JP2013158241A - コンバータ駆動回路、デュアルモードｌｌｃ共振コンバータシステム及びデュアルモードｌｌｃ共振コンバータの駆動方法 - Google Patents

コンバータ駆動回路、デュアルモードｌｌｃ共振コンバータシステム及びデュアルモードｌｌｃ共振コンバータの駆動方法 Download PDF

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Abstract

【課題】システムの効率が改善し、かつ、システムの安定性が向上した、コンバータ駆動回路、デュアルモードＬＬＣ共振コンバータシステム及びデュアルモードＬＬＣ共振コンバータの駆動方法を提供する。
【解決手段】コンバータ駆動回路は、前記デュアルモードＬＬＣ共振コンバータから出力された電圧をフィードバックするフィードバック電圧センシング部と、前記フィードバック電圧センシング部に連結され、フィードバックされた電圧で駆動制御電圧を生成する駆動制御電圧生成部と、前記駆動制御電圧生成部に連結され、前記駆動制御電圧の変動範囲を制限する上限電圧及び下限電圧を生成する駆動制御電圧の限界可変設定部と、前記駆動制御電圧生成部に連結され、前記駆動制御電圧を印加されてデュアルモードＬＬＣ共振コンバータのスィッチそれぞれのオンオフを制御するスィッチ制御信号を生成するクロック生成部と、を含み、前記上限電圧及び前記下限電圧は、前記駆動制御電圧の変化を反映して可変されることができる。
【選択図】図２

Description

本発明は、コンバータ駆動回路、デュアルモードＬＬＣ共振コンバータシステム及びデュアルモードＬＬＣ共振コンバータの駆動方法に関する。
近年、平面ディスプレイの技術が発達するにつれ、ディスプレイ装置が大型化しつつある。特に、ＰＤＰ（Ｐｌａｓｍａ Ｄｉｓｐｌａｙ Ｐａｎｅｌ）Ｃｏｌｏｒ ＴＶなどの大型化の傾向に伴い、製品の大きさ及び重量の減少、また高い電力密度、効率特性、及び低電力効果が要求されており、このような要求を満たすために様々な形態の零電圧スイッチング（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｉｎｇ；ＺＶＳ）ＤＣ／ＤＣコンバータが提案された。
一方、近年、電力密度と効率特性を具現すると同時に電力消費を抑えるために、トランスフォーマの２次側にマスター端末（Ｍａｓｔｅｒ ｓｔａｇｅ）とスレーブ端末（Ｓｌａｖｅ ｓｔａｇｅ）とを備えるデュアルモードフィードバックＬＬＣ共振コンバータ（２ｎｄ Ｄｕａｌ−ｍｏｄｅ Ｆｅｅｄｂａｃｋ ＬＬＣ Ｒｅｓｏｎａｎｔ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）に対する研究が活発に進められている。
従来、ＬＬＣ共振コンバータは、スイッチング周波数に応じて出力側の利得を調節する単一出力システム（Ｓｉｎｇｌｅ−ｏｕｔｐｕｔ Ｓｙｓｔｅｍ）である反面、前記デュアルモードフィードバックＬＬＣ共振コンバータは、スイッチング周波数及びスイッチング制御信号のデューティ比（Ｄｕｔｙ ｒａｔｉｏ）に応じて出力利得を調節する多出力システムであって、周波数の変化により２次側マスター端末の出力が変化し、デューティ比に応じて２次側スレーブ端末の出力が変化される。
このようなデュアルモードＬＬＣ共振コンバータは、スイッチング周波数の変化によりマスター端末の出力利得が発生し、これにより、負荷の変化に対して電力供給の最適化を効果的に図ることができる。また、スイッチング信号のデューティ比の変化によりスレーブ端末の出力利得が得られる。従って、スイッチング周波数及びデューティ比を全て活用して出力利得を制御することができるため、従来のＬＬＣ共振コンバータに比べて効率性が向上し、電力消費を抑えることができる。
一方、デュアルモードＬＬＣ共振コンバータは、スイッチング信号のデューティ比を調節するために駆動制御電圧を使用している。駆動制御電圧はコンバータの２次側でフィードバックされた電圧を所定の基準電圧と比較して生成される。
例えば、フィードバックされた電圧が基準電圧より大きい場合、駆動制御電圧は増加し、これによってデューティ比が調節されると共にスレーブ端末の出力電圧が減少する。
また、フィードバックされた電圧が基準電圧より小さい場合、駆動制御電圧は減少し、これによってデューティ比が調節されると共にスレーブ端末の出力電圧が増加する。
しかし、２次側スレーブ端末の負荷が無負荷状態になると、フィードバック電圧が上昇し、これによりデューティ比が一側に過度に偏重して２次側の周波数に応じてコントロールされるマスター端末に影響を及ぼすため、デューティ比の偏重はさらに深化する。
また、２次側スレーブ端末の負荷が過負荷状態になると、フィードバック電圧が下降し、これによりデューティ比が他側に過度に偏重して２次側の周波数に応じてコントロールされるマスター端末に影響を及ぼすため、周波数が変化する問題が発生する。
このように、従来の駆動制御電圧によるデューティ比の制御は、２次側スレーブ端末の負荷が急変する場合、システムの安定性が維持されないという問題があった。
一方、このような問題を解決するために、駆動制御電圧の可変範囲を所定区間内に制限する技術も提案されたが、この際、従来の駆動制御電圧の可変範囲は、固定した最大値と最小値によって制限された。
しかし、このように固定した範囲で駆動制御電圧の可変範囲を限定する場合、周波数の変化が適切に反映されないという問題があった。
例えば、周波数が相対的に低くなった場合には、より広い区間で駆動制御電圧が可変され、負荷及びシステムの変化を反映することによりシステムの効率をより増加させることができるが、駆動制御電圧の可変範囲が周波数の変化に関係なく固定されると、システムの効率を極大化させることが難しいという限界があった。
一方、周波数が相対的に高くなった場合には、駆動制御電圧の可変範囲をより狭く限定してシステムの安定した運営を図るべきであるが、駆動制御電圧の可変範囲が固定されている従来の一般的なデュアルモードＬＬＣ共振コンバータでは、周波数が急激に増加する時にも通常の可変範囲で駆動制御電圧が変動するため、システムの安定性が減少されるという問題があった。
このような問題点は、従来のデュアルモードＬＬＣ共振コンバータを様々な電子装置に適用することを妨害する。
韓国登録特許第１０−１０５３２７８号公報
前記のような問題点を解決するために導き出された本発明は、フィードバック電圧の大きさ及び周波数の変化により駆動制御電圧の可変範囲が調節されるコンバータ駆動回路、デュアルモードＬＬＣ共振コンバータシステム、及びデュアルモードＬＬＣ共振コンバータの駆動方法を提供することを目的とする。
前記のような目的を果たすために導き出された本発明の一実施形態によるコンバータ駆動回路は、デュアルモードＬＬＣ共振コンバータを駆動することにおいて、前記デュアルモードＬＬＣ共振コンバータから出力された電圧をフィードバックするフィードバック電圧センシング部と、前記フィードバック電圧センシング部に連結され、フィードバックされた電圧で駆動制御電圧を生成する駆動制御電圧生成部と、前記駆動制御電圧生成部に連結され、前記駆動制御電圧の変動範囲を制限する上限電圧及び下限電圧を生成する駆動制御電圧の限界可変設定部と、前記駆動制御電圧生成部に連結され、前記駆動制御電圧を印加されてデュアルモードＬＬＣ共振コンバータのスィッチそれぞれのオンオフを制御するスィッチ制御信号を生成するクロック生成部と、を含み、前記上限電圧及び前記下限電圧は、前記駆動制御電圧の変化を反映して可変されることができる。
また、前記駆動制御電圧の限界可変設定部は、限界決定電圧を印加されて前記上限電圧及び下限電圧を生成する限界電圧生成部と、前記限界決定電圧をフィードバックされて制御電流を生成する制御電流生成部と、前記制御電流生成部に連結され、前記制御電流を前記駆動制御電圧と比較して制御周波数信号を生成する制御周波数信号生成部と、基準周波数信号を生成する基準周波数信号生成部と、前記制御周波数信号生成部及び前記基準周波数信号生成部に連結され、前記制御周波数信号と前記基準周波数信号とを比較して前記限界決定電圧を調節する限界決定電圧制御部と、を含むことができる。
また、前記駆動制御電圧の限界可変設定部は、前記基準周波数信号生成部に連結され、前記限界決定電圧の変化と関係のない基準電流を生成する基準電流生成部をさらに含み、前記基準周波数信号生成部は、前記基準電流生成部から出力された基準電流を前記駆動制御電圧と比較して基準周波数信号を生成することができる。
また、前記限界決定電圧制御部は、前記制御周波数信号及び前記基準周波数信号をそれぞれ印加され、前記制御周波数信号と前記基準周波数信号の位相差及び周波数を比較してその結果を出力する位相−周波数比較部と、前記位相−周波数比較部から出力された信号を印加され、前記限界決定電圧を生成する限界決定電圧生成部と、を含むことができる。
また、前記位相−周波数比較部は、前記制御周波数信号生成部に連結される第１入力端と、前記基準周波数信号生成部に連結される第２入力端と、基準周波数が制御周波数より大きい場合、位相と周波数との相対的な差だけハイ信号を出力する第１出力端と、基準周波数が制御周波数より小さい場合、位相と周波数との相対的な差だけハイ信号を出力する第２出力端と、を含むことができる。
また、前記限界決定電圧生成部は、前記第１出力端からハイ信号を印加される間に前記限界決定電圧を増加させ、前記第２出力端からハイ信号を印加される間に前記限界決定電圧を減少させることができる。
また、前記限界電圧生成部は、前記限界決定電圧が増加すると前記上限電圧を増加させ、前記下限電圧を減少させ、前記限界決定電圧が減少すると前記上限電圧を減少させ、前記下限電圧を増加させることができる。
また、前記限界電圧生成部は、前記限界決定電圧が第１端子に印加される第３アンプと、前記第３アンプの出力端が制御端子に連結される第４トランジスタと、前記第４トランジスタの第１端子に一端が連結され、他端が前記第３アンプの第２端子に連結される第５抵抗と、前記第５抵抗の他端に一端が連結され、他端は接地される第６抵抗と、前記第４トランジスタの第２端子に一端が連結され、第１他端には前記下限電圧を出力する端子が連結される第２電流ミラーと、前記第２電流ミラーの第２他端に一端が連結され、他端には前記上限電圧を出力する端子が連結される第３電流ミラーと、前記第２電流ミラーの第１他端に一端が連結され、他端は接地される第７抵抗と、前記第３電流ミラーの他端に一端が連結される第８抵抗と、を含むことができる。
また、前記制御電流生成部は、前記限界決定電圧が制御端子に印加される第１トランジスタと、前記第１トランジスタの第１端子に一端が連結される第１抵抗と、前記第１トランジスタの第２端子に一端が連結され、他端は接地される第２抵抗と、前記第１抵抗が第１端子に連結される第２トランジスタと、前記第２トランジスタの制御端子に出力端が連結され、第１端子には予め設定された第１基準電圧が印加され、第２端子は前記第２トランジスタの第１端子に連結される第１アンプと、前記第２トランジスタの第１端子に一端が連結され、他端は接地される第３抵抗と、前記第２トランジスタの第２端子に一端が連結され、他端は前記制御電流を出力する第１電流ミラーと、を含むことができる。
また、前記制御周波数信号生成部は、前記制御電流を印加される入力端と、前記入力端に一端が連結され、他端は接地される第１キャパシタと、前記第１キャパシタの一端に第１端子が連結され、第２端子は接地される第３トランジスタと、前記第１キャパシタの一端が第１端子に連結され、第２端子には予め設定された第２基準電圧が印加され、出力端は前記第３トランジスタの制御端子に連結される第１比較器と、前記第１キャパシタの一端が第１端子に連結され、第２端子には前記駆動制御電圧が印加され、出力端は前記制御周波数信号を出力する第２比較器と、を含むことができる。
また、前記基準周波数信号生成部は、前記基準電流を印加される入力端と、前記入力端に一端が連結され、他端は接地される第１キャパシタと、前記第１キャパシタの一端に第１端子が連結され、第２端子は接地される第３トランジスタと、前記第１キャパシタの一端が第１端子に連結され、第２端子には予め設定された第２基準電圧が印加され、出力端は前記第３トランジスタの制御端子に連結される第１比較器と、前記第１キャパシタの一端が第１端子に連結され、第２端子には前記駆動制御電圧が印加され、出力端は前記基準周波数信号を出力する第２比較器と、を含むことができる。
一方、本発明の一実施形態によるデュアルモードＬＬＣ共振コンバータシステムは前記コンバータ駆動回路と、前記コンバータ駆動回路から出力されるスィッチ制御信号を印加されるスィッチを含むデュアルモードＬＬＣ共振コンバータと、前記デュアルモードＬＬＣ共振コンバータに電源を供給する電源部と、を含むことができる。
一方、本発明の一実施形態によるデュアルモードＬＬＣ共振コンバータの駆動方法は、デュアルモードＬＬＣ共振コンバータから出力された電圧をフィードバックして駆動制御電圧を生成する段階と、前記駆動制御電圧で前記デュアルモードＬＬＣ共振コンバータのスィッチそれぞれのオンオフを制御する段階と、を含み、前記駆動制御電圧の変動範囲は、前記駆動制御電圧の変化を反映して可変される上限電圧と下限電圧との間の範囲で制限されることができる。
この際、前記上限電圧と下限電圧は限界決定電圧により決定され、前記限界決定電圧は、前記限界決定電圧の変化が反映されて生成される制御電流を前記駆動制御電圧と比較して制御周波数信号を生成し、予め設定された基準周波数信号と前記制御周波数信号の位相差及び周波数を比較して前記限界決定電圧を生成することができる。
また、前記基準周波数信号は、前記限界決定電圧の変化と関係のない基準電流を前記駆動制御電圧と比較して生成されることができる。
また、前記限界決定電圧はＰＬＬループによって生成されることができる。
また、前記上限電圧と下限電圧は、前記限界決定電圧が増加すると前記上限電圧を増加させ、前記下限電圧を減少させ、前記限界決定電圧が減少すると前記上限電圧を減少させ、前記下限電圧を増加させる方式により可変されることができる。
前記のように構成された本発明は、フィードバック電圧の大きさ及び周波数の変化により駆動制御電圧の可変範囲が調節されるため、従来のデュアルモードＬＬＣコンバータに比べてシステムの効率が改善されると同時に、システムの安定性が向上されるという有用な効果を提供する。
本発明の一実施形態によるデュアルモードＬＬＣ共振コンバータシステムを概略的に示した図面である。 本発明の一実施形態によるコンバータ駆動回路を概略的に示した図面である。 本発明の一実施形態による駆動制御電圧の限界可変設定部を概略的に示した図面である。 本発明の一実施形態による制御電流生成部を概略的に示した図面である。 本発明の一実施形態による基準電流生成部を概略的に示した図面である。 本発明の一実施形態による周波数信号生成部を概略的に示した図面である。 図６に示された回路の作動原理を説明するための図面である。 本発明の一実施形態による位相−周波数比較部を概略的に示した図面である。 本発明の一実施形態による限界決定電圧生成部を概略的に示した図面である。 本発明の一実施形態による限界決定電圧の生成原理を説明するための図面である。 本発明の一実施形態による限界決定電圧の生成原理を説明するための図面である。 本発明の一実施形態による限界電圧生成部を概略的に示した図面である。 本発明の一実施形態による限界電圧の生成原理を説明するための図面である。 本発明の一実施形態による限界電圧の生成原理を説明するための図面である。
本発明の利点及び特徴、そしてそれらを果たす方法は、添付図面とともに詳細に後述される実施例を参照すると明確になるであろう。しかし、本発明は以下で開示される実施例に限定されず、相違する様々な形態で具現されることができる。本実施例は、本発明の開示が完全になるようにするとともに、本発明が属する技術分野において通常の知識を有する者に発明の範疇を完全に伝達するために提供されることができる。明細書全体において、同一参照符号は同一構成要素を示す。
本明細書で用いられる用語は、実施例を説明するためのものであり、本発明を限定しようとするものではない。本明細書で、単数型は文句で特別に言及しない限り複数型も含む。明細書で用いられる「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｅ）」及び／または「含んでいる（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」は言及された構成要素、段階、動作及び／または素子は一つ以上の他の構成要素、段階、動作及び／または素子の存在または追加を排除しない。
以下、添付の図面を参照して本発明の構成及び作用効果についてより詳細に説明する。
図１は本発明の一実施形態によるデュアルモードＬＬＣ共振コンバータシステムを概略的に示した図面である。
図１を参照すると、本発明の一実施形態によるデュアルモードＬＬＣ共振コンバータシステムは、大きく電源部３０、デュアルモードＬＬＣ共振コンバータ２０、コンバータ駆動回路１０を含むことができる。
電源部３０は、一般的に広く適用されている力率改善装置（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ；ＰＦＣ）を含むことができる。
デュアルモードＬＬＣ共振コンバータ２０は、一次側に第１スィッチＭ１と第２スィッチＭ２が備えられ、二次側はマスター端末とスレーブ端末を含むことができる。
コンバータ駆動回路１０は、デュアルモードＬＬＣ共振コンバータの出力電圧をフィードバックされて出力電圧の変化により最適化したスィッチ制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成し、第１スィッチＭ１及び第２スィッチＭ２に印加する機能を行う。
図１に示されたように、スィッチ制御信号Ｓ１、Ｓ２はトランスフォーマを介してデュアルモードＬＬＣ共振コンバータ２０の第１スィッチＭ１及び第２スィッチＭ２それぞれの制御端子に連結されるようにすることで、コンバータ駆動回路１０とデュアルモードＬＬＣ共振コンバータ２０との間の絶縁性を確保することができ、直接連結される場合に比べて電力消費を抑えることができる。
図２は本発明の一実施形態によるコンバータ駆動回路１０を概略的に示した図面である。
図２を参照すると、本発明の一実施形態によるコンバータ駆動回路１０は、フィードバック電圧センシング部１１、駆動制御電圧生成部１２、駆動制御電圧の限界可変設定部１００及びクロック生成部１３を含むことができる。
フィードバック電圧センシング部１１は、デュアルモードＬＬＣ共振コンバータ２０から出力された電圧をフィードバックして駆動制御電圧生成部１２に伝達する機能を行い、通常のセンシング抵抗などにより具現されることができる。
駆動制御電圧生成部１２は、フィードバックされた電圧を印加されてデュアルモードＬＬＣ共振コンバータ２０の第１スィッチＭ１及び第２スィッチＭ２のデューティ比を調節するための駆動制御電圧を生成する。
一方、駆動制御電圧生成部１２は所定の範囲内で可変的に決定される駆動制御電圧を生成する。
駆動制御電圧の限界可変設定部１００は駆動制御電圧生成部１２に連結され、駆動制御電圧ＶＣＰの変動範囲を制限する上限電圧Ｖｍａｘ及び下限電圧Ｖｍｉｎを生成する機能を行う。
この際、駆動制御電圧の限界可変設定部１００は上限電圧Ｖｍａｘ及び下限電圧Ｖｍｉｎを生成する際に駆動制御電圧ＶＣＰを反映する。
クロック生成部は駆動制御電圧生成部１２に連結され、駆動制御電圧ＶＣＰを印加されてデュアルモードＬＬＣ共振コンバータ２０の第１スィッチＭ１及び第２スィッチＭ２それぞれのオンオフを制御するスィッチ制御信号Ｓ１、Ｓ２を生成する機能を行う。
図３は本発明の一実施形態による駆動制御電圧の限界可変設定部１００を概略的に示した図面である。
図３を参照すると、本発明の一実施形態による駆動制御電圧の限界可変設定部１００は、制御電流生成部１１０、基準電流生成部１２０、制御周波数信号生成部１３０、基準周波数信号生成部１３０’、位相−周波数比較部１４０、限界決定電圧生成部１５０及び限界電圧生成部１６０を含むことができる。
限界電圧生成部１６０は、限界決定電圧生成部１５０から出力される限界決定電圧Ｖｃを印加され、限界決定電圧Ｖｃの変化を反映して上限電圧Ｖｍａｘ及び下限電圧Ｖｍｉｎを生成し、出力する。
この際、限界決定電圧Ｖｃは、制御電流生成部１１０にフィードバックされ、制御電流生成部１１０では限界決定電圧Ｖｃの変化により変化される制御電流ＩＤが生成される。
一方、基準電流生成部１２０は制御電流生成部１１０と異なり、限界決定電圧Ｖｃの変化が反映されていない所定の基準電流ＩＲを生成して出力する。
また、制御周波数信号生成部１３０と基準周波数信号生成部１３０’は、制御電流及び基準電流それぞれを印加されて駆動制御電圧ＶＣＰと比較して制御周波数信号ＶＦＤ及び基準周波数信号ＶＦＲを生成する機能を行う。
位相−周波数比較部１４０は、制御周波数信号生成部１３０及び基準周波数信号生成部１３０’に連結され、制御周波数信号と基準周波数信号の位相差及び周波数を比較してその結果を出力する機能を行う。
限界決定電圧生成部１５０は、位相−周波数比較部１４０に連結され、位相−周波数比較結果に応じて限界決定電圧Ｖｃを生成する機能を行う。
図４は本発明の一実施形態による制御電流生成部１１０を概略的に示した図面である。
図４を参照すると、制御電流生成部１１０は、第１トランジスタＱ１、第１抵抗ＲＧＴ１、第２抵抗ＲＧＴ２、第２トランジスタＭ１１、第１アンプＡｍｐ１、第３抵抗ＲＧＴ、第１電流ミラーＣＭ１を含むことができる。
第１トランジスタＱ１は、第１抵抗ＲＧＴ１と第２抵抗ＲＧＴ２との間に備えられ、制御端子に限界決定電圧Ｖｃが印加される。
第２トランジスタＭ１１は第２端子が第１電流ミラーＣＭ１の一端に連結され、第１端子は第１抵抗ＲＧＴ１の他端及び第３抵抗ＲＧＴの一端に連結される。
第１アンプＡｍｐ１は第１端子に所定の第１基準電圧Ｖｒ１が印加され、第２端子には第２トランジスタＭ１１の第２端子が連結され、出力端は第２トランジスタＭ１１の制御端子に連結される。
これにより、制御電流生成部１１０は限界決定電圧Ｖｃを印加されて第１基準電圧Ｖｒ１と比較し、その比較結果に応じて生成される制御電流ＩＤを第１電流ミラーＣＭ１を介して出力することができる。
図５は本発明の一実施形態による基準電流生成部１２０を概略的に示した図面である。
図５を参照すると、基準電流生成部１２０は、第４抵抗ＲＲＴ、トランジスタＭ２１及び所定の第２基準電圧Ｖｒ２によって一定に生成される基準電流ＩＲを生成し、出力する。
図６は本発明の一実施形態による周波数信号生成部１３０を概略的に示した図面であり、図７は図６に示された回路の作動原理を説明するための図面である。
図６を参照すると、周波数信号生成部１３０は入力端を介して基準電流ＩＲを入力されて基準周波数信号ＶＦＲを出力したり、制御電流ＩＤを入力端を介して入力されて制御周波数信号ＶＦＤを出力したりすることができる。
第１キャパシタＣ３１は、入力端と接地端子との間に連結され、入力された電流による電圧値ＶＣ３１を第１比較器ＣＯＭＰ１の非反転端子に印加する。また、第１比較器ＣＯＭＰ１の反転端子には所定の上限値ＶＨが印加される。
この際、第１キャパシタＣ３１の一端には第３トランジスタＭ３１の第１端子が連結され、第３トランジスタＭ３１の第２端子は接地され、第１比較器ＣＯＭＰ１の出力端が第３トランジスタＭ３１の制御端子に印加される。
これにより、基準電流または制御電流が第１キャパシタＣ３１に充電されることによって電圧値ＶＣ３１は増加し、所定の上限値ＶＨに逹すると第３トランジスタＭ３１がターンオンされ、第１キャパシタＣ３１に充電された電圧が除去されると共に電圧値ＶＣ３１が０に減少される過程を図７に示したように繰り返す。
一方、電圧値ＶＣ３１は第２比較器ＣＯＭＰ２の非反転端子にも連結されるが、この際、第２比較器ＣＯＭＰ２の反転端子に駆動制御電圧ＶＣＰが印加されることにより、図７に示したように、電圧値ＶＣ３１と駆動制御電圧ＶＣＰとを比較して第２比較器ＣＯＭＰ２の出力端に矩形波状の周波数信号ＶＦが出力される。
また、前記のように、基準電流ＩＲは限界決定電圧Ｖｃの変動が反映されず、所定の値で一定に維持され、制御電流ＩＤは限界決定電圧Ｖｃの変動によりその大きさと周波数が可変する特性を有する。
また、基準周波数信号ＶＦＲと制御周波数信号ＶＦＤは、駆動制御電圧ＶＣＰとの比較によって生成されるため、駆動制御電圧ＶＣＰの変動が反映される。
これにより、基準周波数信号ＶＦＲは駆動制御電圧ＶＣＰの変動のみが反映された特性を有し、制御周波数信号ＶＦＤは、限界決定電圧Ｖｃの変動及び駆動制御電圧ＶＣＰの変動が全て反映された特性を有する。
図８は本発明の一実施形態による位相−周波数比較部１４０を概略的に示した図面である。
図８を参照すると、位相−周波数比較部１４０は、制御周波数信号ＶＦＤを入力される第１入力端、基準周波数信号ＶＦＲを入力される第２入力端、第１出力端ＵＰ及び第２出力端ＤＮを含むことができる。
この際、複数個の論理素子の組み合わせからなる位相−周波数比較部（Ｐｈａｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ；ＰＦＤ）１４０は、信号の位相及び周波数を比較する手段として既に広く使用されている構成であるため詳細な説明は省略する。
一方、基準水波数が制御周波数より大きい場合、位相と周波数との相対的な差だけ第１出力端ＵＰにハイ信号が出力され、制御周波数が基準周波数より大きい場合、位相と周波数の差だけ第２出力端ＤＮにハイ信号が出力される。
また、第１出力端ＵＰの信号がハイからローに変化される際、第２出力端ＤＮの信号は瞬間的にハイに発生される。これは内部的なリセット信号によって発生されるリセットディレイ（Ｒｅｓｅｔ Ｄｅｌａｙ）である。
このような位相−周波数比較部１４０の第１出力端ＵＰと第２出力端ＤＮの出力信号は図１０ａ及び図１０ｂで確認することができる。
図９は本発明の一実施形態による限界決定電圧生成部１５０を概略的に示した図面であり、図１０ａ及び図１０ｂは本発明の一実施形態による限界決定電圧Ｖｃの生成原理を説明するための図面である。
図９、図１０ａ及び図１０ｂを参照すると、限界決定電圧生成部１５０は、位相−周波数比較部１４０の第１出力端ＵＰからハイ信号を印加される間に限界決定電圧Ｖｃを増加させ、位相−周波数比較部１４０の第２出力端ＤＮからハイ信号を印加される間に限界決定電圧Ｖｃを減少させる方式により限界決定電圧Ｖｃを生成する。
一方、図９に示したように、本発明の一実施形態による限界決定電圧生成部１５０は、公知のチャージポンプ（Ｃｈａｒｇｅ Ｐｕｍｐ；ＣＰ）１５１とループフィルター（Ｌｏｏｐ Ｆｉｌｔｅｒ；ＬＰ）１５２により具現されることができる。
図１１は本発明の一実施形態による限界電圧生成部１６０を概略的に示した図面であり、図１２ａ及び図１２ｂは本発明の一実施形態による限界電圧の生成原理を説明するための図面である。
図１１を参照すると、本発明の一実施形態による限界電圧生成部１６０は、第３アンプＡｍｐ３、第４トランジスタＭ５１、第５抵抗Ｒ６１、第６抵抗Ｒ６２、第７抵抗Ｒｍｉｎ、第８抵抗Ｒｍａｘ、第２電流ミラーＣＭ２及び第３電流ミラーＣＭ３を含むことができる。
第３アンプＡｍｐ３の第１端子には限界決定電圧Ｖｃが印加され、その出力端は第４トランジスタＭ５１の制御端子に連結される。
第４トランジスタＭ５１の第１端子は第５抵抗Ｒ６１に連結され、第５抵抗Ｒ６１は第６抵抗Ｒ６２に連結される。
この際、第５抵抗Ｒ６１及び第６抵抗Ｒ６２の連結ノードは、第３アンプＡｍｐ３の第２端子に連結される。
また、第４トランジスタＭ５１の第２端子は第２電流ミラーＣＭ２の一端に連結され、第２電流ミラーＣＭ２の第１他端は第７抵抗Ｒｍｉｎに連結され、第２電流ミラーＣＭ２の第２他端は第３電流ミラーＣＭ３の一端に連結される。
また、第３電流ミラーＣＭ３の他端は第８抵抗Ｒｍａｘに連結される。
第２電流ミラーＣＭ２の第１他端と第７抵抗Ｒｍｉｎとの間のノードから下限電圧Ｖｍｉｎが出力されることができ、第８抵抗Ｒｍａｘと第３電流ミラーＣＭ３の他端との間のノードから上限電圧Ｖｍａｘが出力されることができる。
これにより、限界電圧生成部１６０は、限界決定電圧Ｖｃが増加すると上限電圧Ｖｍａｘを増加させ、下限電圧Ｖｍｉｎを減少させ、限界決定電圧Ｖｃが減少すると上限電圧Ｖｍａｘを減少させ、下限電圧Ｖｍｉｎを増加させる方式により作動して限界電圧を生成することができる。
即ち、周波数の差が相対的に大きく発生すると限界決定電圧Ｖｃが上昇すると共に、上限電圧Ｖｍａｘと下限電圧Ｖｍｉｎとの間の幅が広くなり、周波数の差が相対的に小さく発生すると限界決定電圧Ｖｃが下降すると共に、上限電圧Ｖｍａｘと下限電圧Ｖｍｉｎとの間の幅が狭くなる。
このように上限電圧Ｖｍａｘ及び下限電圧Ｖｍｉｎが周波数の相対的な差によって変動されることにより、駆動制御電圧ＶＣＰの変動範囲が調節されることができ、また、駆動制御電圧ＶＣＰの変動範囲が調節されることによってデュアルモードＬＬＣコンバータの効率が改善されたり安定性が向上されたりすることができる。
本発明の一実施形態によるデュアルＬＬＣ共振コンバータの駆動方法は、駆動制御電圧ＶＣＰの変化を反映して可変される上限電圧Ｖｍａｘと下限電圧Ｖｍｉｎとの間の範囲で駆動制御電圧ＶＣＰの変動範囲を制限することにより、デュアルＬＬＣ共振コンバータを駆動することができる。
この際、上限電圧Ｖｍａｘと下限電圧Ｖｍｉｎは限界決定電圧Ｖｃにより決定され、限界決定電圧Ｖｃは限界決定電圧Ｖｃの変化が反映されて生成される制御電流ＩＤを駆動制御電圧ＶＣＰと比較して制御周波数信号ＶＦＤを生成した後、予め設定された基準周波数と制御周波数の位相差及び周波数を比較して限界決定電圧Ｖｃが生成されることができる。
この際、基準周波数信号ＶＦＤは限界決定電圧Ｖｃの変化に関係なく生成される基準電流ＩＲを駆動制御電圧ＶＣＰと比較して生成されることができる。
また、このような限界決定電圧ＶｃはＰＬＬループによって生成されることができる。
以上の詳細な説明は本発明を例示するものである。また、上述の内容は本発明の好ましい実施形態を示して説明するものに過ぎず、本発明は多様な他の組合、変更及び環境で用いることができる。即ち、本明細書に開示された発明の概念の範囲、述べた開示内容と均等な範囲及び／または当業界の技術または知識の範囲内で変更または修正が可能である。上述の実施例は本発明を実施する際に最善の状態を説明するためのものであり、本発明のような他の発明を用いるにおいて当業界に公知された他の状態での実施、そして発明の具体的な適用分野及び用途で要求される多様な変更も可能である。従って、以上の発明の詳細な説明は開示された実施状態に本発明を制限しようとする意図ではない。また、添付された請求範囲は他の実施状態も含むと解釈されるべきであろう。
１０ コンバータ駆動回路
１１ フィードバック電圧センシング部
１２ 駆動制御電圧生成部
１３ クロック生成部
２０ デュアルモードＬＬＣコンバータ
３０ 電源部
１００ 駆動制御電圧の限界可変設定部
１１０ 制御電流生成部
１２０ 基準電流生成部
１３０ 制御周波数信号生成部
１３０’ 基準周波数信号生成部
１４０ 位相−周波数比較部
１５０ 限界決定電圧生成部
１６０ 限界電圧生成部
Ｑ１ 第１トランジスタ
Ｍ１１ 第２トランジスタ
Ｍ３１ 第３トランジスタ
Ｍ５１ 第４トランジスタ
ＲＧＴ１ 第１抵抗
ＲＧＴ２ 第２抵抗
ＲＧＴ 第３抵抗
ＲＲＴ 第４抵抗
Ａｍｐ１ 第１アンプ
Ａｍｐ２ 第２アンプ
Ａｍｐ３ 第３アンプ
ＣＭ１ 第１電流ミラー
ＣＭ２ 第２電流ミラー
ＣＭ３ 第３電流ミラー
Ｃ３１ 第１キャパシタ
ＣＯＭＰ１ 第１比較器
ＣＯＭＰ２ 第２比較器
ＵＰ 第１出力端
ＤＮ 第２出力端

Claims (17)

  1. デュアルモードＬＬＣ共振コンバータを駆動するコンバータ駆動回路において、
    前記デュアルモードＬＬＣ共振コンバータから出力された電圧をフィードバックするフィードバック電圧センシング部と、
    前記フィードバック電圧センシング部に連結され、フィードバックされた電圧で駆動制御電圧を生成する駆動制御電圧生成部と、
    前記駆動制御電圧生成部に連結され、前記駆動制御電圧の変動範囲を制限する上限電圧及び下限電圧を生成する駆動制御電圧の限界可変設定部と、
    前記駆動制御電圧生成部に連結され、前記駆動制御電圧を印加されてデュアルモードＬＬＣ共振コンバータのスィッチそれぞれのオンオフを制御するスィッチ制御信号を生成するクロック生成部と、を含み、
    前記上限電圧及び前記下限電圧は、前記駆動制御電圧の変化を反映して可変される、コンバータ駆動回路。
  2. 前記駆動制御電圧の限界可変設定部は、
    限界決定電圧を印加されて前記上限電圧及び下限電圧を生成する限界電圧生成部と、
    前記限界決定電圧をフィードバックされて制御電流を生成する制御電流生成部と、
    前記制御電流生成部に連結され、前記制御電流を前記駆動制御電圧と比較して制御周波数信号を生成する制御周波数信号生成部と、
    基準周波数信号を生成する基準周波数信号生成部と、
    前記制御周波数信号生成部及び前記基準周波数信号生成部に連結され、前記制御周波数信号と前記基準周波数信号とを比較して前記限界決定電圧を調節する限界決定電圧制御部と、
    を含む、請求項１に記載のコンバータ駆動回路。
  3. 前記駆動制御電圧の限界可変設定部は、
    前記基準周波数信号生成部に連結され、前記限界決定電圧の変化と関係のない基準電流を生成する基準電流生成部をさらに含み、
    前記基準周波数信号生成部は、前記基準電流生成部から出力された基準電流を前記駆動制御電圧と比較して基準周波数信号を生成する、請求項２に記載のコンバータ駆動回路。
  4. 前記限界決定電圧制御部は、
    前記制御周波数信号及び前記基準周波数信号をそれぞれ印加され、前記制御周波数信号と前記基準周波数信号の位相差及び周波数を比較してその結果を出力する位相−周波数比較部と、
    前記位相−周波数比較部から出力された信号を印加され、前記限界決定電圧を生成する限界決定電圧生成部と、を含む、請求項３に記載のコンバータ駆動回路。
  5. 前記位相−周波数比較部は、
    前記制御周波数信号生成部に連結される第１入力端と、
    前記基準周波数信号生成部に連結される第２入力端と、
    基準周波数が制御周波数より大きい場合、位相と周波数との相対的な差だけハイ信号を出力する第１出力端と、
    基準周波数が制御周波数より小さい場合、位相と周波数との相対的な差だけハイ信号を出力する第２出力端と、
    を含む、請求項４に記載のコンバータ駆動回路。
  6. 前記限界決定電圧生成部は、
    前記第１出力端からハイ信号を印加される間に前記限界決定電圧を増加させ、
    前記第２出力端からハイ信号を印加される間に前記限界決定電圧を減少させる、請求項５に記載のコンバータ駆動回路。
  7. 前記限界電圧生成部は、
    前記限界決定電圧が増加すると前記上限電圧を増加させ、前記下限電圧を減少させ、
    前記限界決定電圧が減少すると前記上限電圧を減少させ、前記下限電圧を増加させる、請求項２に記載のコンバータ駆動回路。
  8. 前記限界電圧生成部は、
    前記限界決定電圧が第１端子に印加される第３アンプと、
    前記第３アンプの出力端が制御端子に連結される第４トランジスタと、
    前記第４トランジスタの第１端子に一端が連結され、他端が前記第３アンプの第２端子に連結される第５抵抗と、
    前記第５抵抗の他端に一端が連結され、他端は接地される第６抵抗と、
    前記第４トランジスタの第２端子に一端が連結され、第１他端には前記下限電圧を出力する端子が連結される第２電流ミラーと、
    前記第２電流ミラーの第２他端に一端が連結され、他端には前記上限電圧を出力する端子が連結される第３電流ミラーと、
    前記第２電流ミラーの第１他端に一端が連結され、他端は接地される第７抵抗と、
    前記第３電流ミラーの他端に一端が連結される第８抵抗と、
    を含む、請求項７に記載のコンバータ駆動回路。
  9. 前記制御電流生成部は、
    前記限界決定電圧が制御端子に印加される第１トランジスタと、
    前記第１トランジスタの第１端子に一端が連結される第１抵抗と、
    前記第１トランジスタの第２端子に一端が連結され、他端は接地される第２抵抗と、
    前記第１抵抗が第１端子に連結される第２トランジスタと、
    前記第２トランジスタの制御端子に出力端が連結され、第１端子には予め設定された第１基準電圧が印加され、第２端子は前記第２トランジスタの第１端子に連結される第１アンプと、
    前記第２トランジスタの第１端子に一端が連結され、他端は接地される第３抵抗と、
    前記第２トランジスタの第２端子に一端が連結され、他端は前記制御電流を出力する第１電流ミラーと、
    を含む、請求項２に記載のコンバータ駆動回路。
  10. 前記制御周波数信号生成部は、
    前記制御電流を印加される入力端と、
    前記入力端に一端が連結され、他端は接地される第１キャパシタと、
    前記第１キャパシタの一端に第１端子が連結され、第２端子は接地される第３トランジスタと、
    前記第１キャパシタの一端が第１端子に連結され、第２端子には予め設定された第２基準電圧が印加され、出力端は前記第３トランジスタの制御端子に連結される第１比較器と、
    前記第１キャパシタの一端が第１端子に連結され、第２端子には前記駆動制御電圧が印加され、出力端は前記制御周波数信号を出力する第２比較器と、
    を含む、請求項２に記載のコンバータ駆動回路。
  11. 前記基準周波数信号生成部は、
    前記基準電流を印加される入力端と、
    前記入力端に一端が連結され、他端は接地される第１キャパシタと、
    前記第１キャパシタの一端に第１端子が連結され、第２端子は接地される第３トランジスタと、
    前記第１キャパシタの一端が第１端子に連結され、第２端子には予め設定された第２基準電圧が印加され、出力端は前記第３トランジスタの制御端子に連結される第１比較器と、
    前記第１キャパシタの一端が第１端子に連結され、第２端子には前記駆動制御電圧が印加され、出力端は前記基準周波数信号を出力する第２比較器と、
    を含む、請求項３に記載のコンバータ駆動回路。
  12. 請求項１〜１１の何れか一項に記載のコンバータ駆動回路と、
    前記コンバータ駆動回路から出力されるスィッチ制御信号を印加されるスィッチを含むデュアルモードＬＬＣ共振コンバータと、
    前記デュアルモードＬＬＣ共振コンバータに電源を供給する電源部と、
    を含む、デュアルモードＬＬＣ共振コンバータシステム。
  13. デュアルモードＬＬＣ共振コンバータの駆動方法であって、
    デュアルモードＬＬＣ共振コンバータから出力された電圧をフィードバックして駆動制御電圧を生成する段階と、
    前記駆動制御電圧で前記デュアルモードＬＬＣ共振コンバータのスィッチそれぞれのオンオフを制御する段階と、を含み、
    前記駆動制御電圧の変動範囲は、前記駆動制御電圧の変化を反映して可変される上限電圧と下限電圧との間の範囲で制限される、デュアルモードＬＬＣ共振コンバータの駆動方法。
  14. 前記上限電圧と下限電圧は限界決定電圧により決定され、
    前記限界決定電圧は、
    前記限界決定電圧の変化が反映されて生成される制御電流を前記駆動制御電圧と比較して制御周波数信号を生成し、
    予め設定された基準周波数信号と前記制御周波数信号の位相差及び周波数を比較して前記限界決定電圧を生成する、請求項１３に記載のデュアルモードＬＬＣ共振コンバータの駆動方法。
  15. 前記基準周波数信号は、
    前記限界決定電圧の変化と関係のない基準電流を前記駆動制御電圧と比較して生成される、請求項１４に記載のデュアルモードＬＬＣ共振コンバータの駆動方法。
  16. 前記限界決定電圧は、ＰＬＬループによって生成される、請求項１５に記載のデュアルモードＬＬＣ共振コンバータの駆動方法。
  17. 前記上限電圧と下限電圧は、
    前記限界決定電圧が増加すると前記上限電圧を増加させ、前記下限電圧を減少させ、
    前記限界決定電圧が減少すると前記上限電圧を減少させ、前記下限電圧を増加させる方式により可変される、請求項１５に記載のデュアルモードＬＬＣ共振コンバータの駆動方法。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108667301A (zh) * 2017-10-19 2018-10-16 湖南工程学院 一种带续流通路的全桥变换器
JP2023503191A (ja) * 2020-02-04 2023-01-26 シグニファイ ホールディング ビー ヴィ 共振インバータ及び変換方法

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9240724B2 (en) * 2013-03-13 2016-01-19 Astec International Limited Multiphase DC/DC converters and control circuits for controlling converters using fixed and/or variable frequencies
US9350260B2 (en) 2013-11-07 2016-05-24 Futurewei Technologies, Inc. Startup method and system for resonant converters
KR102230495B1 (ko) * 2013-12-20 2021-03-19 솔루엠 (허페이) 세미컨덕터 씨오., 엘티디. 전원 공급 장치
US9257913B1 (en) 2014-09-06 2016-02-09 Texas Instruments Incorporated LLC converter and loss of inductive mode detection circuit
KR102372772B1 (ko) * 2015-06-08 2022-03-14 주식회사 솔루엠 제어 회로 및 이를 이용한 전원 변환 장치
US10003275B2 (en) 2016-11-11 2018-06-19 Texas Instruments Incorporated LLC resonant converter with integrated magnetics
US10381914B2 (en) 2017-07-19 2019-08-13 Texas Instruments Incorporated Integrated transformer
US11038430B2 (en) 2019-08-02 2021-06-15 Analog Devices International Unlimited Company LLCC secondary overtone resonant power converter
US11496056B2 (en) 2021-03-10 2022-11-08 Excelsys Technologies Ltd. Parallel branched resonant converter
CN113381614B (zh) * 2021-06-21 2022-08-23 深圳中瀚蓝盾电源有限公司 控制电路、llc谐振电路的控制系统及开关电源

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0984342A (ja) * 1995-09-18 1997-03-28 Ricoh Co Ltd 電源装置
JP2004533198A (ja) * 2001-06-01 2004-10-28 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ 制御ループを具える回路形態
JP2008219978A (ja) * 2007-02-28 2008-09-18 Sanken Electric Co Ltd 多出力スイッチング電源装置

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5394213B2 (ja) * 2009-11-27 2014-01-22 オリジン電気株式会社 直列共振型コンバータ回路
EP2469696B1 (en) 2010-12-23 2018-10-24 Nxp B.V. A controller for a resonant converter

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0984342A (ja) * 1995-09-18 1997-03-28 Ricoh Co Ltd 電源装置
JP2004533198A (ja) * 2001-06-01 2004-10-28 コーニンクレッカ　フィリップス　エレクトロニクス　エヌ　ヴィ 制御ループを具える回路形態
JP2008219978A (ja) * 2007-02-28 2008-09-18 Sanken Electric Co Ltd 多出力スイッチング電源装置

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108667301A (zh) * 2017-10-19 2018-10-16 湖南工程学院 一种带续流通路的全桥变换器
CN108667301B (zh) * 2017-10-19 2020-11-06 湖南工程学院 一种带续流通路的全桥变换器
JP2023503191A (ja) * 2020-02-04 2023-01-26 シグニファイ ホールディング ビー ヴィ 共振インバータ及び変換方法
JP7291298B2 (ja) 2020-02-04 2023-06-14 シグニファイ ホールディング ビー ヴィ 共振インバータ及び変換方法

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