CN108574413B - 谐振变换器、用于谐振变换器的控制电路及其方法 - Google Patents

谐振变换器、用于谐振变换器的控制电路及其方法 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种谐振变换器、用于谐振变换器的控制电路及其方法。所述谐振变换器包括：输入功率级、谐振网络、变压器、输出功率级以及用以控制输入功率级和输出功率级的控制电路。所述控制电路具有产生比较信号的比较电路、产生脉宽信号的逻辑电路和产生导通时长信号的导通时长信号控制器。当比较信号的上升沿晚于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号减小，系统开关频率增大，增益减小；当比较信号的上升沿早于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号增大，系统开关频率减小，增益增大。所述谐振变换器改善了暂态响应，并且可以自动在轻载、重载之间进行无缝切换。

Description

谐振变换器、用于谐振变换器的控制电路及其方法
技术领域
本发明涉及一种电子电路，更具体地说，本发明涉及一种谐振变换器、用于谐振变换器的控制电路及其方法。
背景技术
传统谐振变换器通常采用压控振荡器。输出电压经由一运算放大器(或误差放大器)后产生补偿信号，此补偿信号对压控振荡器进行调节，以控制谐振变换器的开关频率。图1所示为谐振变换器的增益(gain)-开关频率(f)曲线。实际情况中，变换器通常运行于临界频率点f0的右半部分。因此，变换器的开关频率越高，增益越低；反之，变换器的开关频率越低，增益越高。
然而采用上述控制策略(压控振荡器)的谐振变换器，其暂态响应性能不够好。其次，在系统处于轻载状态时，通常采用脉冲跳跃模式(pulse skipping mode)以提高轻载效率。脉冲跳跃模式和定频模式之间的切换不平滑，进一步影响了轻载效率和暂态响应。
发明内容
因此本发明的目的在于解决现有技术的上述技术问题，提出一种改进的谐振变换器。
根据本发明的实施例，提出了一种谐振变换器，包括：输入功率级，耦接至输入端口，接收输入电压；谐振网络、变压器和输出功率级，三者耦接在输入功率级和输出端口之间，产生受调制的输出电压；控制电路，用以控制输入功率级和输出功率级，所述控制电路包括：比较电路，接收表征输出电压的电压反馈信号和电压参考信号，产生比较信号，所述比较信号具有上升沿和下降沿；逻辑电路，响应比较信号和导通时长信号，产生脉宽信号，用以控制输入功率级和输出功率级的运行，所述脉宽信号具有上升沿和下降沿；导通时长控制器，响应比较信号和脉宽信号，产生所述导通时长信号，当比较信号的上升沿晚于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号减小，当比较信号的上升沿早于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号增大。
根据本发明的实施例，还提出了一种用于谐振变换器的方法，所述谐振变换器包括：输入功率级、谐振网络、变压器和输出功率级，所述谐振变换器接收输入电压，产生受调制的输出电压，所述方法包括：反馈输出电压，得到电压反馈信号；比较电压反馈信号和电压参考信号的大小，产生比较信号，所述比较信号具有上升沿和下降沿；响应比较信号和导通时长信号，产生脉宽信号，用以控制输入功率级和输出功率级的运行，所述脉宽信号具有上升沿和下降沿；响应脉宽信号和比较信号，产生所述导通时长信号，其中当比较信号的上升沿早于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号增大，当比较信号的上升沿晚于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号减小。
根据本发明的实施例，还提出了一种用于谐振变换器的控制电路，所述谐振变换器包括：输入功率级、谐振网络、变压器和输出功率级，所述谐振变换器接收输入电压，产生受调制的输出电压，所述控制电路包括：比较电路，根据表征输出电压的电压反馈信号和电压参考信号，产生比较信号，所述比较信号具有上升沿和下降沿；逻辑电路，响应比较信号和导通时长信号，产生脉宽信号，用以控制输入功率级和输出功率级的运行，所述脉宽信号具有上升沿和下降沿；导通时长控制器，响应比较信号和脉宽信号，产生所述导通时长信号，当比较信号的上升沿晚于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号减小，当比较信号的上升沿早于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号增大。
根据本发明各方面的上述谐振变换器、用以谐振变换器的控制电路及其方法，改善了系统的暂态响应，且可以自动在轻载、重载之间进行无缝切换。
附图说明
图1所示为谐振变换器的增益-开关频率曲线；
图2为根据本发明实施例的谐振变换器200的电路结构示意图；
图3示意性地示出了图2所示谐振变换器200中电压反馈信号VFB与斜坡信号RAMP之和、电压参考信号REF、比较信号SC、脉宽信号PWM、第一控制信号G31、第二控制信号G32的时序波形图；
图4示意性地示出了根据本发明实施例的谐振变换器400的导通时长控制器110的电路结构图；
图5示意性地示出了根据本发明实施例的谐振变换器500的导通时长控制器110的电路结构图；
图6为根据本发明实施例的谐振变换器600的电路结构示意图。图6所示实施例示意性地示出了导通时长控制器110的电路原理图；
图7示意性示出了根据本发明实施例的用于谐振变换器的方法流程图700。
具体实施方式
下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和/或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。应当理解，当称元件“耦接到”或“连接到”另一元件时，它可以是直接耦接或耦接到另一元件或者可以存在中间元件。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，不存在中间元件。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
图2为根据本发明实施例的谐振变换器200的电路结构示意图。在图2所示实施例中，所述谐振变换器200包括：输入功率级103，耦接至输入端口接收输入电压VIN；谐振网络104、变压器105和输出功率级106，三者耦接在输入功率级103和输出端口之间，并在输出端口产生受调制的输出电压VO；控制电路107，用以控制输入功率级和输出功率级，所述控制电路107包括；比较电路108，根据表征输出电压VO的电压反馈信号VFB和电压参考信号REF，产生比较信号SC，所述比较信号具有上升沿和下降沿；逻辑电路109，响应比较信号SC和导通时长信号TON，产生脉宽信号PWM，用以控制第一功率开关31和第二功率开关32的运行，所述脉宽信号具有上升沿和下降沿；导通时长控制器110，响应比较信号SC和脉宽信号PWM，产生所述导通时长信号TON，当比较信号SC的上升沿晚于脉宽信号PWM的下降沿时，导通时长信号TON减小(如：高电平时长被缩短)，当比较信号SC的上升沿早于脉宽信号PWM的下降沿时，导通时长信号TON增大(如：高电平时长被延长)。
在图2所述实施例中，所述控制电路107还包括：分频器111，将脉宽信号PWM进行分频得到两个控制信号(第一控制信号G31和第二控制信号G32)，以控制输入功率级103和输出功率级106的运行。
在图2所述实施例中，所述输入功率级103具有串联耦接在输入端口和原边参考地之间的第一功率开关31和第二功率开关32，所述第一功率开关31和第二功率开关32在其串联耦接节点处产生开关电压。所述谐振网络104接收该开关电压，产生谐振电压。所述变压器105具有原边绕组51、第一副边绕组52和第二副边绕组53，其原边绕组51耦接至谐振网络104。输出功率级106包括：第一同步整流管61，耦接在变压器105(第一副边绕组52)和输出端口之间；第二同步整流管62，耦接在变压器105(第二副边绕组53)和输出端口之间；所述第一同步整流管61和第一功率开关31导通状态相同，第二同步整流管62和第二功率开关32的导通状态相同。
在一个实施例中，所述脉宽信号PWM响应导通时长信号TON被复位；响应比较信号被置位。具体来说，当反馈信号VFB小于电压参考信号REF时，所述脉宽信号PWM被置位；当导通时长控制器110的计时时间达到设定时长(计时满)时，所述脉宽信号PWM被复位。
在一个实施例中，所述比较电路108还接收斜坡信号RAMP(如图2中虚线所示)，所述比较电路108对电压反馈信号VFB与斜坡信号RAMP之和与电压参考信号REF进行比较，产生所述比较信号SC。
在一个实施例中，所述导通时长控制器110控制导通时长信号TON的高电平长度介于最小时长TON_Min和最大时长TON_Max之间。即，导通时长控制器110对导通时长信号TON进行最大值和最小值限制。
在一个实施例中，所述输入电压VIN为前级电路提供的48V电压；输出电压VO被调节至12V或者6V电压。所述第一功率开关31和第二功率开关32互补导通，且在每个开关周期中，两者的导通时间相同，即两者各占50％的占空比。
图2所示实施例的输入功率级103具有第一功率开关31和第二功率开关32，其为半桥结构。但是本领域的技术人员应该意识到，在谐振电路中，输入功率级也可以为全桥结构。
在一个实施例中，原边和副边可能不共地，需要进行电气隔离，此时副边产生的信号(如图2所示的比较信号SC)被传输至原边控制器时需要进行电气隔离。图2所示实施例示出了该隔离。在图2所示实施例中，所述谐振变换器200的控制电路107还包括隔离传输电路112，用以将与副边共地的比较信号SC转换成与原边共地的信号之后传输给逻辑电路109和导通时长控制器110。在一个实施例中，所述隔离传输电路112包括电容器。但本领域的技术人员应当意识到，在其他实施例中，原边参考地和副边参考地可以共地，即原边和副边共用一个参考地。此时副边产生的信号可以直接传输至原边，而不用隔离处理。
图3示意性地示出了图2所示谐振变换器200中电压反馈信号VFB与斜坡信号RAMP之和、电压参考信号REF、比较信号SC、脉宽信号PWM、第一控制信号G31、第二控制信号G32的时序波形图。如图3所示，当电压反馈信号VFB与斜坡信号RAMP之和小于电压参考信号REF时，比较信号SC变为高电平。若此时输出电压VO小于所需的电压，电压反馈信号VFB(或者电压反馈信号VFB和斜坡信号RAMP之和)将比较早地减小至电压参考信号REF，则在比较信号SC的上升沿来临时脉宽信号PWM还没有出现下降沿(即比较信号SC的上升沿早于脉宽信号PWM的下降沿)，导通时长控制器110控制导通时长信号TON将变大，则在下一个周期中，功率开关(31或32)的导通时长将被延长；相应地，谐振变换器200的开关频率减小，增益增大，输出电压VO将增大。反之，若此时输出电压VO大于所需的电压，电压反馈信号VFB(或者电压反馈信号VFB和斜坡信号RAMP之和)将比较晚地减小至电压参考信号REF，则在比较信号SC的上升沿来临时脉宽信号PWM已经出现下降沿(即比较信号SC的上升沿晚于脉宽信号PWM的下降沿)，导通时长控制器110控制导通时长信号TON将变小，则在下一个周期中，功率开关(31或32)的导通时长将被缩短；相应地，变换器的开关频率增大，增益减小，输出电压VO将减小。因此，图2所示谐振变换器200有很好的暂态响应，能将输出电压快速地调节至所需电压。
此外，如图3所示，第一控制信号G31和第二控制信号G32的高电平时间段有一个窗口(如虚线所示)，表明导通时长信号TON被限定在最小时长TON_Min和最大时长TON_Max之间。
图4示意性地示出了根据本发明实施例的谐振变换器400的导通时长控制器110的电路结构图。具体来说，在图4所示实施例中，所述导通时长控制器110包括：锁相环电路11，接收比较信号SC和脉宽信号PWM，所述锁相环电路11对比较信号SC的上升沿和脉宽信号PWM的下降沿进行相位锁定，产生调制信号SMU；计时器12，接收调制信号SMU，产生所述导通时长信号TON。当比较信号SC的上升沿晚于脉宽信号PWM的下降沿时，导通时长信号TON减小(高电平时长被缩短)，当比较信号SC的上升沿早于脉宽信号PWM的下降沿时，导通时长信号TON增大(高电平时长被延长)。
在一个实施例中，所述计时器12对导通时长信号TON和调制信号SMU进行叠加。当比较信号SC的上升沿晚于脉宽信号PWM的下降沿时，调制信号SMU相对于参考信号为负，因此，导通时长信号TON减小；当比较信号SC的上升沿早于脉宽信号PWM的下降沿时，调制信号SMU相对于参考信号为正，导通时长信号TON增大。
图4所示谐振变换器400的其他电路结构和运行原理与图2所示谐振变换器200相似，为叙述简明，这里不再详述。
图5示意性地示出了根据本发明实施例的谐振变换器500的导通时长控制器110的电路结构图。具体来说，在图5所示实施例中，所述导通时长控制器110包括：充电电容13；电流源单元14，提供充电电流给充电电容13充电，所述比较信号SC和脉宽信号PWM经逻辑单元15后用以控制电流源单元14的充电电流，当比较信号SC的上升沿早于脉宽信号PWM的下降沿来临时，所述电流源单元14的充电电流减小，而当比较信号SC的上升沿晚于脉宽信号PWM的下降沿来临时，所述电流源单元14的充电电流增大；复位开关16，与充电电容13并联耦接，当反馈信号VFB(或者反馈信号VFB与斜坡信号RAMP之和)小于电压参考信号REF时，所述复位开关16将充电电容13两端电压复位；比较单元17，响应充电电容13两端电压和参考电压VR，产生所述导通时长信号TON。
图5所示谐振变换器500的其他电路结构和运行原理与图2所示谐振变换器200相似，为叙述简明，这里不再详述。
图6为根据本发明实施例的谐振变换器600的电路结构示意图。图6所示实施例示意性地示出了导通时长控制器110的电路原理图。在图6所示实施例中，所述电流源单元14包括：第一电流源41，提供第一充电电流给充电电容13；第二电流源42，响应脉宽信号PWM的下降沿，提供第二充电电流源给充电电容13；电流吸收槽43，响应比较信号SC的上升沿，从充电电容13吸收电流。所述逻辑单元15包括：RS锁存器，响应比较信号SC的上升沿被复位，响应脉宽信号PWM的下降沿被置位，产生输出信号Q和/Q，以控制电流源单元14；其中所述第二电流源42响应脉宽信号PWM的下降沿开始给充电电容13充电，所述电流吸收槽43响应比较信号SC的上升沿开始从充电电容13吸收电流。
在一个实施例中，所述RS锁存器为上升沿触发。因此，所述谐振变换器600还包括反相器113，耦接在RS锁存器和脉宽信号PWM之间。
图6所示谐振变换器600的其他电路结构和运行原理与图2所示谐振变换器200相似，为叙述简明，这里不再详述。
在图5和图6所示实施例中，对导通时长信号TON的控制通过改变充电电流的大小，但是本领域的技术人员应该意识到，对导通时长信号TON的控制也可以通过改变充电电容的大小。此外，不管是改变充电电流还是充电电容，均为采用模拟方式实现控制，本领域技术人员应当意识到，对导通时长信号TON的控制也可以通过数字方式实现。
进一步地，本发明还提出了一种用于谐振变换器的方法。图7示意性示出了根据本发明实施例的用于谐振变换器的方法流程图700。所述谐振变换器包括：输入功率级、谐振网络、变压器和输出功率级，所述谐振变换器接收输入电压，产生受调制的输出电压，所述方法包括：
步骤701，反馈输出功率级产生的输出电压，得到电压反馈信号。
步骤702，比较电压反馈信号和电压参考信号的大小，产生比较信号，所述比较信号具有上升沿和下降沿。
步骤703，响应比较信号和导通时长信号，产生脉宽信号，所述脉宽信号具有上升沿和下降沿。
步骤704，响应脉宽信号和比较信号，产生所述导通时长信号，其中当比较信号的上升沿早于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号增大，当比较信号的上升沿晚于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号减小。
在一个实施例中，所述方法还包括：将所述脉宽信号进行分频得到两个控制信号，用以控制输入功率级和输出功率级的运行。
在一个实施例中，所述脉宽信号响应所述比较信号被置位、响应所述导通时长信号被复位。
前述各实施例的谐振变换器及其方法在输出电压变化时，及时调整功率开关的导通时长来调整开关频率，从而改变增益，改善了暂态响应。此外，前述各实施例的谐振变换器，其电路结构简单，可以自动在轻载、重载之间进行无缝切换。
虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (10)

1.一种谐振变换器，包括：
输入功率级，耦接至输入端口，接收输入电压，所述输入功率级包括互补导通的第一功率开关和第二功率开关，且在每个开关周期中，第一功率开关和第二功率开关的导通时间相同；
谐振网络、变压器和输出功率级，三者耦接在输入功率级和输出端口之间，产生受调制的输出电压；
控制电路，用以控制输入功率级和输出功率级，所述控制电路包括：
比较电路，根据表征输出电压的电压反馈信号和电压参考信号，产生比较信号，所述比较信号具有上升沿和下降沿；
逻辑电路，响应比较信号和导通时长信号，产生脉宽信号，用以控制输入功率级和输出功率级的运行，所述脉宽信号具有上升沿和下降沿；
导通时长控制器，响应比较信号和脉宽信号，产生所述导通时长信号，其中当比较信号的上升沿晚于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号减小；当比较信号的上升沿早于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号增大。
2.如权利要求1所述的谐振变换器，其中所述比较电路还接收斜坡信号，所述比较电路对电压反馈信号与斜坡信号之和与电压参考信号进行比较，产生所述比较信号。
3.如权利要求1所述的谐振变换器，其中所述导通时长控制器包括：
锁相环电路，接收比较信号和脉宽信号，所述锁相环电路对比较信号的上升沿和脉宽信号的下降沿进行相位锁定，产生调制信号；
计时器，对当前的导通时长信号和调制信号进行叠加，得到更新的导通时长信号。
4.如权利要求1所述的谐振变换器，所述导通时长控制器包括：
充电电容；
电流源单元，提供充电电流给充电电容充电，所述比较信号和脉宽信号经逻辑单元后用以控制电流源单元的充电电流；
复位开关，与充电电容并联耦接；
比较单元，响应充电电容两端电压和参考电压，产生导通时长信号。
5.如权利要求4所述的谐振变换器，当比较信号的上升沿早于脉宽信号的下降沿来临时，所述电流源单元的充电电流减小；当比较信号的上升沿晚于脉宽信号的下降沿来临时，所述电流源单元的充电电流增大。
6.如权利要求1所述的谐振变换器，还包括：
分频器，将脉宽信号进行分频得到两个控制信号，以控制输入功率级和输出功率级的运行。
7.一种用于谐振变换器的方法，所述谐振变换器包括：输入功率级、谐振网络、变压器和输出功率级，所述谐振变换器接收输入电压，产生受调制的输出电压，所述输入功率级包括互补导通的第一功率开关和第二功率开关，且在每个开关周期中，第一功率开关和第二功率开关的导通时间相同，所述方法包括：
反馈输出电压，得到电压反馈信号；
比较电压反馈信号和电压参考信号的大小，产生比较信号，所述比较信号具有上升沿和下降沿；
响应比较信号和导通时长信号，产生脉宽信号，用以控制输入功率级和输出功率级的运行，所述脉宽信号具有上升沿和下降沿；
响应脉宽信号和比较信号，产生所述导通时长信号，其中当比较信号的上升沿早于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号增大，当比较信号的上升沿晚于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号减小。
8.如权利要求7所述的方法，还包括：
将所述脉宽信号进行分频得到两个控制信号，以控制输入功率级和输出功率级的运行。
9.一种用于谐振变换器的控制电路，所述谐振变换器包括：输入功率级、谐振网络、变压器和输出功率级，所述谐振变换器接收输入电压，产生受调制的输出电压，所述输入功率级包括互补导通的第一功率开关和第二功率开关，且在每个开关周期中，第一功率开关和第二功率开关的导通时间相同，所述控制电路包括：
比较电路，根据表征输出电压的电压反馈信号和电压参考信号，产生比较信号，所述比较信号具有上升沿和下降沿；
逻辑电路，响应比较信号和导通时长信号，产生脉宽信号，用以控制输入功率级和输出功率级的运行，所述脉宽信号具有上升沿和下降沿；
导通时长控制器，响应比较信号和脉宽信号，产生所述导通时长信号，其中当比较信号的上升沿晚于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号减小，当比较信号的上升沿早于脉宽信号的下降沿时，导通时长信号增大。
10.如权利要求9所述的控制电路，其中所述导通时长控制器包括：
锁相环电路，接收比较信号和脉宽信号，所述锁相环电路对比较信号的上升沿和脉宽信号的下降沿进行相位锁定，产生调制信号；
计时器，对当前的导通时长信号和调制信号进行叠加，得到更新的导通时长信号。
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