的稳定性。当然，在实际应用中，第一直流母线和第二直流母线还可包括其他电子元件，例如缓冲元件等。
桥式单元电路21连接在第一直流母线和变压器T1的原边绕组之间，半桥整流电路22和钳位电路23分别与变压器T1的副边绕组连接，且第二直流母线的正极经由电感L1与变压器T1的副边绕组的中间抽头连接，第二直流母线的负极与半桥整流电路22连接。钳位电容Cdc3的正极(即第一端)与钳位电路23连接、负极(即第二端)与第二直流母线的负极连接，即钳位电容Cdc3连接在钳位电路23与第二直流母线的负极之间，且在能量由第二直流母线传输到第一直流母线时，钳位电容Cdc3经由钳位电路23吸收变压器T1的副边绕组的漏感的能量。
在实际应用中，如图3所示，上述钳位电容Cdc3还可连接在钳位电路23与第二直流母线的正极之间，即钳位电容Cdc3的正极(即第一端)与钳位电路23连接、负极(即第二端)与第二直流母线的正极连接。同样地，在能量由第二直流母线传输到第一直流母线时，钳位电容Cdc3经由钳位电路23吸收变压器T1的副边绕组的漏感的能量。
在能量由第一直流母线传输到第二直流母线(即正向传输，能量由第一电容Cdc1流向第二电容Cdc2)时，通过桥式单元电路21对第一直流母线上的直流电压进行斩波处理，从而在变压器T1的原边绕组中形成电流，变压器T1的负边绕组产生的感应电流经半桥整流电路22进行整流处理后输出到第二直流母线，使第二直流母线上的第二电容Cdc2的电压达到设定值。在能量由第二直流母线传输到第一直流母线(即反向传输，能量由第二电容Cdc2流向第一电容Cdc1)时，通过半控整流电路和钳位电路将第二直流母线的直流电压转换为交流电压，并由变压器T1的副边绕组传输到原边绕组，并经桥式单元电路21整流输出到第一直流母线，使第一直流母线上的第一电容Cdc1的电压达到设定值。
上述单级隔离型双向直流变换器，通过半控整流电路和钳位电路，使得在能量由第二直流母线传输到第一直流母线时，能够以类似升压变换器的方式进行升压，从而可在保证传输效率的前提下，以较宽的电压范围内工作。
在本发明的一个实施例中，上述双向直流变换器包括控制单元，该控制单元分别与钳位电路23和半桥整流电路22的控制端连接，且该控制单元通过向钳位电路和半桥整流电路的控制端输出驱动信号使能量由第二直流母线传输到第一直流母线。
在本发明的另一实施例中，上述桥式单元电路21包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4，且第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4按照单相全桥方式连接在第一直流母线和变压器的T1原边绕组之间，即第一开关管S1和第二开关管S2串联连接在第一直流母线的正极和负极之间、第三开关管S3和第四开关管S4串联连接在第一直流母线的正极和负极之间，并组成H桥拓扑结构，第一开关管S1和第二开关管S2的连接点连接到变压器T1的原边绕组的首端、第三开关管S3和第四开关管S4的连接点连接到变压器T1的原边绕组的尾端。在能量由第二直流母线传输到第一直流母线时，上述桥式单元电路21通过第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4的体二极管将变压器T1的原边绕组的能量传输到第一直流母线，即第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4的控制端无驱动信号。
钳位电路23具体可包括第五开关管S5和二极管D1，上述第五开关管S2串联连接在变压器T1的副边绕组的第一端与钳位电容Cdc3的正极之间，二极管D1串联连接在变压器T1的副边绕组的第二端与钳位电容Cdc3的正极之间，即二极管D1的阳极与变压器T1的副边绕组的第二端连接、阴极与钳位电容Cdc3的正极连接。
半桥整流电路22具体包括第六开关管S6和第七开关管S7，第六开关管S6串联连接在变压器T1的副边绕组的第一端与第二直流母线的负极之间，第七开关管S7串联连接在变压器T1的副边绕组的第二端与第二直流母线的负极之间。
控制单元分别与第五开关管S5、第六开关管S6和第七开关管S7的控制端连接，并向第五开关管S5的控制端输出第一驱动信号、向第六开关管S6的控制端输出第二驱动信号、向第七开关管S7的控制端输出第三驱动信号，从而实现第五开关管S5、第六开关管S6和第七开关管S7的通断控制。结合图4所示，在本实施例中，第一驱动信号和第二驱动信号的波形相反，第二驱动信号和第三驱动信号的波形相同并间隔180°。并且，在本实施例的双向直流变换器的启动阶段，第二驱动信号和第三驱动信号的占空比小于50％，第一驱动信号可与第三驱动信号同步；可根据第一直流母线电压(即第一电容Cdc1的电压)逐渐增大第二驱动信号和第三驱动信号的占空比(当第二驱动信号和第三驱动信号的占空比小于50％时，第一驱动信号与第二驱动信号的波形相反)，直到第一直流母线电压达到设定值，即在双向直流变换器达到稳定状态后，第二驱动信号和第三驱动信号的占空比大于50％。
如图5-11所示，为能量由第二直流母线向第一直流母线传递过程中(双向直流变换器达到稳定状态)，桥式单元电路21、半桥整流电路22及钳位电路23的工作状态示意图。
结合图5所示，在控制单元的驱动信号控制下，当双向直流逆变器由第六开关管S6和第七开关管S7均导通进入第六开关管S6导通、第七开关管S7断开状态(即第一阶段)时，变压器T1的漏感LK2上的电流为第七开关管S7的结电容CDS充电，第七开关管S7的结电容CDS的电压逐渐增大，当其大于钳位电容Cdc3的电压时，进入第二阶段，即二极管D1导通。
结合图6所示，在第二阶段，变压器T1的漏感LK2上的电流给钳位电容Cdc3和第七开关管S7的结电容CDS充电，同时变压器T1的原边绕组上的电压也逐渐增大，使第三开关管S3的体二极管和第二开关管S2的体二极管导通(即进入第三阶段)。
结合图7所示，在第三阶段，变压器T1的副边向原边传递能量，电感L1上的电流逐渐降低。变压器T1的漏感LK2上的电流由于给钳位电容Cdc3和第七开关管S7的结电容CDS充电，降低为零之后，二极管D1截止，变压器T1的漏感LK2和第七开关管S7的结电容CDS继续谐振。
结合图8所示，在第四阶段，在控制单元输出的驱动信号控制下，第六开关管S6和第七开关管S7均导通，电感L1储能，电感电流上升。
结合图9所示，在第五阶段，在控制单元输出的驱动信号控制下，第六开关管S6断开(第七开关管S7保持导通)，变压器T1的漏感LK1上的电流给第六开关管S6的结电容CDS充电，电压逐渐增大，当其大于钳位电容Cdc3的电压时，第五开关管S5的体二极管导通，此时开通第五开关管S5即可实现零电压开通。
结合图10所示，在第六阶段，在控制单元输出的驱动信号控制下，第五开关管S5导通，变压器T1的漏感LK1上的电流给钳位电容Cdc3和第六开关管S6的结电容CDS充电，变压器T1的原边绕组上的电压也逐渐增大，使第一开关管S1的体二极管和第四开关管S4的体二极管导通，变压器T1的副边向原边传递能量，电感L1上的电流逐渐降低。变压器T1的漏感LK1上的电流由于给钳位电容Cdc3和第六开关管S6的结电容CDS充电，降低为零之后，变压器T1的漏感LK1与钳位电容Cdc3和第六开关管S6的结电容CDS继续谐振，钳位电容Cdc3上的能量得以释放。
结合图11所示，在第七阶段，在控制单元输出的驱动信号控制下，第六开关管S6和第七开关管S7均导通，电感L1储能，电感电流上升。之后第七开关管S7关断，进入下一周期的第一阶段。
在上述双向直流变换器中，若第六开关管S6和第七开关管S7的占空比为D，即D为第六开关管S6和第七开关管S7开通时间ton与周期T的比值，第一直流母线上的电压V1DC与第二直流母线上V2DC的电压及占空比之间的关系为：
N为变压器T1原边绕组和副边绕组匝数比的一半，通过上述计算式(1)可知，在能量由第二直流母线传输到第一直流母线时，本实施例的双向直流变换器以类似升压(Boost)变换器的方式进行升压，可以在宽电压范围进行工作，通过调节占空比的大小，就能调节第一直流母线上的电压，且基本不影响转换效率。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。
Claims (10)
1.一种单级隔离型双向直流变换器，其特征在于，包括桥式单元电路、半桥整流电路、钳位电路、变压器、电感、第一直流母线、第二直流母线及钳位电容，且所述桥式单元电路、半桥整流电路以及钳位电路分别包括具有体二极管和结电容的开关管；
所述桥式单元电路连接在所述第一直流母线和所述变压器的原边绕组之间，所述半桥整流电路和所述钳位电路分别与所述变压器的副边绕组连接，所述第二直流母线的正极经由所述电感与所述变压器的副边绕组的中间抽头连接，所述第二直流母线的负极与所述半桥整流电路连接；
所述钳位电容的正极与所述钳位电路连接，所述钳位电容的负极与所述第二直流母线连接，且在能量由所述第二直流母线传输到第一直流母线时，所述钳位电容经由所述钳位电路吸收所述变压器的副边绕组的漏感的能量。
2.根据权利要求1所述的单级隔离型双向直流变换器，其特征在于，所述双向直流变换器包括控制单元，所述控制单元分别与所述钳位电路和半桥整流电路的控制端连接，且所述控制单元通过向所述钳位电路和半桥整流电路的控制端输出驱动信号使能量由所述第二直流母线传输到第一直流母线。
3.根据权利要求2所述的单级隔离型双向直流变换器，其特征在于，所述桥式单元电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管按照单相H桥方式连接在所述第一直流母线和所述变压器的原边绕组之间，且在能量由所述第二直流母线传输到第一直流母线时，所述桥式单元电路通过第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管的体二极管将所述变压器的原边绕组的能量传输到所述第一直流母线。
4.根据权利要求2所述的单级隔离型双向直流变换器，其特征在于，所述钳位电路包括第五开关管和二极管，所述第五开关管串联连接在所述变压器的副边绕组的第一端与所述钳位电容的正极之间，所述二极管串联连接在所述变压器的副边绕组的第二端与所述钳位电容的正极之间。
5.根据权利要求4所述的单级隔离型双向直流变换器，其特征在于，所述半桥整流电路包括第六开关管和第七开关管，所述第六开关管串联连接在所述变压器的副边绕组的第一端与所述第二直流母线的负极之间，所述第七开关管串联连接在所述变压器的副边绕组的第二端与所述第二直流母线的负极之间。
6.根据权利要求5所述的单级隔离型双向直流变换器，其特征在于，所述控制单元分别与所述第五开关管、第六开关管和第七开关管的控制端连接，并向所述第五开关管的控制端输出第一驱动信号、向所述第六开关管的控制端输出第二驱动信号、向所述第七开关管的控制端输出第三驱动信号；
所述第一驱动信号和第二驱动信号的波形相反，所述第二驱动信号和第三驱动信号的波形相同并间隔180°。
7.根据权利要求6所述的单级隔离型双向直流变换器，其特征在于，所述第二驱动信号和第三驱动信号的占空比大于50％。
8.根据权利要求1-7中任一项所述的单级隔离型双向直流变换器，其特征在于，所述第一直流母线包括第一电容，且所述第一电容串联连接在所述第一直流母线的正极和负极之间。
9.根据权利要求1-7中任一项所述的单级隔离型双向直流变换器，其特征在于，所述第二直流母线包括第二电容，且所述第二电容串联连接在所述第二直流母线的正极和负极之间。
10.根据权利要求1-7中任一项所述的单级隔离型双向直流变换器，其特征在于，所述开关管为金属-氧化物半导体场效应晶体管。
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| WO2022160234A1 (zh) * | 2021-01-29 | 2022-08-04 | 华为数字能源技术有限公司 | 一种双向dc/dc变换器及其控制方法及车辆 |
| CN115663979A (zh) * | 2022-12-13 | 2023-01-31 | 麦田能源有限公司 | 电池包的电压均衡方法、电池储能供电系统以及电子装置 |
-
2020
- 2020-05-26 CN CN202010458105.7A patent/CN111682774A/zh active Pending
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