JP7373842B2 - 非接触給電システム及び非接触給電制御方法 - Google Patents
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Description
特に軽負荷領域では、電力休止期間が長サイクルに及ぶため、過渡期における共振電流の振幅値が大幅に減衰し、出力電圧リップルが増大する問題があり、そのため、パワー半導体素子の大幅なディレーティングや出力平滑フィルタが大容量化する懸念があった。
本発明の非接触給電制御方法は、パルス密度変調(PDM)制御を用いた電磁誘導方式非接触給電の制御方法において、送電コイルを持つ送電側回路のスイッチングを制御する制御方法は、受電側回路の負荷電圧制御又は負荷電流制御に基づく変調度を入力し信号を生成するΔ-Σ変換型PDM信号生成ステップを備え、連続するスイッチング休止区間を最小化するようランダムに分散されたパルス信号パターンを生成する。
本発明の非接触給電システムにおけるPDM制御では、Δ-Σ変換を用いて、図2(2)に示すように、連続するスイッチング休止区間を最小化するようランダムに分散されたパルス信号パターンを生成することにより、出力電圧リップルを低減する。また、無数のパルス信号パターンを生成でき、より安定的で連続的な電力制御を実現する。電力供給区間群の数nの決定については、Δ-Σ変換に基づき、パルス密度を表す変調度Dpに応じて行われ、理論上、ランダムかつ無数のパターンが存在する。
図1(2)に示すように、制御部は、送電側回路における送電コイルの電流ipの位相と周波数を位相検出部(Phase Detector)12で検出し、位相ロックループ(PLL)回路を用いて、検出した電流位相とリファレンス値θrefとの位相差をロックし、送電側回路の共振周波数に対してスイッチング周波数を追従させるべく、信号出力部VCO17からスイッチング周波数のパルス信号19を出力し、VCO17からの出力信号を位相検出部(Phase Detector)12にフィードバック18し、送電コイルの電流ipの位相と比較してPLL制御を行うことにより、共振周波数追従を行う。後述するとおり、主回路の固有周波数と共振周波数とが非常に近い値であり、送電コイルの電流ipに周波数を追従することで効率よい制御が可能になる。
図3で示すように、PDM信号生成部20は、変調度と0又は1との差分を算出する差分回路22と、差分回路22の出力値を積算していく積算回路23と、送電側回路のスイッチングパルス信号19をクロック信号として入力し、積算回路23の積算値と変調度指令値とを比較するDフリップフロップ回路25と、AND回路28で構成され、Dフリップフロップ回路25の出力に応じてAND回路28がパルス信号パターンを出力し、出力されたパターンに応じてスイッチ回路(Q1、Q2)がスイッチングを行う。
また、変調度Dpについては、変調度検出回路30によって受電側から送電側に伝送する。すなわち、受電側において負荷電圧Voを検出しその指令値Vorefと差分器31にて誤差を算出した後、比例・積分補償器32とリミット回路33により、変調度Dpを生成し、その後、ワイヤレス通信モジュール21を介して、送信側の制御部へ変調度Dpを伝送する。
本実施例の非接触給電システムの性能について、同一動作条件にてシミュレーションを行い、従来方式のPDM制御と比較した結果、変調度Dp=0.2~0.8の広範囲において、最大70%の出力電圧リップル率の低減効果が確認され、PDM制御において、Δ-Σ変換型のPDM信号生成と共振周波数追従の併用の有用性が確認できた。
以下、シミュレーション結果について詳述する。
シミュレーションを行う回路条件として、入力直流電圧Vinは100V、送受電コイルのインダクタンスL1,L2は19μH、共振回路の固有周波数frが501kHzとなるよう送電側と受電側の漏れ磁束補償用直列キャパシタC1,C2を5.3nFと設計した。さらに、送受電コイルのギャップ長gは15cmと想定し、結合係数kは0.08とした。またPDM信号生成部(PDM Controller)に含まれるDフリップフロップのクロック信号には、信号出力部VCOの出力信号を供給している。従来方式のPDM制御と、本実施例のPDM制御をそれぞれ適用した場合における各種動作波形を図4に示す。図4(1)は従来方式のPDM制御の動作波形であり、図4(2)は本実施例のPDM制御の動作波形である。図4の動作波形の回路条件としては、共に、出力電力P=240W、変調度Dp=0.7(PDM制御の分解能は、50V/div,10A/div,10μs/divである)。従来方式のPDM制御の適用時では、スイッチングパルスを連続して3周期休止しているため、それに伴い共振電流の大幅な減衰が現れる。一方で、本実施例のPDM制御では連続する休止期間が1周期と最小化された上で均一に分散されており、共振電流の大幅な減衰を抑制していることが分かる。
本実施例のPDM制御の変調度Dpに対する出力電圧リップル特性を図6に示す。ここで、出力電圧リップル率γは、以下の数式で定義した。
図7,図8は、10個のパルス(クロック信号)を1サイクルとして、それぞれ変調度Dpが0.4,0.7の場合におけるPDM信号生成部20の内部信号波形を示している。図7,図8において、(1)は図3におけるスイッチングパルス信号波形、(2)は図3におけるAND回路から出力波形、すなわち、PDM信号生成部20の出力パルス波形、(3)は図3における積分回路23の入力波形、(4)は図3における積分回路23の出力波形、(5)は図3におけるコンパレータ24の出力波形、(6)は図3におけるDフリップフロップの出力波形を示している。図7,図8の何れも、PDM信号生成部20の出力パルス波形のパルスは分散されており、Dpに応じて、ハイサイドスイッチQ1(ローサイドスイッチQ2と相補的)の駆動パルスを生成できることが明らかである。
本実施例の非接触給電システムの実際の有効性について、400Wの非接触給電システムの実証実験により確認したので、その結果について説明する。図1(1)に示す非接触給電システムの回路図において、Vin=100V,fs=510~530kHz,C1=C2=5.3nF,L1=L2=19μH,出力電力Po=410Wで、送電コイルL1の電流ipを検出するためにスルーホール電流センサを実装した。なお、変調度Dpは、実験を単純化するため、オフラインで予め設定した。送電コイルL1および受電コイルL2は、エナメル線を拠り合わせたリッツ線で構成した円形コイルを用いており、エアギャップは手動で変更できるものを使用した。
図11(1)から、送電コイルと受電コイルの間のエアギャップ長(100~130mm)に対して、共振周波数追従を適用することにより、固定周波数で行うPDM制御と比べ、DC-DCステージにおける実測効率を改善できたことがわかる。なお、変調度Dpは1を設定している。この効率改善は、共振周波数追従の効果によるものであり、共振周波数追従を適用することにより、ZVSのON/OFF特性が向上するためである。
図11(2)は、共振周波数追従PDM制御(RFT-PDM)と共振周波数追従のみ(RFT w/o PDM)を対比させて、送電コイルと受電コイルの間のエアギャップ長(100~130mm)に対する出力電圧の制御性を示している。共振周波数追従のみ(RFT w/o PDM)では、送受電コイルギャップ長の変化に対して出力電圧が安定せず、バッテリ電圧制御は不可能であるのに対して、共振周波数追従PDM制御(RFT-PDM)では出力電圧が安定化されており、共振周波数追従に加えてΔ-Σ変換型PDM制御を組み入れることの有効性が示された。
以下では、共振周波数と固有周波数の近接性について説明する。図1(1)に示す本実施例の非接触給電システムの主回路構成においては、送電コイルL1とその漏れ磁束補償用直列キャパシタC1が直列接続され、また、受電コイルL2とその漏れ磁束補償用直列キャパシタC2が直列接続されている。共振周波数追従では、送受電コイルの結合係数に応じて変動する主回路の固有周波数と複合共振回路の共振周波数に、パワー半導体スイッチ(Q1,Q2)のスイッチング周波数を追従させて、パワー半導体スイッチ(Q1,Q2)のソフト転流を維持した上で送電側より最大電力を引き出す。
前提として、送電コイルと受電コイルの抵抗成分は共に十分小さく、また、送電コイルL1とその漏れ磁束補償用直列キャパシタC1が直列接続された複合共振回路と、受電コイルL2とその漏れ磁束補償用直列キャパシタC2が直列接続された複合共振回路の共振周波数frは等しく、下記式で定義されるとする。
下記式で示すとおり、送受電コイルの結合係数kを用いて、理想トランスの巻き数比aが表され、この結果、高周波トランスの励磁インダクタンスLm及び漏れインダクタンスLrは、結合係数kと送電側自己インダクタンスL1を用いて、それぞれLr=(1-k2)L1、Lm=k2L1と表される。また、受電側のキャパシタC2は、C´2=C2/a2として送電側換算される。
結合係数k=0.33,k=0.078の何れの条件においても、複合共振回路の共振周波数(三角印)と固有周波数(菱形印)とが近接しており、スイッチング周波数を共振周波数に追従させることで、固有周波数にも追従し、その結果、スイッチング区間と固有振動区間で送受電コイルの電流が、ほぼ同一の周波数を保ったまま持続できることが分かる。
上述した実施例では、送電側回路がハーフブリッジ構造であるが、送電側回路がフルブリッジ構造にしてもよい。
12 位相検出部(Phase Detector)
13 ローパスフィルタ
14 差分器
15 比例・積分補償器
16 リミット回路
17 信号出力部VCO
18 フィードバック
19 パルス信号
20 PDM信号生成部(PDM Controller)
21 無線通信
22 差分回路
23 積算回路
24 コンパレータ
25 Dフリップフロップ回路
28 AND回路
30 変調度検出回路
31 差分器
32 比例・積分補償器
33 リミット回路
Claims (10)
- パルス密度変調(PDM)制御を用いた電磁誘導方式非接触給電システムにおいて、
送電コイルを持つ送電側回路のスイッチングを制御する制御部は、
受電側回路の負荷電圧制御又は負荷電流制御に基づく変調度を入力し信号を生成するΔ-Σ変換型PDM信号生成部を備え、連続するスイッチング休止区間を最小化するようランダムに分散されたパルス信号パターンを生成することを特徴とする非接触給電システム。 - 前記Δ-Σ変換型PDM信号生成部は、
前記変調度と0又は1との差分を算出する差分回路と、
前記差分回路の出力値を積算していく積算回路と、
前記送電側回路のスイッチングパルスをクロック信号として入力し、前記積算回路の積算値と変調度指令値とを比較するDフリップフロップ回路と、
前記Dフリップフロップ回路の出力に応じて前記パルス信号パターンを出力するスイッチ回路、
を備えることを特徴とする請求項1に記載の非接触給電システム。 - 前記変調度指令値は、前記受電側回路の負荷電圧又は負荷電流の制御回路からワイヤレス信号伝送を介して、前記送電側回路の制御部のΔ-Σ変換型PDM信号生成部に送信されることを特徴とする請求項2に記載の非接触給電システム。
- 前記制御部は、
前記送電側回路における送電コイルの電流位相を検出する位相検出部と、
検出した電流位相とリファレンス値との位相差をロックし、前記送電側回路の共振周波数に対してスイッチング周波数を追従させる周波数追従部と、
前記スイッチング周波数のパルス信号を出力する信号出力部、
を更に備え、
前記Δ-Σ変換型PDM信号生成部は、前記信号出力部から出力されたパルス信号を入力し、前記パルス信号パターンを生成することを特徴とする請求項1~3の何れかに記載の非接触給電システム。 - 前記送電側回路は、ハーフブリッジ構造、又は、フルブリッジ構造であることを特徴とする請求項1~4の何れかに記載の非接触給電システム。
- 前記送電側回路と、受電コイルを持つ受電側回路とで構成される主回路は、
非対称ハーフブリッジ構造のDC-DCコンバータであることを特徴とする請求項1~5の何れかに記載の非接触給電システム。 - パルス密度変調(PDM)制御を用いた電磁誘導方式非接触給電の制御方法において、
送電コイルを持つ送電側回路のスイッチングを制御する制御方法は、
受電側回路の負荷電圧制御又は負荷電流制御に基づく変調度を入力し信号を生成するΔ-Σ変換型PDM信号生成ステップを備え、連続するスイッチング休止区間を最小化するようランダムに分散されたパルス信号パターンを生成することを特徴とする非接触給電制御方法。 - 前記Δ-Σ変換型PDM信号生成ステップは、
前記変調度と0又は1との差分を算出する差分ステップと、
前記差分ステップの出力値を積算していく積算ステップと、
送電側回路のスイッチングパルスをクロック信号として入力し、前記積算ステップの積算値と変調度指令値とを比較する比較ステップと、
前記比較ステップの出力に応じて前記パルス信号パターンを出力する信号パターン出力ステップ、
を備えることを特徴とする請求項7に記載の非接触給電制御方法。 - 前記変調度指令値は、前記受電側回路の負荷電圧又は負荷電流の制御回路からワイヤレス信号伝送を介して、前記送電側回路に送信されることを特徴とする請求項8に記載の非接触給電制御方法。
- 前記送電側回路における送電コイルの電流位相を検出する位相検出ステップと、
検出した電流位相とリファレンス値との位相差をロックし、前記送電側回路の共振周波数に対してスイッチング周波数を追従させる周波数追従ステップと、
前記スイッチング周波数のパルス信号を出力する信号出力ステップ、
を更に備え、
前記Δ-Σ変換型PDM信号生成ステップは、前記信号出力ステップから出力されたパルス信号を入力し、前記パルス信号パターンを生成することを特徴とする請求項7~9の何れかに記載の非接触給電制御方法。
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