CN107134929B - 双向直流变换器及双向直流变换控制方法 - Google Patents

双向直流变换器及双向直流变换控制方法 Download PDF

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    • H02M3/33584—Bidirectional converters

Abstract

本发明提供了一种双向直流变换器及双向直流变换控制方法，所述双向直流变换器包括第一斩波单元、第二斩波单元、第一电感、第二电感、变压器以及控制单元，所述第一斩波单元连接到第一外接端子；所述第二斩波单元连接到正母线和负母线；所述正母线和负母线之间具有串联连接的第一电容和第二电容，且所述第二电容的两端连接到第二外接端子；所述第一电容和第二电容的连接点经由所述第二电感连接到变压器的副边绕组的中间抽头；所述控制单元根据电压增益生成具有目标占空比的脉冲宽度调制信号并输出到第二斩波单元的控制端。本发明可使双向直流变换器在拥有较大的传输比变化范围时保证能量的高效率传输。

Description

双向直流变换器及双向直流变换控制方法
技术领域
本发明涉及直流变换器领域，更具体地说，涉及一种双向直流变换器及双向直流变换控制方法。
背景技术
随着电动汽车及自动化行业的不断发展，越来越多应用场合要求实现双向能量传输。双向能量传输可由两个单向的功率变换器来实现，但是这种方式不仅功率密度低而且可靠性低，因此双向功率变换器应运而生。
相比于传统单向功率变换器，双向功率变换器虽然提高了功率密度，但是其效率等特性却会有所下降。基于此，实现高效率、高功率密度的双向功率变换器是当今电源行业所研究的重点之一。
如图1所示，是现有的降压/升压(Buck/Boost)变换器的电路拓扑图，该降压/升压变换器在降压时采用降压(Buck)拓扑，即开关管Q2保持关断，由PWM(plus widthmodulation，脉宽调制)波驱动的开关管Q1、电感L1、电容C2将电压V1降压为电压V2输出；在升压时采用升压(Boost)拓扑，即开关管Q1保持导通，由PWM波驱动的开关管Q2、电感L1、电容C2将电压V2升压为电压V1输出。该降压/升压变换器虽然可以实现双向的能量传输，但是这种变换器属于非隔离变换器，并且其单向只能实现升压或者降压中的一种，无法在单向上既实现降压又实现升压，应用场合较为局限。
如图2所示，是现有两级双向变换器的电路拓扑图。两级双向变换器的其中一级为降压/升压(Buck/Boost)非隔离结构(包括电感L1、开关管Q1、Q2、电容C3)，另外一级为隔离结构(包括隔离变换器)。两级双向变换器的降压/升压通常由Buck/Boost非隔离结构级实现。但该双向变换器由于采用两级结构，因此其体积较大，不利于功率密度的提升。
如图3所示，是现有双有源结构的两级双向变换器的电路拓扑图。该双向变换器的两端均为斩波电路(由开关管Q1～Q4组成的斩波电路和由开关管Q5～Q8组成的斩波电路)，并通过斩波电路将两个电容C1、C2上的直流源转换为交流源作用于电感L1上，从而形成能量传输。但该双向变换器在电压传输比变化范围较大的时候效率下降严重。
如图4所示，是现有的双边双向谐振结构的双向变换器的电路拓扑图。该双向变换器的两端均为斩波电路(由开关管Q1～Q4组成的斩波电路和由开关管Q5～Q8组成的斩波电路)，且该双向变换器包括位于变压器T的两侧的谐振腔(由电感L1、L3、电容C3构成的谐振腔以及由电感L2、L4、电容C4构成的谐振腔)，其在正向和反向工作时都为典型的LLC串联谐振结构，可以实现全范围的软开关。但该双向变换器同样在电压传输比变化范围较大的时候效率下降严重。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于，针对上述双向变换器在电压传输比变化范围较大的时候效率下降严重的问题，提供一种双向直流变换器及双向直流变换控制方法。
本发明解决上述技术问题的技术方案是，提供一种双向直流变换器，包括第一斩波单元、第二斩波单元、变压器以及控制单元，所述第一斩波单元的第一侧连接到第一外接端子、第二侧经由第一电感连接到所述变压器的原边绕组；所述第二斩波单元采用H桥斩波电路，且所述第二斩波单元的第一侧连接到所述变压器的副边绕组、第二侧连接到正母线和负母线；所述正母线和负母线之间具有串联连接的第一电容和第二电容，且所述第二电容的两端连接到第二外接端子；所述双向直流变换器还包括第二电感，且所述第一电容和第二电容的连接点经由所述第二电感连接到所述变压器的副边绕组的中间抽头；所述控制单元连接到所述第一斩波单元和第二斩波单元的控制端，且所述控制单元在能量由第二外接端子流向第一外接端子时，生成具有目标占空比的脉冲宽度调制信号并输出到第二斩波单元的控制端。
在本发明所述的双向直流变换器中，所述第二斩波单元包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，且所述第一开关管、第二开关管串联连接在正母线和负母线之间、所述第三开关管和第四开关管串联连接在正母线和负母线之间；所述第一开关管和所述第二开关管的连接点连接到所述变压器的副边绕组的首端、所述第三开关管和所述第四开关管的连接点连接到所述变压器的副边绕组的尾端。
在本发明所述的双向直流变换器中，所述控制单元向所述第一开关管输出第一脉冲宽度调制信号、向所述第二开关管输出第二脉冲宽度调制信号、向所述第三开关管输出第三脉冲宽度调制信号以及向所述第四开关管输出第四脉冲宽度调制信号，且所述第一脉冲宽度调制信号与第二脉冲宽度调制信号互补，所述第三脉冲宽度调制信号与第四脉冲宽度调制信号互补，所述第一脉冲宽度调制信号与第三脉冲宽度调制信号的相位差为180度，所述第二脉冲宽度调制信号与第四脉冲宽度调制信号的相位差为180度。
在本发明所述的双向直流变换器中，在能量由第二外接端子流向第一外接端子时，所述第一外接端子的电压V1DC满足：
其中，V2DC为第二外接端子电压，ton为第一脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，toff为第一脉冲宽度调制信号的脉冲间隔，L1为第一电感的电感量，Ts为第一脉冲宽度调制信号的控制周期，且Ts＝ton+toff，Ro为第一外接端子所连接负载的等效电阻，为所述变压器原边绕组和副边绕组的匝数比；
所述控制单元在生成具有目标占空比的脉冲宽度调制信号时，将具有初始占空比的脉冲宽度调制信号输出到第二斩波单元的控制端，并根据第一外接端子的电压反馈值计算第一外接端子所连接负载的等效电阻Ro，最终根据所述第一外接端子所连接负载的等效电阻Ro计算目标占空比。
在本发明所述的双向直流变换器中，所述控制单元在生成具有目标占空比的脉冲宽度调制信号时，将具有初始占空比的脉冲宽度调制信号输出到第二斩波单元的控制端，并根据第一外接端子反馈的电压调整所述初始占空比直到第一外接端子的输出电压达到预定值，并将所述第一外接端子的输出电压达到预定值时的初始占空比确定为目标占空比。
本发明还提供一种双向直流变换控制方法，在能量由第二外接端子流向第一外接端子时包括：
计算获得目标占空比；
向第二斩波单元的控制端输出具有目标占空比的脉冲宽度调制信号以使第二斩波单元将第二外接端子的输入电压进行斩波处理；其中，所述第二斩波单元采用H桥斩波电路，且所述第二斩波单元的第一侧连接到变压器的副边绕组、第二侧连接到正母线和负母线；所述正母线和负母线之间具有串联连接的第一电容和第二电容，且所述第二电容的两端连接到第二外接端子；所述第一电容和第二电容的连接点经由第二电感连接到所述变压器的副边绕组的中间抽头；
向第一斩波单元的控制端输出脉冲宽度调制信号使所述第一斩波单元进行整流成预定电压增益的直流电压，所述第一斩波单元的第一侧连接到第一外接端子、另一侧经由第一电感连接到所述变压器的原边绕组。
在本发明所述的双向直流变换控制方法中，所述第二斩波单元包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，且所述第一开关管、第二开关管串联连接在正母线和负母线之间、所述第三开关管和第四开关管串联连接在正母线和负母线之间；所述第一开关管和所述第二开关管的连接点连接到所述变压器的副边绕组的首端、所述第三开关管和所述第四开关管的连接点连接到所述变压器的副边绕组的尾端。
在本发明所述的双向直流变换控制方法中，所述向第二斩波单元的控制端输出具有目标占空比的脉冲宽度调制信号包括：
向第一开关管的控制端输出第一脉冲宽度调制信号，所述第一脉冲宽度调制信号具有目标占空比；
向所述第二开关管的控制端输出第二脉冲宽度调制信号，所述第二脉冲宽度调制信号与第一脉冲宽度调制信号互补；
向所述第三开关管的控制端输出第三脉冲宽度调制信号，所述第三脉冲宽度调制信号具有目标占空比，且所述第三脉冲宽度调制信号与第一脉冲宽度调制信号的相位差为180度；
向所述第四开关管的控制端输出第四脉冲宽度调制信号，所述第四脉冲宽度调制信号与第二脉冲宽度调制信号互补。
在本发明所述的双向直流变换控制方法中，所述第一外接端子的电压V1DC满足：
其中，V2DC为第二外接端子电压，ton为第一脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，toff为第一脉冲宽度调制信号的脉冲间隔，L1为第一电感的电感量，Ts为第一脉冲宽度调制信号的控制周期且Ts＝ton+toff，Ro为第一外接端子所连接负载的等效电阻，为所述变压器原边绕组和副边绕组的匝数比；
所述计算获得目标占空比包括：
生成具有初始占空比的脉冲宽度调制信号，并输出到第二斩波单元的控制端；
根据第一外接端子的电压反馈值计算第一外接端子所连接负载的等效电阻Ro；
根据所述第一外接端子所连接负载的等效电阻Ro计算目标占空比。
在本发明所述的双向直流变换控制方法中，所述计算获得目标占空比包括：
生成具有初始占空比的脉冲宽度调制信号，并输出到第二斩波单元的控制端；
根据第一外接端子反馈的电压调整所述初始占空比直到第一外接端子的输出电压达到预定值，并将所述第一外接端子的输出电压达到预定值时的初始占空比确定为目标占空比。。
本发明的双向直流变换器及双向直流变换控制方法，通过调整脉冲宽度调制信号的占空比，调整双向直流变换器在反向能量传输时的电压增益，可使双向直流变换器在拥有较大的传输比变化范围时保证能量的高效率传输。
附图说明
图1是现有的降压/升压变换器的电路拓扑图；
图2是现有两级双向变换器的电路拓扑图；
图3是现有双有源结构的两级双向变换器的电路拓扑图；
图4是现有的双边双向谐振结构的双向变换器的电路拓扑图；
图5是本发明双向变换器实施例的示意图；
图6是本发明双向变换器在第一开关管的脉冲宽度大于脉冲间隔时的发波方式及第二电感对应电流波形；
图7是本发明双向变换器在第一开关管的脉冲宽度小于脉冲间隔时的发波方式及第二电感对应电流波形。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
如图5所示，是本发明双向直流变换器实施例的示意图，该双向直流变换器可实现双向能量传输。本实施例中的双向直流变换器包括第一斩波单元51、第二斩波单元52、第一电感L1、第二电感L2、变压器Tx1以及控制单元，其中第一斩波单元51的第一侧连接到第一外接端子V1DC、第一斩波单元51的第二侧经由第一电感L1连接到变压器Tx1的原边绕组；第二斩波单元52采用H桥斩波电路，且第二斩波单元52的第一侧连接到变压器Tx1的副边绕组、第二斩波单元52的第二侧连接到正母线(+)和负母线(-)；上述正母线和负母线之间具有串联连接的第一电容Cb和第二电容C2DC，且第二电容C2DC的两端连接到第二外接端子V2DC；上述第一电容Cb和第二电容C2DC的连接点经由第二电感L2连接到变压器Tx1的副边绕组的中间抽头。上述第一电容Cb用于在第二斩波单元52斩波过程中吸收能量，以使正母线电压达到预定电压；第二电容C2DC用于对第二外接端子输入的直流电进行滤波。
具体地，上述第二斩波单元52包括第一开关管Qs1、第二开关管Qs2、第三开关管Qs3和第四开关管Qs4，该第一开关管Qs1、第二开关管Qs2、第三开关管Qs3和第四开关管Qs4具体可采用IGBT((Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极型晶体管)或MOSFET(Metallic Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等。上述第一开关管Qs1和第二开关管Qs2串联连接在正母线和负母线之间、第三开关管Qs3和第四开关管Qs4串联连接在正母线和负母线之间，即组成H桥拓扑结构。第一开关管Qs1和第二开关管Qs2的连接点连接到变压器Tx1的副边绕组的首端、第三开关管Qs3和第四开关管Qs4的连接点连接到变压器Tx1的副边绕组的尾端。
上述第一斩波单元51可采用单桥臂斩波电路(即具有两个开关管)或H桥斩波电路(即具有四个开关管)。
控制单元连接到第一斩波单元51和第二斩波单元52的控制端。在能量由第一外接端子V1DC流向第二外接端子V2DC时，与现有直流变换器的直流变换过程相同，控制单元向第一斩波单元51输出脉冲宽度调制信号，使第一斩波单元51将第一外接端子V1DC输入的直流电斩成方波并作用于第一电感L1，变压器Tx1通过两侧的绕组将能量传输到第二斩波单元52并由第二斩波单元52将来自变压器Tx1的副边绕组的能量整流为直流电并通过第二外接端子V2DC输出。
本实施例中的双向直流变换器在进行反向驱动(即能量由第二外接端子V2DC流向第一外接端子V1DC)时，控制单元以脉冲宽度ton或脉冲间隔toff为控制变量来控制从第二外接端子V2DC到第一外接端子V1DC的电压增益。上述控制方式下，脉冲宽度调制信号的频率可以是确定的，也可以是变化的(可根据需要预先设置)。即在能量由第二外接端子V2DC流向第一外接端子V1DC时，控制单元根据从第二外接端子V2DC到第一外接端子V1DC的电压增益生成具有目标占空比的脉冲宽度调制信号并输出到第二斩波单元52的控制端，同时向第一斩波单元51输出使第一斩波单元51进行整流处理的脉冲宽度调制信号(整流控制过程与现有方案相同)。
具体地，控制单元向第一开关管Qs1输出第一脉冲宽度调制信号、向第二开关管Qs2输出第二脉冲宽度调制信号、向第三开关管Qs3输出第三脉冲宽度调制信号以及向第四开关管Qs4输出第四脉冲宽度调制信号，以将第二外接端子V2DC输入的直流电斩成方波。
上述第一脉冲宽度调制信号与第二脉冲宽度调制信号互补，第三脉冲宽度调制信号与第四脉冲宽度调制信号互补，即第一脉冲宽度调制信号中的脉冲宽度ton对应第二脉冲宽度调制信号中的脉冲间隔toff(脉冲宽度ton为一个周期中开关管的导通时间，脉冲间隔toff为一个周期中开关管的断开时间，脉冲宽度ton与脉冲间隔toff之和即为一个工作周期)，第一脉冲宽度调制信号与第三脉冲宽度调制信号的相位差为180度，第二脉冲宽度调制信号与第四脉冲宽度调制信号的相位差为180度，如图6、7所示。
为了防止第二斩波单元52中上下桥臂(例如第一开关管Qs1和第二开关管Qs2)直接导通而导致电流过大而损坏开关管，在第一脉冲宽度调制信号、第二脉冲宽度调制信号、第三脉冲宽度调制信号、第四脉冲宽度调制信号中，每一脉冲宽度和脉冲间隔之前具有死区缓冲时间，如图6、7中的t0～t1、t2～t3时间。
上述控制单元具体可包括存储有控制指令的存储装置以及可执行控制指令的芯片，且上述控制指令用于在能量由第二外接端子V2DC流向第一外接端子V1DC时，根据从第二外接端子V2DC到第一外接端子V1DC的电压增益计算获得第一脉冲宽度调制信号的目标占空比。
在进行目标占空比计算时，可根据以下计算式(1)及预先设定的工作周期Ts=ton+toff进行上述满足以下计算式(1)：
其中，V1DC为第一外接端子V1DC的电压，V2DC为第二外接端子电压，ton为第一脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，toff为第一脉冲宽度调制信号的脉冲间隔，L1为第一电感的电感量，D为变压器原边绕组电压的占空比(即第二斩波单元51输出电压的占空比，具体如以下的计算式(3)所示)，Ro为第一外接端子所连接负载的等效电阻，为所述变压器原边绕组和副边绕组的匝数比(即Np为变压器原边绕组和副边绕组的匝数比的2倍)。
如计算式(1)所示，由于第一外接端子所连接负载的等效电阻Ro为未知的值，因此在进行变流过程中，控制单元需要先向第二斩波单元52输出一个具有初始占空比的脉冲宽度调制信号(该初始占空比可根据计算式(1)估算，例如使用一个预设电阻值代替等效电阻Ro)，并根据第一外接端子的反馈电压计算等效电阻Ro，在获得等效电阻Ro后再计算目标占空比，从而使第一外接端子的最终输出电压达到预设值。
此外，也可不使用公式(1)，而直接根据第一外接端子的反馈电压对输出到第二斩波单元52的控制端的脉冲宽度调制信号的占空比进行连续的调整，直到第一外接端子的反馈电压达到预定值。
以下以调节第一开关管Qs1的导通时间(即第一脉冲宽度调制信号的脉冲宽度ton)和断开时间(即第一脉冲宽度调制信号的脉冲间隔toff)来控制变换器为例进行说明(当然也可以通过调节其它开关管如Qs2、Qs3、Qs4的导通时间和断开时间来控制双向直流变换器，具体控制方式与此相似)。
双向直流变换器启动时首先工作于ton>toff的情况，其次进入ton<toff的情况。在上述两种情况下，第一电容Cb顶部的电压的平均值Vb和第二外接端子V2DC的电压V2DC的关系都约为：
即Vb是与V2DC相关的固定直流电压。直流电压Vb通过第一开关管Qs1、第二开关管Qs2、第三开关管Qs3和第四开关管Qs4斩波后可以在变压器Tx1上产生一个具有一定占空比交流斩波波形。这个斩波波形的占空比D满足如下表达式：
如图6所示，在第一脉冲宽度调制信号的脉冲宽度大于脉冲间隔toff时，0.5Vb<V2DC<Vb。在t0～t1之间，第一开关管Qs1和第三开关管Qs3导通、第二开关管Qs2和第四开关管Qs4断开，此时变压器Tx1副边绕组的中心抽头的电压逐渐上升到Vb，由于Vb大于V2DC，第二电感L2上的电流IL2下降；在t1～t2之间，第二开关管Qs2和第三开关管Qs3导通、第一开关管Qs1和第四开关管Qs4断开，此时变压器Tx1副边绕组的中心抽头电压逐渐下降到0.5Vb，由于0.5Vb小于V2DC，第二电感L2上的电流IL2上升；在t2～t3之间，第一开关管Qs1和第三开关管Qs3导通、第二开关管Qs2和第四开关管Qs4断开，此时变压器Tx1副边绕组的中心抽头电压逐渐上升为Vb，由于Vb大于V2DC，第二电感L2上的电流IL2下降。在t3～t4之间，第一开关管Qs1和第四开关管Qs4导通、第二开关管Qs2和第三开关管Qs3断开，此时变压器Tx1副边绕组的中心抽头电压逐渐下降为0.5Vb，由于0.5Vb小于V2DC，第二电感L2上的电流IL2上升。
如图7所示，在第一脉冲宽度调制信号的脉冲宽度小于脉冲间隔toff时，0.5Vb>V2DC。在t0～t1之间，第二开关管Qs2和第四开关管Qs4导通、第一开关管Qs1和第三开关管Qs3断开，此时变压器Tx1副边绕组的中心抽头电压逐渐下降为0，由于0小于V2DC，第二电感L2上的电流IL2上升；在t1～t2之间，第一开关管Qs1和第四开关管Qs4导通、第二开关管Qs2和第三开关管Qs3断开，此时变压器Tx1副边绕组的中心抽头电压逐渐上升为0.5Vb，由于0.5Vb大于V2DC，第二电感L2上的电流IL2下降；在t2～t3之间，第二开关管Qs2和第四开关管Qs4导通、第一开关管Qs1和第三开关管Qs3断开，此时变压器Tx1副边绕组的中心抽头电压为0，由于0小于V2DC，第二电感L2上的电流IL2上升；在t3～t4之间，第二开关管Qs2和第三开关管Qs3导通、第一开关管Qs1和第四开关管Qs4断开，此时变压器Tx1副边绕组的中心抽头电压逐渐上升为0.5Vb，由于0.5Vb大于V2DC，第二电感L2上的电流IL2下降。
根据以上描述，可以看出双向直流变换器的第二斩波单元52的工作方式实际上是把第二外接端子V2DC输入的电压V2DC以Boost变换器类似的方式升压到Vb，因此上述双向直流变换器可以达到很高的电压升压比，从而在宽电压范围实现高效率的能量传输。
本发明还提供一种上述双向直流变换器在能量由第二外接端子流向第一外接端子时的控制方法，该方法包括：
计算获得目标占空比。具体地，该步骤可根据以下计算式(4)及预先设定的工作周期Ts=ton+toff来计算获得目标占空比：
其中，V2DC为第二外接端子电压，ton为第二脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，toff为第一脉冲宽度调制信号的脉冲间隔，L1为第一电感的电感量，D为变压器原边绕组电压的占空比(即第二斩波单元输出电压的占空比，具体如以下的计算式(3)所示)，Ro为第一外接端子所连接负载的等效电阻，为所述变压器原边绕组和副边绕组的匝数比。
如计算式(4)所示，由于第一外接端子所连接负载的等效电阻Ro为未知的值，因此在根据第二外接端子到第一外接端子的电压增益计算获得目标占空比时，需要先向第二斩波单元52输出一个具有初始占空比的脉冲宽度调制信号，并根据第一外接端子的反馈电压计算等效电阻Ro，在获得等效电阻Ro后再计算目标占空比，从而使第一外接端子的最终输出电压达到预设值。
此外，在根据第二外接端子到第一外接端子的电压增益计算获得目标占空比时，也可不使用公式(4)，而直接根据第一外接端子的反馈电压对输出到第二斩波单元52的控制端的脉冲宽度调制信号的占空比进行连续的调整(即根据第一外接端子反馈的电压值调整目标占空比)，直到第一外接端子的反馈电压达到预定值。
向第二斩波单元的控制端输出具有目标占空比的脉冲宽度调制信号以使第二斩波单元将第二外接端子的输入电压进行斩波处理。该步骤具体可包括：向第一开关管的控制端输出第一脉冲宽度调制信号，所述第一脉冲宽度调制信号具有目标占空比；向所述第二开关管的控制端输出第二脉冲宽度调制信号，所述第二脉冲宽度调制信号与第一脉冲宽度调制信号互补；向所述第三开关管的控制端输出第三脉冲宽度调制信号，所述第三脉冲宽度调制信号具有目标占空比，且所述第三脉冲宽度调制信号与第一脉冲宽度调制信号的相位差为180度；向所述第四开关管的控制端输出第四脉冲宽度调制信号，所述第四脉冲宽度调制信号与第三脉冲宽度调制信号互补。
向第一斩波单元的控制端输出脉冲宽度调制信号使所述第一斩波单元进行整流成预定电压增益的直流电压。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (4)

1.一种双向直流变换器，包括第一斩波单元、第二斩波单元、变压器以及控制单元，所述第一斩波单元的第一侧连接到第一外接端子、第二侧经由第一电感连接到所述变压器的原边绕组；其特征在于：所述第二斩波单元采用H桥斩波电路，且所述第二斩波单元的第一侧连接到所述变压器的副边绕组、第二侧连接到正母线和负母线；所述正母线和负母线之间具有串联连接的第一电容和第二电容，且所述第二电容的两端连接到第二外接端子；所述双向直流变换器还包括第二电感，且所述第一电容和第二电容的连接点经由所述第二电感连接到所述变压器的副边绕组的中间抽头；所述控制单元连接到所述第一斩波单元和第二斩波单元的控制端，且所述控制单元在能量由第二外接端子流向第一外接端子时，生成具有目标占空比的脉冲宽度调制信号并输出到第二斩波单元的控制端；
所述第二斩波单元包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，且所述第一开关管、第二开关管串联连接在正母线和负母线之间、所述第三开关管和第四开关管串联连接在正母线和负母线之间；所述第一开关管和所述第二开关管的连接点连接到所述变压器的副边绕组的首端、所述第三开关管和所述第四开关管的连接点连接到所述变压器的副边绕组的尾端；
所述控制单元向所述第一开关管输出第一脉冲宽度调制信号、向所述第二开关管输出第二脉冲宽度调制信号、向所述第三开关管输出第三脉冲宽度调制信号以及向所述第四开关管输出第四脉冲宽度调制信号，且所述第一脉冲宽度调制信号与第二脉冲宽度调制信号互补，所述第三脉冲宽度调制信号与第四脉冲宽度调制信号互补，所述第一脉冲宽度调制信号与第三脉冲宽度调制信号的相位差为180度，所述第二脉冲宽度调制信号与第四脉冲宽度调制信号的相位差为180度；
在能量由第二外接端子流向第一外接端子时，所述第一外接端子的电压V1DC满足：
其中，V2DC为第二外接端子电压，ton为第一脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，toff为第一脉冲宽度调制信号的脉冲间隔，L1为第一电感的电感量，Ts为第一脉冲宽度调制信号的控制周期，且Ts＝ton+toff，Ro为第一外接端子所连接负载的等效电阻，为所述变压器原边绕组和副边绕组的匝数比；
所述控制单元在生成具有目标占空比的脉冲宽度调制信号时，将具有初始占空比的脉冲宽度调制信号输出到第二斩波单元的控制端，并根据第一外接端子的电压反馈值计算第一外接端子所连接负载的等效电阻Ro，最终根据所述第一外接端子所连接负载的等效电阻Ro计算目标占空比。
2.根据权利要求1所述的双向直流变换器，其特征在于：所述控制单元在生成具有目标占空比的脉冲宽度调制信号时，将具有初始占空比的脉冲宽度调制信号输出到第二斩波单元的控制端，并根据第一外接端子反馈的电压调整所述初始占空比直到第一外接端子的输出电压达到预定值，并将所述第一外接端子的输出电压达到预定值时的初始占空比确定为目标占空比。
3.一种双向直流变换控制方法，其特征在于，在能量由第二外接端子流向第一外接端子时包括：
计算获得目标占空比；
向第二斩波单元的控制端输出具有目标占空比的脉冲宽度调制信号，以使第二斩波单元将第二外接端子的输入电压进行斩波处理；其中，所述第二斩波单元采用H桥斩波电路，且所述第二斩波单元的第一侧连接到变压器的副边绕组、第二侧连接到正母线和负母线；所述正母线和负母线之间具有串联连接的第一电容和第二电容，且所述第二电容的两端连接到第二外接端子；所述第一电容和第二电容的连接点经由第二电感连接到所述变压器的副边绕组的中间抽头；
向第一斩波单元的控制端输出脉冲宽度调制信号使所述第一斩波单元进行整流成预定电压增益的直流电压，所述第一斩波单元的第一侧连接到第一外接端子、另一侧经由第一电感连接到所述变压器的原边绕组；
所述第二斩波单元包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，且所述第一开关管、第二开关管串联连接在正母线和负母线之间、所述第三开关管和第四开关管串联连接在正母线和负母线之间；所述第一开关管和所述第二开关管的连接点连接到所述变压器的副边绕组的首端、所述第三开关管和所述第四开关管的连接点连接到所述变压器的副边绕组的尾端；
所述向第二斩波单元的控制端输出具有目标占空比的脉冲宽度调制信号，包括：
向第一开关管的控制端输出第一脉冲宽度调制信号，所述第一脉冲宽度调制信号具有目标占空比；
向所述第二开关管的控制端输出第二脉冲宽度调制信号，所述第二脉冲宽度调制信号与第一脉冲宽度调制信号互补；
向所述第三开关管的控制端输出第三脉冲宽度调制信号，所述第三脉冲宽度调制信号具有目标占空比，且所述第三脉冲宽度调制信号与第一脉冲宽度调制信号的相位差为180度；
向所述第四开关管的控制端输出第四脉冲宽度调制信号，所述第四脉冲宽度调制信号与第三脉冲宽度调制信号互补；
所述第一外接端子的电压V1DC满足：
其中，V2DC为第二外接端子电压，ton为第一脉冲宽度调制信号的脉冲宽度，toff为第一脉冲宽度调制信号的脉冲间隔，L1为第一电感的电感量，Ts为第一脉冲宽度调制信号的控制周期，且Ts＝ton+toff，Ro为第一外接端子所连接负载的等效电阻，为所述变压器原边绕组和副边绕组的匝数比；
所述计算获得目标占空比包括：
生成具有初始占空比的脉冲宽度调制信号，并输出到第二斩波单元的控制端；
根据第一外接端子的电压反馈值计算第一外接端子所连接负载的等效电阻Ro；
根据所述第一外接端子所连接负载的等效电阻Ro计算目标占空比。
4.根据权利要求3所述的双向直流变换控制方法，其特征在于：所述计算获得目标占空比包括：
生成具有初始占空比的脉冲宽度调制信号，并输出到第二斩波单元的控制端；
根据第一外接端子反馈的电压调整所述初始占空比直到第一外接端子的输出电压达到预定值，并将所述第一外接端子的输出电压达到预定值时的初始占空比确定为目标占空比。
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CN109462339A (zh) * 2018-10-16 2019-03-12 台州宏远电力设计院有限公司 基于电路占空比的阻抗匹配方法
CN109245745A (zh) * 2018-10-29 2019-01-18 深圳可思美科技有限公司 一种信号发生方法、装置和射频装置
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CN101282084A (zh) * 2007-04-06 2008-10-08 群康科技(深圳)有限公司 电源电路和采用该电源电路的液晶显示装置
CN101267160B (zh) * 2008-04-25 2011-07-27 艾默生网络能源有限公司 一种软开关电路
CN104501487B (zh) * 2014-12-12 2017-02-22 贵州永红航空机械有限责任公司 一种高可靠性运输制冷机
JP6349265B2 (ja) * 2015-01-28 2018-06-27 オムロン株式会社 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ、パワーコンディショナ及び分散型電源システム

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