JP2023503191A - 共振インバータ及び変換方法 - Google Patents

Abstract

共振インバータは、スイッチ回路網であって、スイッチング信号の位相を表す位相信号を含むフィードバック信号が前記スイッチ回路網から供給されるスイッチ回路網を有する。共振タンク回路は、第１スイッチ回路網出力に結合され、前記共振タンク回路の回路要素の両端の共振電圧を含むフィードバック信号を供給する。入力ノードから引き出されるべき基準電流が設定され、前記基準電流に基づいて基準位相が設定される。前記スイッチ回路網のための前記スイッチング信号は、前記共振電圧及び前記位相信号の間の位相差に基づいて、且つ前記基準位相に基づいて、制御される。この共振インバータは、共振インバータのスイッチ回路網の制御方式として、位相変調方式を採用している。この手法は、例えば数十ＭＨｚまでの、共振コンバータの高周波及び超高周波動作に適している。

Description

本発明は、共振インバータの分野に関し、とりわけ、共振コンバータにおける使用のための共振インバータに関する。

直列又は並列共振回路を有する共振コンバータはよく知られている。例えば、共振ＬＬＣコンバータは、ＬＥＤドライバ内で使用するためによく知られている。このような変換器は、相対的に低いスイッチング損失でのエネルギ効率の良い動作が可能であるという利点を有する。

共振コンバータは、定電流源又は定電圧源として構成又は動作され得る。定電流源は、ＬＥＤ構成を直接駆動するために使用されることができ、従って、一段（single stage）のドライバを可能にする。定電圧源は、例えば、定電圧源によって供給される出力電圧から得られる所定の電流でのＬＥＤへの対応する電力供給を確実にするために更なるドライバ電子機器を有するＬＥＤモジュールのために、使用されることができる。

ＬＬＣコンバータは、変換動作を制御するための（インバータスイッチと呼ばれる）スイッチング装置を有し、必要とされる出力が生成するために、フィードバック制御又はフィードフォワード制御を使用して、スイッチングが制御される。

主電源（又は他のＡＣ）電力が供給される電力変換器内で実施される別の機能は、力率補正（ＰＦＣ）である。ＡＣ電力システムの力率は、回路における皮相電力に対する負荷へ流れる有効電力の比率として定義される。１未満の力率は、電圧波形と電流波形とが同相ではないことを意味し、２つの波形の瞬時積（instantaneous product）を減少させる。有効電力は、回路の、特定の時間内に仕事を実施するための容量（capacity）である。皮相電力は、回路の電流と電圧との積である。負荷に蓄積され、供給源に戻されるエネルギのために、又は供給源から引き出される電流の波形を歪ませる非線形負荷のために、皮相電力は有効電力より大きいだろう。

電源が低い力率で動作している場合には、負荷は、より高い力率の場合と比べて、同じ量の有用な電力が伝達されるために、より多くの電流を引き出すだろう。

力率は、力率補正を用いて高められ得る。線形負荷の場合は、これは、コンデンサ又はインダクタの受動回路網の使用を含み得る。非線形負荷は、一般に、歪みを打ち消し、力率を上げるために、アクティブ力率補正（active power factor correction）を必要とする。

パッシブＰＦＣは、負荷の誘導効果又は容量効果を打ち消すよう作用するコンデンサ又はインダクタを加える反対符号の無効電力の供給によって、ＡＣ電力回路の力率を１に近づける。

アクティブＰＦＣは、力率を改善するよう負荷によって引き出される電流の波形を変えるためにパワーエレクトロニクスを利用する。アクティブＰＦＣ回路は、例えば、バック、ブースト又はバックブーストスイッチモードコンバータトポロジをベースにし得る。アクティブ力率補正は、一段又は多段であり得る。

スイッチモード電源の場合には、例えば、ブリッジ整流器と主電源貯蔵コンデンサとの間に、ＰＦＣブーストコンバータが挿入される。ブーストコンバータは、常に、ライン電圧と同相であり、且つ同じ周波数である電流を引き出しながら、その出力において一定のＤＣバス電圧を維持しようとする。電源内の別のスイッチモードコンバータが、ＤＣバスから所望の出力電圧又は電流を生成する。

力率補正は、例えば、（主）電源と負荷を駆動するスイッチモード電力変換器との間に配置される、（プリレギュレータと呼ばれる）専用の力率補正回路において実施されてもよい。これは、二段システムを形成し、（例えば２５Ｗより大きい）高出力ＬＥＤアプリケーションのための一般的な構成である。

力率補正は、その代わりに、スイッチモード電力変換器に組み込まれてもよく、その場合、これは、一段システムを形成する。この場合には、単一の共振タンク及びスイッチング装置が存在し、その場合、これが、力率補正、及び負荷に供給される所望の出力（ＬＥＤドライバの場合には電流）を維持するための入力と出力との間の変換比率の制御の両方を実施する。

アクティブ力率補正は、一般的に、負荷を調節することによって入力電流及び電圧波形の相対位相角が制御され得るように、入力電流及び電圧波形をコントローラに供給することを含む。

US 2014/0091718においては、ＰＦＣ回路として、前に整流器があるＬＬＣ ＤＣ／ＤＣコンバータを使用することが提案されている。ＬＬＣ共振コンバータは周波数制御され、そのために発振器が使用される。フィードバック制御システムの制御値は、インバータのスイッチング周波数である。共振電力変換器は、実際には、一般的に、操作値として使用されるスイッチング周波数でフィードバック制御される。

共振タンクを形成するために内部の構成要素を利用する自励発振型（self-oscillating）共振コンバータ回路も知られている。更に最近では、例えばＰＦＣフロントエンドとして動作する共振ＬＬＣコンバータのために、必要に応じて高い利得比率に関連する制御安定性の問題を解決するために、閾値に基づく制御方式が提案されている。その場合、スイッチング動作を実施するために、信号値（例えば、回路内で生じる電圧レベル）が使用される。例えば、US 8729830は、発振器及び周波数制御を採用するのではなく、インバータのスイッチング時間を決定するために共振タンクの状態の閾値検出を使用することによる、自励発振方式での共振ＤＣ／ＤＣコンバータの制御を開示している。

しかしながら、これらの閾値に基づく手法は、例えば０．５ＭＨｚを超える、より高い周波数においては、主に、ノイズ及び閾値検知に起因する遅延及び不正確さを補償するために必要とされる労力のために、非現実的になる。

従って、共振コンバータの動作を改善したいという、とりわけ、共振コンバータが力率補正（ＰＦＣ）回路としての役割を果たす場合の共振コンバータの力率を改善したいという、継続的な要望がある。

本発明は、請求項によって規定されている。

本発明の或る態様による例によれば、
変換のための入力を受け取るための入力ノードと、
前記入力ノードに接続されるスイッチ回路網（switch network）であり、少なくとも第１及び第２スイッチを含むスイッチ回路網であって、前記スイッチ回路網が、スイッチング信号によって制御され、スイッチ回路網出力が、前記第１及び第２スイッチの間に位置するノードにおいて規定され、前記スイッチ回路網が、前記スイッチング信号の位相を表す位相信号を含むフィードバック信号を供給するよう適合されるスイッチ回路網と、
前記スイッチ回路網出力に結合される共振タンク回路であって、前記共振タンク回路の回路要素の両端の共振電圧を含むフィードバック信号を供給するよう適合される共振タンク回路と、
前記入力ノードから引き出されるべき基準電流を設定するための電流設定ユニットと、
前記基準電流に基づいて基準位相を設定するための位相設定ユニットと、
前記共振電圧及び前記位相信号の間の位相差に基づいて、且つ前記基準位相に基づいて、前記スイッチ回路網のための前記スイッチング信号を生成するための位相制御回路とを有する共振インバータが提供される。

この共振インバータは、共振インバータのスイッチ回路網の制御方式として、位相変調方式を採用している。この手法は、例えば、全ての周波数での動作に適しており、前記全ての周波数は、例えば数十ＭＨｚまでの、共振コンバータの高周波及び超高周波動作を含む。位相差が測定され、インバータ電圧と共振タンク信号（例えば、共振コンデンサ電圧）との間の位相が、位相基準に従うよう制御される。測定されるべき位相信号は、閾値信号よりもはるかにノイズの影響を受けにくい。前記インバータは、追加の外部回路の必要性がわずかにしかない、低コストのＩＣ（例えば、クロックバッファ、周波数変調復調回路）で実施されることができる。

前記インバータは、力率補正を備えるＡＣ／ＤＣコンバータの一部として、又はＤＣ／ＤＣコンバータの一部として使用され得る。

前記位相制御回路は、例えば、位相ロックループを有する。これは、単純で低コストな位相制御手法を提供する。前記位相制御回路は、例えば、前記共振電圧と前記位相信号との間の位相差を検出するための位相検出器を有する。

前記位相制御回路は、
前記位相差信号及び前記基準位相の間の差をフィルタリングするループフィルタと、
前記ループフィルタからの出力によって駆動される電圧制御発振器とを有してもよい。

前記ループフィルタは、例えば、ＰＩＤフィルタであってもよい。

或る例においては、前記共振タンクは、ＬＬＣ回路を有する。しかしながら、ＬＣＣ又は他の共振コンバータなどの他の共振コンバータが実施されてもよい。

ＬＬＣ回路の例の場合は、前記共振電圧は、前記ＬＬＣ回路のコンデンサの両端の電圧であってもよい。前記フィードバック信号は、共振コンバータのタイプに依存する。例えば、ＬＣＣコンバータの場合は、直列共振コンデンサの両端の電圧が、前記ＬＬＣコンバータの場合と同様に使用されることができる。

前記位相信号は、例えば、前記第１スイッチ又は前記第２スイッチの両端の電圧である。

上述のように、本発明の共振インバータは、高周波動作に関してとりわけ興味深い。例えば、前記スイッチング信号の周波数は、少なくとも０．５ＭＨｚであってよい。

例えば、前記共振タンク回路は、出力電圧を含む更なるフィードバック信号を供給するよう適合され、前記電流設定ユニットは、少なくとも前記出力電圧に基づいて前記基準電流を設定するためのものである。これは、（例えばＤＣ／ＤＣコンバータの）前記出力電圧のフィードバック制御を可能にする、又は前記出力電圧の形状を考慮に入れることによって力率補正を可能にする。

前記共振インバータは、更に、前記入力ノードから引き出される入力電流を含む更なるフィードバック信号を供給するよう適合されてもよく、前記位相設定ユニットは、前記入力電流及び前記基準電流に基づいて前記基準位相を設定するためのものである。これは、（例えばＤＣ／ＤＣコンバータの）前記出力電流のフィードバック制御を可能にする、又はこの場合も先と同様に、力率補正機能の一部を形成し得る。

前記第１及び第２スイッチは、例えば、ハーフブリッジインバータを形成する。

本発明は、
ＡＣ入力と、
整流器であって、前記ＡＣ入力が、前記整流器の入力に結合される整流器と、
上記で規定されているようなコンバータであって、前記整流器の出力を、前記コンバータの入力として有するコンバータとを含むＡＣ／ＤＣ ＰＦＣコンバータも提供する。

本発明は、
上記で規定されているようなインバータと、
前記インバータの下流の負荷であって、１つ以上のＬＥＤから成るＬＥＤ装置のような負荷とを有する装置も提供する。

前記ＬＥＤ装置は、例えば、前記コンバータの出力を前記ＬＥＤ装置に適合させるための更なる出力段の後に設けられてもよい。

本発明は、
変換のための入力を受け取るステップと、
スイッチング信号を使用してスイッチ回路網を制御するステップであって、前記スイッチ回路網が、少なくとも第１及び第２スイッチを含み、スイッチ回路網の出力が、前記第１及び第２スイッチの間に位置するノードにおいて規定されるステップと、
前記スイッチング信号の位相を表す位相信号を含むフィードバック信号を前記スイッチ回路網から供給するステップと、
前記スイッチ回路網の前記出力を共振タンク回路に供給するステップと、
前記共振タンク回路の要素の両端の共振電圧を含むフィードバック信号を前記共振タンク回路から供給するステップと、
前記入力ノードから引き出されるべき基準電流を設定するステップと、
前記基準電流に基づいて基準位相を設定するステップと、
前記共振電圧及び前記位相信号の間の位相差に基づいて、且つ前記基準位相に基づいて、前記スイッチ回路網のための前記スイッチング信号を生成するステップとを有する変換方法も提供する。

前記方法は、
前記入力ノードから引き出される入力電流を含む更なるフィードバック信号を供給するステップを更に有してもよく、前記基準位相を設定するステップが、前記入力電流及び前記基準電流に基づく、且つ／又は
出力電圧を含む更なるフィードバック信号を供給するステップを更に有してもよく、前記基準電流を設定するステップが、少なくとも前記出力電圧に基づく。

本発明は、ＡＣ入力を整流するステップと、力率補正を実施するために上記で規定されている方法を使用する変換を提供するステップと、前記変換をしたＤＣ電圧に基づいてＬＥＤ負荷を駆動するステップとを有するＬＥＤ駆動方法も提供する。

下記の実施形態を参照して、本発明のこれら及び他の態様を説明し、明らかにする。

本発明のより良い理解のために、及び本発明がどのようにして実施され得るかをより明確に示すために、ここで、ほんの一例として、添付図面を参照する。
共振ＡＣ／ＤＣコンバータの例を示す。 発振器周波数制御の既知の例を示す。 閾値制御の既知の例を示す。 本発明による回路の第１例を示す。 図４の第１修正例を示す。 位相差と電流との間の既知の関係を示す。 図４の第２修正例を示す。 ＤＣ／ＤＣコンバータのための図４の第３修正例を示す。

図を参照して本発明について説明する。

詳細な説明及び特定の例は、装置、システム及び方法の例示的な実施形態を示しているが、説明の目的のためのものでしかなく、本発明の範囲を限定しようとするものではないことは理解されたい。本発明の装置、システム及び方法のこれら及び他の特徴、態様及び利点は、以下の説明、添付の特許請求の範囲及び添付の図面からよりよく理解されるようになるだろう。図は、単に概略的なものに過ぎず、縮尺通りには描かれていないことは、理解されたい。図の全体を通して、同じ参照符号は、同じ又は同様のパーツを示すために使用されていることも、理解されたい。

本発明は、スイッチ回路網であって、スイッチング信号の位相を表す位相信号が前記スイッチ回路網から供給されるスイッチ回路網を有する共振インバータを提供する。共振タンク回路は、第１スイッチ回路網出力に結合され、共振タンク回路の回路要素の両端の共振電圧のフィードバック信号を供給する。入力ノードから引き出されるべき基準電流が設定され、前記基準電流に基づいて基準位相が設定される。前記スイッチ回路網のための前記スイッチング信号は、前記共振電圧及び前記位相信号の間の位相差に基づいて、且つ前記基準位相に基づいて、制御される。従って、この共振インバータは、共振インバータのスイッチ回路網の制御方式として、位相変調方式を採用している。この手法は、例えば数十ＭＨｚまでの、共振コンバータの高周波及び超高周波動作に適している。

共振ＡＣ／ＤＣコンバータの例が、図１において示されている。ＬＬＣ共振回路は、ＰＦＣ段を形成し、従って、制御される出力電圧を有することによってＰＦＣプリレギュレータとして使用され得る。それは、制御される出力電流を有することによって一段のＬＥＤドライバとしても使用され得る。

回路は、後に（例えば、整流器ブリッジ１２の出力において平滑コンデンサを有する）整流器ブリッジ１２が続く主電源入力１０を有する。

コンバータは、一次側回路１６と二次側回路１８とを有する。一次側回路１６と二次側回路１８との間には、電気的絶縁が存在し得る。一次コイル２０と二次コイル２２とを有する変圧器が絶縁のために設けられる。一次コイル２０は、直列ＬＬＣ共振回路のインダクタンスのうちの１つとしての役割も果たす磁化インダクタンスを有する。ＬＬＣ共振回路は、例えば、（コイル２０が２つのインダクタを表すように）第２インダクタンスと、（この例においては２つのコンデンサ２６及び２７として形成されている）キャパシタンスとを有する。

ＬＬＣ回路においては、インダクタンス及びコンデンサは、任意の直列順序であってよい。インダクタは、ディスクリート部品を有してもよく、又は変圧器の漏れインダクタンスとして実施されてもよい。

一次側回路１６は、第１電源スイッチ２８と第２電源スイッチ３０とを有するハーフブリッジを含む。第１スイッチ及び第２スイッチは、同一であってもよく、ハーフブリッジは、（対称デューティサイクルを備える）対称ハーフブリッジの形態のものであってもよい。しかしながら、本発明は、対称デューティサイクルに限定されない。これらのスイッチは、電界効果トランジスタの形態のものであってもよい。共振ＬＬＣ回路は、２つのスイッチの間のノードに接続される。

各スイッチは、コントローラ３２によって供給されるそれぞれのゲート電圧ＧＳ０及びＧＳ１によってその動作タイミングを制御される。スイッチ２８、３０の制御のタイミングを決定するために、フィードバックが使用される。

コンバータの動作中、コントローラ３２は、特定の周波数で、相補的なやり方で、スイッチを制御する。これらの２つのゲート電圧は、１つのゲート制御信号ＧＳから導き出されてもよい。

要約すると、図１において示されている回路は、従って、ＡＣ入力１０と、整流器１２と、ハイサイドスイッチ（第１電源スイッチ２８）及びローサイドスイッチ（第２電源スイッチ３０）を含むハーフブリッジインバータとを有するＡＣ／ＤＣ ＰＦＣ一段コンバータであって、出力が、スイッチ間のノードから規定されるＡＣ／ＤＣ ＰＦＣ一段コンバータである。自励発振ＬＬＣ回路が出力に結合される。コントローラは、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチのスイッチングを制御するためのゲート駆動信号ＧＳを生成するために使用される。高いゲート駆動信号は、一方のスイッチをオンにすると共に、他方のスイッチをオフにし、低いゲート駆動信号は、一方のスイッチをオフにすると共に、他方のスイッチをオンにする。

或る既知の手法においては、一次側回路１６は、例えば第１又は第２スイッチを介して、回路に流れる電流の時間にわたる平均値を示す変数を検出する。負荷についての情報は、一次側回路における測定電流に基づいて導き出される。測定電流は、負荷と直接的な関係を有し得る。

二次側１８は、二次コイル２２の下流に接続される整流器３４を有する。整流器は、フルブリッジ整流器（例えば、ダイオードブリッジ）であってもよく、単一の二次コイルであって、その端部において整流器回路に結合する単一の二次コイルが使用されてもよい。その代わりに、二次コイル２２の中央部が二次側回路の出力に結合されてもよい。その場合、二次コイル２２の端部は、２つのダイオードだけを備えるハーフブリッジ整流器を介して出力に結合されてもよい。

出力電圧ｖｏが供給される整流器の出力間には、貯蔵コンデンサ３６が接続される。ＬＥＤ負荷又は他の出力段は、直接、又は更なる出力回路を介して、出力に接続される。ＬＥＤ負荷は、１つのＬＥＤ若しくは複数のＬＥＤ、又は１つのレーザダイオード若しくは複数のレーザダイオードを有してもよい。

スイッチ２８、３０を、出力電圧又は電流が或る特定の所望の値又は値の範囲に調整されるようなオン及びオフ状態に駆動するための、並びにＰＦＣ回路の場合は力率補正も実施するための、制御方式が必要とされる。

パワートレインを最大限に活用し、最大効率を達成するためには、（少なくとも全負荷時に）コンバータを対称的に動作させ、二次側の整流器及び変圧器に等しく負荷をかけることが望ましい。巻数比及び漏れに関して対称であるセンタータップ（center-tapped）出力巻線を備える変圧器の場合には、ハーフブリッジ（即ち、そのスイッチノード）のデューティサイクルが５０％に保たれる場合に、二次側の対称性は確保されることができる。

コンバータの制御は、所与の出力電圧ｖｏを維持し、主電源電流ｉｍを主電源電圧ｖｍに比例させることを目的としている。この手法をターゲットにした様々なやり方が説明されている。

直接周波数制御
共振コンバータを制御する標準的な手法は、スイッチング周波数（即ち、発振器周波数）を、例えばコンバータの入力電流を制御するフィードバックシステムの直接的操作変数（immediate manipulating variable）として使用する。

図２は、図１の共振コンバータを単一のユニット４０として、発振器周波数制御の例を示しており、図は、ゲート信号ＧＳを生成するための回路を示している。

出力電圧ｖｏは、電流設定ユニット４２に供給され、電流設定ユニット４２は、出力電圧を基準入力電流ｉｍ＿ｒｅｆに変換する。基準入力電流は、主電源入力電圧（図１におけるｖｍ）にも基づいており、これは、力率１にするために電流が従わなければならない形状を与える。基準入力電流は、測定入力電流ｉｍと比較され、差は、ループフィルタ４４によってフィルタリングされる。ループフィルタの出力が、電圧制御発振器ＶＣＯ４６を制御し、電圧制御発振器ＶＣＯ４６が、ゲート信号ＧＳを生成する。

従って、フィードバック制御パラメータとして、電流が使用され、所望の出力電圧に基づいて目標電流が設定される。

この手法の問題は、コンバータが相対的に大きな利得比に対処しなければならない場合（即ち、入力電圧に対する出力電圧の比率の変動が大きい場合）、制御の不安定性を回避することが困難であることである。これらの不安定性は、共振コンバータによくあるような、電圧利得対周波数特性の大きく変化する急峻さに起因する。

例として、ＰＦＣ用途におけるＬＬＣコンバータの場合は、コンバータが主電源ゼロへ動作するのに近いほど、この問題は顕著になるが、これは、低い全高調波歪みの観点から高い力率にするために必要とされる。

閾値制御
様々な閾値制御方式があるが、これらは、全て、インバータのスイッチングの瞬間におけるコンバータの状態変数（例えば、共振タンクのCンデンサ電圧ｖＣ）が、スイッチングサイクルごとの変換エネルギと線形関係にあることを利用する。

図３は、この場合も先と同様に図１の共振コンバータが単一のユニット４０として表されている、閾値制御の例を示しており、図は、ゲート信号ＧＳを生成するための回路を示している。

コンバータの状態変数は、コンデンサ電圧ｖＣであり、コンデンサ電圧ｖＣは、制御ユニット５０に供給される。

出力電圧ｖｏは、この場合も先と同様に、ユニット４２において目標電流ｉｍ＿ｒｅｆに変換され、これは、コンバータの状態変数、この例においてはコンデンサ電圧の目標値に変換される。目標は、ｖＣＴＨ＿ｒｅｆとして示されている。これは、ユニット５２において行われる。

破線で示されているように、電流ｉｍのための電流フィードバック経路はあってもよく、又はなくてもよい。

直接閾値制御
この場合には、インバータが、閾値検出に直接応答して転流（commutate）される。この方式は、発振器を必要とせず、「自励発振型」と呼ばれる。US 8729830が、例を示している。

この方式は、変換エネルギを直接制御することから、この方式では、周波数制御の不安定性は克服されることができる。しかしながら、閾値検出は、ノイズの影響を受けやすく、このことは、（自励）発振の突然の停止につながる可能性がある。
カスケード閾値制御（Cascaded Threshold control）

閾値制御は、追加の内側ループを加えることによってカスケードにされることができる。このような場合には、インバータは、この場合も先と同様に、発振器によって作動され、発振器は、閾値制御によって操作される。

発振器の（再）導入により、ノイズの問題は解決されるが、閾値制御に関連する直接電力制御手法は維持される。しかしながら、信頼性の高い閾値検知は、（コスト、サイズ及び複雑さの点で）かなりの回路努力（circuit effort）を必要とし、約０．５ＭＨｚを超えるより高い周波数においては、もはや現実的ではない。

図４は、本発明による回路の第１例を示している。この場合も先と同様に、図１の共振コンバータは、単一のユニット４０として示されており、図は、ゲート信号ＧＳを生成するための回路を示している。

制御変数は、位相遅れ信号ｐｈｉである。

出力電圧ｖｏは、この場合も先と同様に、電流設定ユニット４２において目標電流ｉｍ＿ｒｅｆを生成するために（入力電圧と組み合わせて）使用され、これは、位相差、即ち、位相遅れの目標値ｐｈｉ＿ｒｅｆに変換される。これは、位相設定ユニット６０において行われる。

位相制御回路６２は、フィードバック位相差、即ち、位相遅れの信号ｐｈｉを生成する。

共振コンバータ４０内のスイッチ回路網は、スイッチング信号の位相を表す位相信号であるフィードバック信号ｖｙを供給する。

共振コンバータ４０の共振タンクは、共振タンク回路の回路要素の両端の共振電圧ｖＣを含む更なるフィードバック信号を供給する。更に、この例においては、出力電圧ｖｏが、更なるフィードバック信号として供給される。

電流設定ユニット４２は、この例においては出力電圧ｖｏと入力電圧ｖｍとに基づいて、入力ノードから引き出されるべき基準電流を設定する。位相設定ユニット６０は、基準電流ｉｍ＿ｒｅｆに基づいて基準位相差（即ち、基準位相遅れ）ｐｈｉ＿ｒｅｆを設定する。

位相制御回路６２は、共振電圧ｖＣと位相信号ｖｙとの間の位相差を検出する位相検出器６４を有する。位相差は、基準位相差ｐｈｉ＿ｒｅｆと比較され、差から位相誤差ｐｈｉ＿ｅｒｒが導き出される。

この位相誤差が、ループフィルタ６６に加えられ、ループフィルタの出力が、ゲート信号ＧＳを導き出すようＶＣＯ６８を駆動する。

従って、共振インバータは、共振インバータのスイッチ回路網の制御方式として、位相変調方式を採用している。この手法は、例えば数十ＭＨｚまでの、共振コンバータの高周波及び超高周波動作に適している。測定位相差信号は、閾値信号よりもはるかにノイズの影響を受けにくい。

図４の回路は、主電源電流測定を使用せずに高力率にすることができる。主電源電流と位相との間の既知の関係が、主電源電流の測定を回避するために使用され得る。この回路は、共振タンクの状態変数（この例においてはｖＣ）とインバータのスイッチング状態に関連する電圧ｖｙとの間の位相遅れｐｈｉを閉ループにおいて制御する。

図４の例においては、状態変数は、共振コンデンサ電圧ｖＣであり、電圧ｖｙは、インバータの上側スイッチの両端の電圧である。フルブリッジインバータの場合（即ち、第２ハーフブリッジインバータが採用される場合）には、ｖｙは、第２ハーフブリッジの下側スイッチの両端の電圧であり得る。

他の例においては、ゲート駆動信号ＧＳ０が、位相遅れｐｈｉを処理するための基準信号として使用されることができる。

電圧は、容量分圧器によって測定されることができ、位相検出器は、好ましくは、自己バイアス入力を有し、これは、２つの測定信号の変動振幅によりよく対処するのに役立つ。

入力電流ｉｍが高すぎる場合、これは、基準位相遅れｐｈｉの減少につながり、これは、変換電力の減少を意味し、従って、電流の減少を意味する、ＶＣＯ入力電圧の増加をもたらす(逆もまた同様である)。

図５は、位相差ｐｈｉがユニット７０によって入力電流値ｉｍ＊に変換される、図４の修正例を示している。図４からの繰り返されている構成要素については説明しない。

その場合、フィードバック制御の減算ステップは、基準電流ｉｍ＿ｒｅｆと入力電流値ｉｍ＊との間にある。その場合、入力電流誤差ｉｍ＿ｅｒｒが生じる。入力電流誤差ｉｍ＿ｅｒｒは、ユニット７２において位相差誤差ｐｈｉ＿ｅｒｒに変換される。

図５においては、モデル化された（又は観察された）主電源電流ｉｍ＊を、実際に測定されたものの代わりに生成するために、主電源電流及び位相の関係が逆に適用される。結果として生じる電流誤差は、位相誤差に比例し、図４と同様に制御される。

上記で説明したように、図４及び５の例は，位相差（位相遅れ）と電流の間の既知の関係を生かして、主電源電流測定の必要性をなくしている。図６は、共振コンバータの例について、この関係を示している。主電源電流ｉｍと位相遅れｐｈｉとの間で示される相対的な線形性は、依然として、例えば０．９を超える、高い力率を達成することを可能にする。

図７は、図４の代替修正例として示されている代替設計であって、主電源電流が測定される代替設計を示している。

図４からの繰り返されている構成要素については説明しない。

電流設定ユニット４２の出力における基準電流ｉｍ＿ｒｅｆから、主電源電流測定信号ｉｍが減算される。これは、電流誤差ｉｍ＿ｅｒｒをもたらし、電流誤差ｉｍ＿ｅｒｒは、ループフィルタ８０の形態の追加の制御ループに供給される。それは、基準位相差ｐｈｉ＿ｒｅｆを生成し、基準位相差ｐｈｉ＿ｒｅｆは、次いで、図４と同様に処理される。

位相差は、内側フィードバック制御パラメータのままであり、従って、（内側）位相制御ループが存在する。

図８は、出力電流ｉｏを制御するＤＣ／ＤＣコンバータ（従って、ＰＦＣ機能なしのもの）を示している。内側電流制御ループは、図７と比較して変わっていない。コンバータがもはや力率補正を実施しないことから、出力電圧に基づく基準電流ｉｏ＿ｒｅｆの変調（即ち、図７のユニット４２）は取り除かれている。この回路は、例えば、ＬＥＤドライバの絶縁出力段として使用され得る。その代わりに、同じ内側制御ループが、出力電圧を制御するために使用されてもよい。

例として、（位相検出器及びＶＣＯを含み、ループフィルタが接続され得る）位相制御回路６２として、ＨＣ４０４６電圧制御発振器回路が使用され得る。この回路は、位相遅れに比例した信号を生成する。

このタイプの位相検出器ＩＣは、例えば、入力間の位相差をゼロにするよう制御するよう設計される。しかしながら、このような回路は、位相差を、任意の所与の基準値を示すよう制御するために使用されることもできる。前記回路は、自己バイアス入力（ＳＩＧ＿ＩＮ、ＣＯＭＰ＿ＩＮ）並びに位相比較器及びＶＣＯを有する。前記回路は、ループフィルタの追加、及び基準位相遅れによる制御誤差の形成を可能にするよう設計される。このような回路は、数十ＭＨｚまでの様々な周波数範囲のために利用可能である。

位相検出器は、その代わりに、例えば、ＥＸＯＲ検出器、ポジティブエッジトリガ（positive edge-triggered）位相及び周波数検出器、又はポジティブエッジトリガ順次位相検出器によって、実現されることができる。位相検出器及びＶＣＯはまた、ディスクリート（非集積）回路によって実現されてもよい。

検知、信号調整又はゲート駆動に関連するもののような制御における遅延は、経時的にほぼ一定であり、容易に補償されることができる。これらの遅延は、例えば、図６において示されている関係にオフセットを導入する、即ち、その場合、位相検出器の両方の入力の全体的な遅延に依存して、曲線が上下にシフトされる。

当業者は、請求項記載の発明の実施において、図面、明細及び添付の特許請求の範囲の研究から、開示されている実施形態に対する変形を、理解し、達成することができる。特許請求の範囲において、「有する」という単語は、他の要素又はステップを除外せず、単数形表記は、複数性を除外しない。

単一のプロセッサ又は他のユニットが、特許請求の範囲において挙げられている複数のアイテムの機能を果たしてもよい。

単に、或る特定の手段が、相互に異なる従属請求項において挙げられているという事実は、これらの手段の組み合わせは有利になるようには使用されることができないことを示すものではない。

特許請求の範囲又は明細書において「～するよう適合される」という用語が使用されている場合には、「～するよう適合される」という用語は、「～するよう構成される」という用語と同等であるよう意図されていることに留意されたい。

特許請求の範囲における如何なる参照符号も、範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。

Claims (15)

1. 変換のための入力を受け取るための入力ノードと、
   前記入力ノードに接続されるスイッチ回路網であり、少なくとも第１及び第２スイッチを含むスイッチ回路網であって、前記スイッチ回路網が、スイッチング信号によって制御され、スイッチ回路網出力が、前記第１及び第２スイッチの間に位置するノードにおいて規定され、前記スイッチ回路網が、前記スイッチング信号の位相を表す位相信号を含むフィードバック信号を供給するよう適合されるスイッチ回路網と、
   前記スイッチ回路網出力に結合される共振タンク回路であって、前記共振タンク回路の回路要素の両端の共振電圧を含むフィードバック信号を供給するよう適合される共振タンク回路と、
   前記入力ノードから引き出されるべき基準電流を設定するための電流設定ユニットと、
   前記基準電流に基づいて基準位相を設定するための位相設定ユニットと、
   前記共振電圧及び前記位相信号の間の位相差に基づいて、且つ前記基準位相に基づいて、前記スイッチ回路網のための前記スイッチング信号を生成するための位相制御回路とを有する共振インバータ。
2. 前記位相制御回路が、位相ロックループを有する請求項１に記載のインバータ。
3. 前記位相制御回路が、前記共振電圧と前記位相信号との間の位相差を検出するための位相検出器を有する請求項１又は２に記載のインバータ。
4. 前記位相制御回路が、
   前記位相差信号及び前記基準位相の間の差をフィルタリングするためのループフィルタと、
   前記ループフィルタからの出力によって駆動される電圧制御発振器とを有する請求項１乃至３のいずれか一項に記載のインバータ。
5. 前記共振タンクが、ＬＬＣ回路を有する請求項１乃至４のいずれか一項に記載のインバータ。
6. 前記共振電圧が、前記ＬＬＣ回路のコンデンサの両端の電圧である請求項５に記載のインバータ。
7. 前記位相信号が、前記第１スイッチ又は前記第２スイッチの両端の電圧である請求項１乃至６のいずれか一項に記載のインバータ。
8. 前記第１及び第２スイッチが、ハーフブリッジインバータを形成する請求項１乃至７のいずれか一項に記載のインバータ。
9. 更に、前記入力ノードから引き出される入力電流を、更なるフィードバック信号として供給するよう適合され、前記位相設定ユニットが、前記入力電流及び前記基準電流に基づいて前記基準位相を設定するためのものである請求項１乃至８のいずれか一項に記載のインバータ。
10. 前記共振タンク回路が、出力電圧を含む更なるフィードバック信号を供給するよう適合され、前記電流設定ユニットが、少なくとも前記出力電圧に基づいて前記基準電流を設定するためのものである請求項１乃至９のいずれか一項に記載のインバータ。
11. ＡＣ入力と、
    整流器であって、前記ＡＣ入力が、前記整流器の入力に結合される整流器と、
    請求項１０に記載のインバータであって、前記整流器の出力を、前記インバータの入力として有するインバータとを含むＡＣ／ＤＣ ＰＦＣコンバータ。
12. 請求項１乃至１０のいずれか一項に記載のインバータと、
    前記インバータの下流の負荷であって、１つ以上のＬＥＤから成るＬＥＤ装置のような負荷とを有する装置。
13. 変換のための入力を受け取るステップと、
    スイッチング信号を使用してスイッチ回路網を制御するステップであって、前記スイッチ回路網が、少なくとも第１及び第２スイッチを含み、スイッチ回路網の出力が、前記第１及び第２スイッチの間に位置するノードにおいて規定されるステップと、
    前記スイッチング信号の位相を表す位相信号を含むフィードバック信号を前記スイッチ回路網から供給するステップと、
    前記スイッチ回路網の前記出力を共振タンク回路に供給するステップと、
    前記共振タンク回路の要素の両端の共振電圧を含むフィードバック信号を前記共振タンク回路から供給するステップと、
    前記入力ノードから引き出されるべき基準電流を設定するステップと、
    前記基準電流に基づいて基準位相を設定するステップと、
    前記共振電圧及び前記位相信号の間の位相差に基づいて、且つ前記基準位相に基づいて、前記スイッチ回路網のための前記スイッチング信号を生成するステップとを有する変換方法。
14. 前記入力ノードから引き出される入力電流を含む更なるフィードバック信号を供給するステップを更に有し、前記基準位相を設定するステップが、前記入力電流及び前記基準電流に基づく、且つ／又は
    出力電圧を含む更なるフィードバック信号を供給するステップを更に有し、前記基準電流を設定するステップが、少なくとも前記出力電圧に基づく、請求項１３に記載の方法。
15. ＡＣ入力を整流するステップと、力率補正を実施するために請求項１３又は１４に記載の方法を使用する変換を提供するステップと、前記変換をしたＤＣ電圧に基づいてＬＥＤ負荷を駆動するステップとを有するＬＥＤ駆動方法。

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