JP2021087343A - 非接触給電システム及び非接触給電制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】パルス密度変調（ＰＤＭ）制御において、電力伝送効率と電力制御の分解能を高めた非接触給電システムを提供する。【解決手段】ＰＤＭ制御を用いた電磁誘導方式非接触給電システムにおいて、送電コイルを持つ送電側回路のスイッチングを制御する制御部は、受電側回路の負荷電圧制御又は負荷電流制御に基づく変調度を入力し信号を生成するΔ−Σ変換型ＰＤＭ信号生成部２０を備え、ランダムに分散されたパルス信号パターンを生成する。制御部は、送電コイルの電流位相を検出する位相検出部１２と、検出した電流位相とリファレンス値との位相差をロックし、送電側回路の共振周波数に対してスイッチング周波数を追従させ、スイッチング周波数のパルス信号を出力する。【選択図】図１

Description

本発明は、電磁誘導方式非接触給電システムに関し、特に、パルス密度変調（ＰＤＭ）を用いる非接触給電システムに関するものである。

電磁誘導方式を主とする非接触給電システムにおいては、高周波スイッチング動作および高効率電力変換を可能とする共振形コンバータが不可欠であり、送受電コイル間の位置ズレやギャップ長の変動に付随してそれらの結合度が変化する。結合度の変化に伴い、回路が有する共振周波数が変化するため、電力の伝送能力を高めるためには、共振周波数を追従する制御と併せて負荷電力制御を行う必要がある。この負荷電力制御の手段としては、非対称パルス幅変調（ＰＷＭ）制御、パルス周波数変調（ＰＦＭ）制御があるが、何れもパワー半導体スイッチのソフト転流動作が限定的であることや、電磁波障害および受動フィルタ回路設計の複雑化などの観点から、実用上、いずれの技術も適用困難であった。

一方、非接触給電システムの負荷電力制御の手段として、上記ＰＷＭやＰＦＭ以外に、送電側回路のブリッジレッグを構成する２素子のスイッチングによる電力注入期間に電力休止期間（電力非注入期間）を挟むパルス密度変調（ＰＤＭ）制御が適用されている（例えば、非特許文献１を参照）。ＰＤＭ制御は、負荷率に大きく依存せずパワー半導体素子のソフトスイッチング動作が維持しやすく、可聴音領域を超える高周波スイッチングとの組み合わせに好適な電力制御手段である。このＰＤＭ制御の原理の根幹部となる変調度の決定手段として、ＯＮ／ＯＦＦ制御などが従来から提案されている（例えば、非特許文献２を参照）。

Nam-Ju Park et al., "A Power-Control Scheme With Constant Switching Frequency in Class-D Inverter for Induction-Heating Jar Application", IEEE Transactions on Industrial Electronics, IEEE Journal Article, Vol.54, Iss.3, pp.1252-1260, 2007. H.Y. Leung et al., "Pulse density modulated control patterns for inductively powered implantable devices based on energy injection control", IET J. Power Electron., Vol.6, iss.6, pp.1015-1057, 2013.

ＯＮ／ＯＦＦ制御の変調度決定手段を採用したＰＤＭ制御では、所定の周波数のパルス間隔で、ＯＮ期間とＯＦＦ期間を変えて、２次側（受電側）の電流を制御するため、受電側の電流がＯＮとＯＦＦの期間に応じて、スイッチング周波数に対して低周波の脈動（リップル）を生じることから、効率や安定性面で問題があった。特に、スイッチングの休止と開始の切り替え時に、パワー半導体素子の導通電流や入出力フィルタでのリップルが顕著となり、電力の伝送効率が低下する問題があった。

また、従来のＰＤＭ制御では、所定の周波数のパルス間隔で、ＯＮ期間とＯＦＦ期間を離散的に制御する離散系の電力制御を行っていることから、電力制御の分解能が低く離散的であるため、より高精度な負荷電力調整が求められる電源システムに適用が困難という問題があった。
特に軽負荷領域では、電力休止期間が長サイクルに及ぶため、過渡期における共振電流の振幅値が大幅に減衰し、出力電圧リップルが増大する問題があり、そのため、パワー半導体素子の大幅なディレーティングや出力平滑フィルタが大容量化する懸念があった。

また、非接触給電の場合、固定のトランスとは異なり、送電コイルと受電コイルとの間の位置ズレにより、送受電コイルの結合係数が変化し、系の固有振動数が変動する。また、送受電コイルの結合係数が変化すると、コイルと共振用コンデンサの複合共振回路において共振条件を満たす周波数（以下、単に、共振振動数という）が変動し、伝送電力及びスイッチング損失による電力伝送効率が低下する問題があった。

かかる状況に鑑みて、本発明は、パルス密度変調（ＰＤＭ）制御において、連続的に続く電力休止区間をランダムに分散させる制御を導入し、また、共振周波数に対してスイッチング周波数を追従させ、出力電圧リップルを減らし、電力伝送効率と電力制御の分解能を高めた非接触給電システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決すべく、本発明の非接触給電システムは、パルス密度変調（ＰＤＭ）制御を用いた電磁誘導方式非接触給電システムにおいて、送電コイルを持つ送電側回路のスイッチングを制御する制御部は、受電側回路の負荷電圧制御又は負荷電流制御に基づく変調度を入力し信号を生成するΔ−Σ変換型ＰＤＭ信号生成部を備え、ランダムに分散されたパルス信号パターンを生成することを特徴とする。

上記の構成によれば、ＰＤＭ制御の全周期を調整する制御部において、Δ−Σ変換を用いて、連続するスイッチング休止区間を最小化するようランダムに分散されたパルス信号パターンを生成することにより、上述の出力電圧リップルを低減でき、さらに、無数のパルス信号パターンを生成することが可能となり、より安定的で連続的な電力制御が可能となる。

ここで、Δ−Σ変換型ＰＤＭ信号生成部は、変調度と０又は１との差分を算出する差分回路と、差分回路の出力値を積算していく積算回路と、送電側回路のスイッチングパルスをクロック信号として入力し、積算回路の積算値と変調度指令値とを比較するＤフリップフロップ回路と、Ｄフリップフロップ回路の出力に応じてパルス信号パターンを出力するスイッチ回路から構成されることが好ましい態様である。

変調度指令値は、受電側回路の負荷電圧又は負荷電流の制御回路からワイヤレス信号伝送を介して、送電側回路の制御部のΔ−Σ変換型ＰＤＭ信号生成部に送信される。

制御部は、送電側回路における送電コイルの電流位相を検出する位相検出部と、検出した電流位相とリファレンス値との位相差をロックし、送電側回路の共振周波数に対してスイッチング周波数を追従させる周波数追従部と、スイッチング周波数のパルス信号を出力する信号出力部を更に備える。そして、ＰＤＭ信号生成部は、信号出力部から出力されたパルス信号を入力し、パルス信号パターンを生成する。

送電側コイルと受電側コイルとの間の位置ズレにより、送受電コイルの結合係数が変化すると、系の固有周波数は変動するが、後述するように、固有周波数と送電側および受電側にある直列補償回路の共振周波数とがほぼ同じ値になることから、送電側回路の電流位相と共振周波数を計測し、それらの値にスイッチング動作の周波数を自動的に追従する制御を行うことにより、送受電コイルの結合係数が変化して固有周波数および共振周波数が変化した場合においても、効率よい制御を可能にする。特に、非接触給電の場合は主回路のみならず、そのサブシステムであるコントローラにおいても送電側と受電側が非接触であり、送電側だけの電流を検出することにより周波数の自動追従ができることは、大きなメリットである。仮に受電側での電流を検出する場合であれば、送電側へ無線通信モジュールなどを用いてデータ転送を行う必要があるからである。

本発明の非接触給電システムにおいて、送電側回路は、ハーフブリッジ構造であってもよく、またフルブリッジ構造であってもよい。また、本発明の非接触給電システムにおいて、送電コイルを持つ送電側回路と受電コイルを持つ受電側回路とで構成される主回路は、非対称ハーフブリッジ構造のＤＣ−ＤＣコンバータで構成される態様が広く適用できるが、特にこれに限定されるというものではなく、例えば、受電側が直流の給電でなく、交流を供給するインバータであっても構わない。なお、ハーフブリッジ構造であれば、電力供給区間においてハイサイドスイッチとローサイドスイッチはデットタイムを含め５０％のオン時比率で駆動する。一方、電力休止区間では、ハイサイドスイッチは常時オフ、ローサイドスイッチは常時オンの状態を維持する。これにより、電力休止区間でも共振周波数と近接する固有周波数にて送電コイル電流を維持することができ、次に訪れる電力供給区間への遷移時にハイサイド／ローサイドスイッチのゼロ電圧ソフトスイッチングを達成できる。また、過渡電流も軽減できる。

次に、本発明の非接触給電制御方法について説明する。
本発明の非接触給電制御方法は、パルス密度変調（ＰＤＭ）制御を用いた電磁誘導方式非接触給電の制御方法において、送電コイルを持つ送電側回路のスイッチングを制御する制御方法は、受電側回路の負荷電圧制御又は負荷電流制御に基づく変調度を入力し信号を生成するΔ−Σ変換型のＰＤＭ信号生成ステップを備え、ランダムに分散されたパルス信号パターンを生成する。

Δ−Σ変換型ＰＤＭ信号生成ステップは、変調度と０又は１との差分を算出する差分ステップと、差分ステップの出力値を積算していく積算ステップと、送電側回路のスイッチングパルスをクロック信号として入力し、積算ステップの積算値と変調度指令値とを比較する比較ステップと、比較ステップの出力に応じてパルス信号パターンを出力する信号パターン出力ステップを備える。

また変調度指令値は、受電側回路の負荷電圧又は負荷電流の制御回路からワイヤレス信号伝送を介して、送電側回路の制御部のΔ−Σ変換型ＰＤＭ信号生成部に送信される。そして、送電側回路における送電コイルの電流位相を検出する位相検出ステップと、検出した電流位相とリファレンス値との位相差をロックし、送電側回路の共振周波数に対してスイッチング周波数を追従させる周波数追従ステップと、スイッチング周波数のパルス信号を出力する信号出力ステップを更に備える。そして、ＰＤＭ信号生成ステップは、信号出力ステップから出力されたパルス信号を入力し、パルス信号パターンを生成する。

本発明の非接触給電システムによれば、パルス密度変調（ＰＤＭ）を負荷電力制御に用い、連続的に続く電力休止区間をランダムに分散させ、電力伝送効率を高めるといった効果がある。また、本発明の非接触給電システムによれば、パルス密度サイクルをあらゆるパターンでより細かく制御でき、パルスの高周波化が図れることから、離散値原理に基づきながら連続的な電力制御が可能となるといった効果がある。

実施例１の非接触給電システムの構成図 制御パターンの説明図 ＰＤＭ信号生成部（PDM Controller）の回路構成図 ＰＤＭ制御の動作波形図 ＰＤＭの変調度Ｄ_ｐの説明図 電圧リップル特性の説明図 変調度０．４の場合におけるＰＤＭ信号生成部の内部信号波形の説明図 変調度０．７の場合におけるＰＤＭ信号生成部の内部信号波形の説明図 実証実験結果の観測波形（１） 実証実験結果の観測波形（２） 共振周波数追従を行うＰＤＭ制御の定常状態特性の説明図 共振周波数追従を行うＰＤＭ制御の効率曲線を示すグラフ システムの等価回路図 結合係数に応じた各周波数特性の説明図 実施例２の非接触給電システムの構成図

以下、本発明の実施形態の一例を、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。

図１は、本発明の非接触給電システムの一実施形態の主回路構成に制御機能ブロック図を含めたシステム構成図を示している。図１（１）に示す主回路は、２石のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１、Ｑ_２）を直列に接続したハーフブリッジ回路のインバータ、送電コイルＬ_１とその漏れ磁束補償用直列キャパシタＣ_１、受電コイルＬ_２とその漏れ磁束補償用直列キャパシタＣ_２、出力整流ダイオード（Ｄ_ｏ１、Ｄ_ｏ２）、出力コンデンサＣ_ｏから構成され、送電側電源Ｖ_ｉｎの電力を受電側負荷（バッテリなど）Ｒ_０に対して非接触で給電する。

本発明の非接触給電システムでは、負荷電力制御のためのＰＤＭ制御と併用して、送受電コイルの結合係数の変化に応じて変動する主回路の固有周波数および共振周波数に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ_１、Ｑ_２）のスイッチング動作の周波数を追従させる制御（以下、共振周波数追従、ＲＦＴという）を行う。共振周波数追従では、送受電コイル間の幅広いギャップ長においても一定の力率をとるスイッチング周波数ｆ_ｓを決定し、固有振動を利用したパワー半導体スイッチのゼロ電圧ソフトスイッチング（ＺＶＳ）動作を実現する。

ＰＤＭ制御では、全周期Ｔ_ｐのうち非スイッチング区間合算をＴ_{ｐ，ｏｆｆ、}スイッチング区間合算をＴ_{ｐ，ｏｎ，ｋ（ｋ＝１，２， ・・・ｎ）}とすると、パルス密度（＝変調度）Ｄ_ｐは、電力注入期間を全周期で除算して下記数式１により与えられる。

従来方式のＰＤＭ制御では、図２（１）に示すように、スイッチング周期Ｔ_ｓの整数倍（Ｎ倍）とし、制御パターンの全周期Ｔ_ｐをＮ×Ｔ_ｓとすると、その周期内で連続して電力供給期間（Ｔ_ｐ,ｏｎ）が配置され、その電力供給期間（Ｔ_ｏ,ｏｎ）の後に連続して電力休止区間（Ｔ_{ｐ,ｏｆｆ}）が配置される。そのため、出力を低下させるに従い、相対的に電力休止区間が増し、電力供給へと移行する際の過渡期間が増大する。その結果、送受コイル電流の寄生振動が増長され、入出力フィルタでの損失を合わせて電力変換効率が低下する。
本発明の非接触給電システムにおけるＰＤＭ制御では、Δ−Σ変換を用いて、図２（２）に示すように、連続するスイッチング休止区間を最小化するようランダムに分散されたパルス信号パターンを生成することにより、出力電圧リップルを低減する。また、無数のパルス信号パターンを生成でき、より安定的で連続的な電力制御を実現する。電力供給区間群の数ｎの決定については、Δ−Σ変換に基づき、パルス密度を表す変調度Ｄ_ｐに応じて行われ、理論上、ランダムかつ無数のパターンが存在する。

本発明の非接触給電システムにおける制御部の具体的な機能ブロックを図１（２）に示す。本発明の非接触給電システムにおいては、送電側回路の送電コイルに流れる電流と、受電側回路の負荷電圧又は負荷電流をセンシングし、送電コイルの電流位相と負荷に基づく変調度を検出する。
図１（２）に示すように、制御部は、送電側回路における送電コイルの電流ｉ_ｐの位相と周波数を位相検出部（Phase Detector）１２で検出し、位相ロックループ（ＰＬＬ）回路を用いて、検出した電流位相とリファレンス値θ_ｒｅｆとの位相差をロックし、送電側回路の共振周波数に対してスイッチング周波数を追従させるべく、信号出力部ＶＣＯ１７からスイッチング周波数のパルス信号１９を出力し、ＶＣＯ１７からの出力信号を位相検出部（Phase Detector）１２にフィードバック１８し、送電コイルの電流ｉ_ｐの位相と比較してＰＬＬ制御を行うことにより、共振周波数追従を行う。後述するとおり、主回路の固有周波数と共振周波数とが非常に近い値であり、送電コイルの電流ｉ_ｐに周波数を追従することで効率よい制御が可能になる。

また図１（２）に示すように、信号出力部ＶＣＯから出力されたスイッチングパルス信号１９は、ＰＤＭ信号生成部（PDM Controller）２０に入力され、変調度Ｄ_ｐに応じて、パルス信号パターンを生成する。ＰＤＭ信号生成部２０は、Δ−Σ変換を用いており、図３で示すような構成が一例として挙げられる。
図３で示すように、ＰＤＭ信号生成部２０は、変調度と０又は１との差分を算出する差分回路２２と、差分回路２２の出力値を積算していく積算回路２３と、送電側回路のスイッチングパルス信号１９をクロック信号として入力し、積算回路２３の積算値と変調度指令値とを比較するＤフリップフロップ回路２５と、ＡＮＤ回路２８で構成され、Ｄフリップフロップ回路２５の出力に応じてＡＮＤ回路２８がパルス信号パターンを出力し、出力されたパターンに応じてスイッチ回路（Ｑ_１、Ｑ_２）がスイッチングを行う。
また、変調度Ｄ_ｐについては、変調度検出回路３０によって受電側から送電側に伝送する。すなわち、受電側において負荷電圧Ｖ_ｏを検出しその指令値Ｖ_ｏｒｅｆと差分器３１にて誤差を算出した後、比例・積分補償器３２とリミット回路３３により、変調度Ｄ_ｐを生成し、その後、ワイヤレス通信モジュール２１を介して、送信側の制御部へ変調度Ｄ_ｐを伝送する。

（シミュレーション結果）
本実施例の非接触給電システムの性能について、同一動作条件にてシミュレーションを行い、従来方式のＰＤＭ制御と比較した結果、変調度Ｄ_ｐ＝０．２〜０．８の広範囲において、最大７０％の出力電圧リップル率の低減効果が確認され、ＰＤＭ制御において、Δ−Σ変換型のＰＤＭ信号生成と共振周波数追従の併用の有用性が確認できた。
以下、シミュレーション結果について詳述する。
シミュレーションを行う回路条件として、入力直流電圧Ｖ_ｉｎは１００Ｖ、送受電コイルのインダクタンスＬ_１，Ｌ_２は１９μＨ、共振回路の固有周波数ｆ_ｒが５０１ｋＨｚとなるよう送電側と受電側の漏れ磁束補償用直列キャパシタＣ_１，Ｃ_２を５．３ｎＦと設計した。さらに、送受電コイルのギャップ長ｇは１５ｃｍと想定し、結合係数ｋは０．０８とした。またＰＤＭ信号生成部（PDM Controller）に含まれるＤフリップフロップのクロック信号には、信号出力部ＶＣＯの出力信号を供給している。従来方式のＰＤＭ制御と、本実施例のＰＤＭ制御をそれぞれ適用した場合における各種動作波形を図４に示す。図４（１）は従来方式のＰＤＭ制御の動作波形であり、図４（２）は本実施例のＰＤＭ制御の動作波形である。図４の動作波形の回路条件としては、共に、出力電力Ｐ＝２４０Ｗ、変調度Ｄ_ｐ＝０．７（ＰＤＭ制御の分解能は、５０Ｖ／div，１０Ａ／div，１０μｓ／divである)。従来方式のＰＤＭ制御の適用時では、スイッチングパルスを連続して３周期休止しているため、それに伴い共振電流の大幅な減衰が現れる。一方で、本実施例のＰＤＭ制御では連続する休止期間が１周期と最小化された上で均一に分散されており、共振電流の大幅な減衰を抑制していることが分かる。

本実施例のＰＤＭ制御の変調度Ｄ_ｐが、０．１，０．２，０．３，・・・，０．９，１．０と変化した場合のパルスパターンを図５に示す。パルス供給区間とパルス休止区間が均一性よく分散されていることがわかる。なお、図中で、ｆ_ｓはスイッチング周波数を示し、１０個のパルスを１サイクルとして変調度Ｄ_ｐに応じてパルス密度変調を行っている。
本実施例のＰＤＭ制御の変調度Ｄ_ｐに対する出力電圧リップル特性を図６に示す。ここで、出力電圧リップル率γは、以下の数式で定義した。

図６のグラフに示すとおり、変調度Ｄ_ｐが０．１と０．９の場合には、同等のＰＤＭ制御パターンを生成するため、従来方式と本実施例のＰＤＭ制御は、同様の電圧リップル特性となるが、変調度Ｄ_ｐが０．２〜０．８においては、従来方式と本実施例のＰＤＭ制御のＰＤＭパターンが異なるために、より均一に分散されたパターンである本実施例のＰＤＭ制御に優れたリップル特性が現れた結果となった。
図７，図８は、１０個のパルス（クロック信号）を１サイクルとして、それぞれ変調度Ｄ_ｐが０．４，０．７の場合におけるＰＤＭ信号生成部２０の内部信号波形を示している。図７，図８において、（１）は図３におけるスイッチングパルス信号波形、（２）は図３におけるＡＮＤ回路から出力波形、すなわち、ＰＤＭ信号生成部２０の出力パルス波形、（３）は図３における積分回路２３の入力波形、（４）は図３における積分回路２３の出力波形、（５）は図３におけるコンパレータ２４の出力波形、（６）は図３におけるＤフリップフロップの出力波形を示している。図７，図８の何れも、ＰＤＭ信号生成部２０の出力パルス波形のパルスは分散されており、Ｄ_ｐに応じて、ハイサイドスイッチＱ_１（ローサイドスイッチＱ_２と相補的）の駆動パルスを生成できることが明らかである。

（実証実験結果）
本実施例の非接触給電システムの実際の有効性について、４００Ｗの非接触給電システムの実証実験により確認したので、その結果について説明する。図１（１）に示す非接触給電システムの回路図において、Ｖ_ｉｎ＝１００Ｖ，ｆ_ｓ＝５１０〜５３０ｋＨｚ，Ｃ_１＝Ｃ_２＝５．３ｎＦ，Ｌ_１＝Ｌ_２＝１９μＨ，出力電力Ｐ_ｏ＝４１０Ｗで、送電コイルＬ_１の電流ｉ_ｐを検出するためにスルーホール電流センサを実装した。なお、変調度Ｄ_ｐは、実験を単純化するため、オフラインで予め設定した。送電コイルＬ_１および受電コイルＬ_２は、エナメル線を拠り合わせたリッツ線で構成した円形コイルを用いており、エアギャップは手動で変更できるものを使用した。

まず、図９に、変調度Ｄ_ｐ＝０．７、出力電力Ｐ_ｏ＝２００Ｗの場合の観測波形を示し、図１０に、変調度Ｄ_ｐ＝０．３、出力電力Ｐ_ｏ＝３５Ｗの場合の観測波形を示す。図９及び図１０から、ＰＤＭ信号パターンは、Ｑ_１とＱ_２のスイッチのゲート−ソース間電圧ｖ_ｇｓに見られるように、Δ−Σ変換に基づいて正常に生成されていることがわかる。また、全サイクルを通じて低歪みに出力されているのがわかる。そして、ＺＶＳのＯＮ／ＯＦＦ特性は、中電力と低電力の両方の波形ｖ_Ｑ１−ｉ_Ｑ１とｖ_Ｑ２−ｉ_Ｑ２から確認できる。

次に、図１１及び図１２を参照して、共振周波数追従を行うＰＤＭ制御（図中のＲＦＴ−ＰＤＭのプロット）の定常状態特性を、固定周波数で行うＰＤＭ制御（図中のＣＦ−ＰＤＭ）と比較しながら説明する。
図１１（１）から、送電コイルと受電コイルの間のエアギャップ長（１００〜１３０ｍｍ）に対して、共振周波数追従を適用することにより、固定周波数で行うＰＤＭ制御と比べ、ＤＣ−ＤＣステージまでのにおける実測効率を改善できたことがわかる。なお、変調度Ｄ_ｐは１を設定している。この効率改善は、共振周波数追従の効果によるものであり、共振周波数追従を適用することにより、ＺＶＳのＯＮ／ＯＦＦ特性が向上するためである。
図１１（２）は、共振周波数追従ＰＤＭ制御（ＲＦＴ−ＰＤＭ）と共振周波数追従のみ（ＲＦＴ w／o ＰＤＭ）を対比させて、送電コイルと受電コイルの間のエアギャップ長（１００〜１３０ｍｍ）に対する出力電圧の制御性を示している。共振周波数追従のみ（ＲＦＴ w／o ＰＤＭ）では、送受電コイルギャップ長の変化に対して出力電圧が安定せず、バッテリ電圧制御は不可能であるのに対して、共振周波数追従ＰＤＭ制御（ＲＦＴ−ＰＤＭ）では出力電圧が安定化されており、共振周波数追従に加えてΔ−Σ変換型ＰＤＭ制御を組み入れることの有効性が示された。

図１２は、共振周波数追従を行うＰＤＭ制御における負荷抵抗と結合係数の変動の効率曲線を示す。ここで、エアギャップ長は１５０ｍｍ、ｆ_ｓは５１０ｋＨｚ，負荷抵抗Ｒ_０は４０Ωとして効率を測定した。図１２に示すように、共振周波数追従を行うＰＤＭ制御における実際の効率は、定格（１００％負荷）から５％負荷までの広範囲な出力条件で、約７５％の効率を達成できることを確認した。

（共振周波数と固有周波数の近接性について）
以下では、共振周波数と固有周波数の近接性について説明する。図１（１）に示す本実施例の非接触給電システムの主回路構成においては、送電コイルＬ_１とその漏れ磁束補償用直列キャパシタＣ_１が直列接続され、また、受電コイルＬ_２とその漏れ磁束補償用直列キャパシタＣ_２が直列接続されている。共振周波数追従では、送受電コイルの結合係数に応じて変動する主回路の固有周波数と複合共振回路の共振周波数に、パワー半導体スイッチ（Ｑ_１，Ｑ_２）のスイッチング周波数を追従させて、パワー半導体スイッチ（Ｑ_１，Ｑ_２）のソフト転流を維持した上で送電側より最大電力を引き出す。
前提として、送電コイルと受電コイルの抵抗成分は共に十分小さく、また、送電コイルＬ_１とその漏れ磁束補償用直列キャパシタＣ_１が直列接続された複合共振回路と、受電コイルＬ_２とその漏れ磁束補償用直列キャパシタＣ_２が直列接続された複合共振回路の共振周波数ｆ_ｒは等しく、下記式で定義されるとする。

図１（１）に示す本実施例の非接触給電システムの主回路構成について、正弦波近似法を適用し、高周波トランスＬ型等価回路を用いた簡易等価回路を図１３（１）に示す。簡易等価回路は、送受電コイルを２つの磁気結合素子として表し、漏れインダクタンスを一括して送電側へ配置したものである。
下記式で示すとおり、送受電コイルの結合係数ｋを用いて、理想トランスの巻き数比ａが表され、この結果、高周波トランスの励磁インダクタンスＬ_ｍ及び漏れインダクタンスＬ_ｒは、結合係数ｋと送電側自己インダクタンスＬ_１を用いて、それぞれＬ_ｒ＝（１−ｋ^２）Ｌ_１、Ｌ_ｍ＝ｋ^２Ｌ_１と表される。また、受電側のキャパシタＣ_２は、Ｃ´_２＝Ｃ_２／ａ^２として送電側換算される。

送電側インバータのローサイドスイッチＱ_２のドレイン−ソース間に現れる方形波電圧をフーリエ級数展開して、その基本波成分Ｖ_ｐ１を求めると下記式となる。ここでは、負荷抵抗Ｒ_０を含めた送電側換算の交流等価抵抗Ｒ_ａｃ＝２ａＲ_０／π^２と定めている。

図１３（１）において、負荷側から見たインピーダンスを内部インピーダンスＺ_ｏ０、電源を開放し負荷側から見たインピーダンスをＺ_ｏ∞、負荷を短絡し電源から見たインピーダンスをＺ_ｉ０、負荷を開放し電源からみたインピーダンスをＺ_ｉ∞とすると、それぞれ下記式で表される。

ここで、Ｃ₁−Ｌ_ｒ−Ｌ_ｍ−Ｃ_２／ａ^２を複合共振回路として、Middlebrook’s Extra Element Theorem に基づき負荷を含めた電源から見た駆動点インピーダンスＺ_ｉｎは、下記式で定まり、主回路の固有周波数は、Ｚ_ｉｎ（ｓ）＝０の根に等しく、下記式から求めることができる。

一方、送電コイルＬ_１とその漏れ磁束補償用直列キャパシタＣ_１が直列接続された複合共振回路と、受電コイルＬ_２とその漏れ磁束補償用直列キャパシタＣ_２が直列接続された複合共振回路の共振周波数ｆ_ｒとは別に、複合共振回路の第１共振周波数ｆ_ｒ１と第２共振周波数ｆ_ｒ２が、上記のＺ_ｏ０より求めることができる。

テブナンの定理に基づき内部インピーダンスＺ_ｏ０と受電側交流等価抵抗で表現した簡易等価回路を図１３（２）に示す。この等価回路より、入出力電圧変換比Ｇは下記式となる。

一例として、Ｌ_１＝Ｌ_２＝１９μＨ、Ｃ_１＝Ｃ_２＝５．３ｎＦ、Ｒ_０＝４０Ω、ｆ_ｒ＝５００ｋＨｚを回路定数とし、結合係数ｋをパラメータとして、０．３３、０．０７８と変化させる。このときの内部インピーダンスＺ_ｏ０と駆動点インピーダンスＺ_ｉｎ及び入出力電圧変換比Ｇの各周波数特性を図１４（ａ）〜（ｃ）に示す。

図１４（ａ）から、内部インピーダンスＺ_ｏ０＝０となる周波数（三角印）は複合共振回路の共振周波数を与え、図１４（ｂ）の駆動点インピーダンスＺ_ｉｎの局所最小点および図１４（ｃ）のｄＧ／ｄｆ_ｓ＝０となる周波数（菱形印）は固有周波数となる。結合係数ｋ＝０．３３の場合、駆動点インピーダンスＺ_ｉｎ及び入出力電圧変換比Ｇは双峰性であるに対して、結合係数ｋ＝０．０７８の場合、駆動点インピーダンスＺ_ｉｎ及び入出力電圧変換比Ｇは単峰性である。
結合係数ｋ＝０．３３，ｋ＝０．０７８の何れの条件においても、複合共振回路の共振周波数（三角印）と固有周波数（菱形印）とが近接しており、スイッチング周波数を共振周波数に追従させることで、固有周波数にも追従し、その結果、スイッチング区間と固有振動区間で送受電コイルの電流が、ほぼ同一の周波数を保ったまま持続できることが分かる。

本実施例は、図１５に示すように、実施例１の非接触給電システムにおける制御機能ブロックにおいて、送電側の送電コイルＬ_０に抵抗Ｒ_０を直列に接続したものである。これは、非接触給電技術の一部である誘導加熱用高周波インバータに本発明を適用することを想定したものであり、Ｒ_ｏは誘導性負荷の実効抵抗を表す。

（その他の実施例）
上述した実施例では、送電側回路がハーフブリッジ構造であるが、送電側回路がフルブリッジ構造にしてもよい。

本発明は、電気自動車（ＥＶ）、自動搬送車両（ＡＧＶ）の非接触給電、水中非接触給電などに有用である。

１１ ゼロクロス検出部（Zero-crossing Detector）
１２ 位相検出部（Phase Detector）
１３ ローパスフィルタ
１４ 差分器
１５ 比例・積分補償器
１６ リミット回路
１７ 信号出力部ＶＣＯ
１８ フィードバック
１９ パルス信号
２０ ＰＤＭ信号生成部（PDM Controller）
２１ 無線通信
２２ 差分回路
２３ 積算回路
２４ コンパレータ
２５ Ｄフリップフロップ回路
２８ ＡＮＤ回路
３０ 変調度検出回路
３１ 差分器
３２ 比例・積分補償器
３３ リミット回路

Claims (10)

1. パルス密度変調（ＰＤＭ）制御を用いた電磁誘導方式非接触給電システムにおいて、
   送電コイルを持つ送電側回路のスイッチングを制御する制御部は、
   受電側回路の負荷電圧制御又は負荷電流制御に基づく変調度を入力し信号を生成するΔ−Σ変換型ＰＤＭ信号生成部を備え、ランダムに分散されたパルス信号パターンを生成することを特徴とする非接触給電システム。
2. 前記Δ−Σ変換型ＰＤＭ信号生成部は、
   前記変調度と０又は１との差分を算出する差分回路と、
   前記差分回路の出力値を積算していく積算回路と、
   前記送電側回路のスイッチングパルスをクロック信号として入力し、前記積算回路の積算値と変調度指令値とを比較するＤフリップフロップ回路と、
   前記Ｄフリップフロップ回路の出力に応じて前記パルス信号パターンを出力するスイッチ回路、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の非接触給電システム。
3. 前記変調度指令値は、前記受電側回路の負荷電圧又は負荷電流の制御回路からワイヤレス信号伝送を介して、前記送電側回路の制御部のΔ−Σ変換型ＰＤＭ信号生成部に送信されることを特徴とする請求項１又は２に記載の非接触給電システム。
4. 前記制御部は、
   前記送電側回路における送電コイルの電流位相を検出する位相検出部と、
   検出した電流位相とリファレンス値との位相差をロックし、前記送電側回路の共振周波数に対してスイッチング周波数を追従させる周波数追従部と、
   前記スイッチング周波数のパルス信号を出力する信号出力部、
   を更に備え、
   前記ＰＤＭ信号生成部は、前記信号出力部から出力されたパルス信号を入力し、前記パルス信号パターンを生成することを特徴とする請求項１〜３の何れかに記載の非接触給電システム。
5. 前記送電側回路は、ハーフブリッジ構造、又は、フルブリッジ構造であることを特徴とする請求項１〜４の何れかに記載の非接触給電システム。
6. 前記送電側回路と、受電コイルを持つ受電側回路とで構成される主回路は、
   非対称ハーフブリッジ構造のＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１〜５の何れかに記載の非接触給電システム。
7. パルス密度変調（ＰＤＭ）制御を用いた電磁誘導方式非接触給電の制御方法において、
   送電コイルを持つ送電側回路のスイッチングを制御する制御方法は、
   受電側回路の負荷電圧制御又は負荷電流制御に基づく変調度を入力し信号を生成するΔ−Σ変換型のＰＤＭ信号生成ステップを備え、ランダムに分散されたパルス信号パターンを生成することを特徴とする非接触給電制御方法。
8. 前記Δ−Σ変換型ＰＤＭ信号生成ステップは、
   前記変調度と０又は１との差分を算出する差分ステップと、
   前記差分ステップの出力値を積算していく積算ステップと、
   送電側回路のスイッチングパルスをクロック信号として入力し、前記積算ステップの積算値と変調度指令値とを比較する比較ステップと、
   前記比較ステップの出力に応じて前記パルス信号パターンを出力する信号パターン出力ステップ、
   を備えることを特徴とする請求項７に記載の非接触給電制御方法。
9. 前記変調度指令値は、前記受電側回路の負荷電圧又は負荷電流の制御回路からワイヤレス信号伝送を介して、前記送電側回路の制御部のΔ−Σ変換型ＰＤＭ信号生成部に送信されることを特徴とする請求項７又は８に記載の非接触給電制御方法。
10. 前記送電側回路における送電コイルの電流位相を検出する位相検出ステップと、
    検出した電流位相とリファレンス値との位相差をロックし、前記送電側回路の共振周波数に対してスイッチング周波数を追従させる周波数追従ステップと、
    前記スイッチング周波数のパルス信号を出力する信号出力ステップ、
    を更に備え、
    前記ＰＤＭ信号生成ステップは、前記信号出力ステップから出力されたパルス信号を入力し、前記パルス信号パターンを生成することを特徴とする請求項７〜９の何れかに記載の非接触給電制御方法。
    

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