JP2008017663A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電圧の設定値を高い電圧から低い電圧へと切り換えた場合に、ＰＷＭコントローラの発振が停止しないようにして、サブ電圧の出力レベルが低下してしまう不都合を回避可能な「スイッチング電源装置」を提供する。
【解決手段】出力電圧Ｖssとは無関係に固定電圧Ｖ_Fを発生する独立電圧発生回路１２と、出力電圧を安定化させるための制御電圧Ｖ_C1，Ｖ_C2と固定電圧Ｖ_Fとの何れかを選択する切り換えスイッチ１３とを備え、出力電圧の設定が高電圧から低電圧に切り換えられたときには固定電圧Ｖ_Fを選択し、出力電圧が低電圧の設定値まで低下した段階で制御電圧Ｖ_C2を選択することにより、出力電圧を低電圧設定値まで下げる間は、出力電圧を監視することなく出力電圧とは無関係にＰＷＭ波が生成されるようにして、急激に低下した設定値に出力電圧を合わせようとしてＰＷＭコントローラ２の発振が停止してしまう不都合を防止する。
【選択図】 図２

Description

本発明は、いわゆるＤＣ−ＤＣコンバータなどで好適に実施されるスイッチング電源装置に関し、特に、入力電圧の振幅をＰＷＭ波のパルス幅に変換し、当該ＰＷＭ波により出力電圧の制御を行うＰＷＭ方式のスイッチング電源装置に関するものである。

ＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置におけるスイッチング方式は、制御方式面からＲＣＣ方式とＰＷＭ方式とに大別される。ＰＷＭ方式は、入力電圧の振幅をＰＷＭ波（矩形波）のパルス幅に変換し、当該ＰＷＭ波に基づきＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等の半導体スイッチを開閉することによって出力電圧の制御を行う安定化電源であり、小形・低損失の電源として、現在あらゆる電子機器に利用されている。このＰＷＭ方式では、出力電圧を一定に保つように、ＰＷＭ波のパルス幅を出力電圧に応じて増減させている。

図５は、ＰＷＭ方式によるスイッチング電源装置の一般的な構成を示す図である。図５において、５１はバッテリ電圧が入力される入力端子、５２はＰＷＭ波を発生するＰＷＭコントローラ、５３はＦＥＴ等の半導体スイッチ、５４はコイルの１次巻線および２次巻線を有するトランスである。トランス５４の２次巻線には、メイン巻線とサブ巻線とが設けられている。５５はメイン巻線を利用したメイン電圧発生回路、５６はメイン電圧（出力電圧）Ｖssの出力端子、５７はサブ巻線を利用したサブ電圧発生回路である。

メイン電圧発生回路５５で発生された出力電圧ＶssはＰＷＭコントローラ５２に供給される。ＰＷＭコントローラ５２は、メイン電圧発生回路５５から供給された出力電圧Ｖssと、コントローラ内部にある発振回路を利用して生成した三角波とを比較し、三角波の振幅が出力電圧Ｖssより大きい場合に矩形波を出力する。この矩形波によって半導体スイッチ５３を開閉することにより、出力電圧Ｖssが一定値に安定するように制御される。

従来、出力端子５６に接続されるアンプに要求される最大出力レベルから効率等を考慮して出力電圧Ｖssの大きさを決定し、その電圧で一定となるように、ＰＷＭコントローラ５２へのフィードバック定数を決めていた。ところが、アンプの最大出力レベルを想定してスイッチング電源装置の出力電圧Ｖssを決めると、大出力用のアンプでは出力電圧Ｖssがかなり高くなってしまう。この場合、ボリュームを下げることによってアンプを小出力で使うときにも、２次側の出力電圧Ｖssは大きな値に固定されているため、１次側の消費電流が無駄に多くなってしまうという問題があった。

これは、２次側の消費電流を一定とした場合に、１次側に現れてくる消費電流が１次と２次の電圧比に反比例するためである。すなわち、２次側で消費する電力は単純に（消費電流×２次電圧）となるため、２次電圧（出力電圧Ｖss）の高い方が消費電力は大きくなる。このとき、１次側のバッテリ電圧が固定のため、エネルギー保存の法則から、２次電圧の高い方が１次側の消費電流は大きくなるのである。

このような問題を回避する方法として、アンプの出力レベルに応じてスイッチング電源装置の出力電圧を可変にする方法が考えられる。例えば、アンプの出力レベルが所定の閾値以上のときは出力電圧Ｖssを±３５[Ｖ]とし、アンプの出力レベルが所定の閾値を下回ったときは出力電圧Ｖssを±２５[Ｖ]とする。

図６は、出力電圧を可変にするための出力電圧可変回路の構成を示す図である。図６において、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３はフィードバック定数を決める抵抗、５８はスイッチングトランジスタ、５９は切り換えコントローラである。切り換えコントローラ５９は、アンプの出力レベルと所定の閾値とを比較し、その大小関係に応じてトランジスタ５８のオン／オフを切り換える。アンプの出力レベルが所定の閾値以上のときはトランジスタ５８をオフにすることで、出力電圧Ｖssを±３５[Ｖ]とする。一方、アンプの出力レベルが所定の閾値を下回ったときはトランジスタ５８をオンにすることで、出力電圧Ｖssを±２５[Ｖ]とする。

なお、本発明に特に関係するものではないが、軽負荷時における低消費電力化を実現するにあたって、低コスト化および省スペース化を図るために、軽負荷状態が検出されたときに発振回路の発振周波数を低下させ、スイッチング素子へのゲートパルスの周波数を低下させるようにした技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。
特開平９−９８５７１号公報

しかしながら、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖssを±３５[Ｖ]の高い電圧から±２５[Ｖ]の低い電圧へと切り換えると、急激な電圧低下に伴い、２次側への電力供給を停止させるためにＰＷＭコントローラ５２の発振が停止してしまう。実際には、図７に示すように、発振が完全に停止してしまうのではなく、間欠的に発振する。この状態は、２次側の電荷が消費されて、±２５[Ｖ]の設定電圧に低下するまで継続する。

ＰＷＭコントローラ５２の発振が停止する影響で、トランス５４内のサブ巻線を利用してサブ電圧を発生するサブ電圧発生回路５７への電流供給も停止してしまう。そのため、図７に示すように、発振が停止している間にサブ電圧の出力レベルも低下してしまい、サブ電圧を利用している他の回路部の動作が停止してしまうことがあるという問題があった。

本発明は、このような問題を解決するために成されたものであり、スイッチング電源装置の出力電圧の設定値を高い電圧から低い電圧へと切り換えた場合に、ＰＷＭコントローラの発振が停止しないようにして、サブ電圧の出力レベルが低下してしまう不都合を回避できるようにすることを目的とする。

上記した課題を解決するために、本発明のスイッチング電源装置では、出力電圧とは無関係に独立して電圧を発生する独立電圧発生回路と、出力電圧を高電圧または低電圧に安定化させるための制御電圧と独立電圧との何れかを選択してＰＷＭコントローラに供給する切り換えスイッチと、出力電圧の設定値の変更に応じて切り換えスイッチの切り換えを行う切り換えコントローラとを備え、例えば出力電圧の設定が高電圧から低電圧に切り換えられたときには独立電圧を選択するように切り換えスイッチを制御し、出力電圧が低電圧の設定値まで低下した段階で、出力電圧を低電圧に安定化させるための第２の制御電圧を選択するように切り換えスイッチを制御する。

上記のように構成した本発明によれば、出力電圧の設定が高電圧から低電圧に切り換えられたときに、出力電圧の設定値とは無関係に発生された独立電圧がＰＷＭコントローラに供給され、出力電圧を監視することなくＰＷＭ波が生成されることとなる。このため、出力電圧の設定値が急激に小さくなっても、急激に低下した設定値に出力電圧を合わせようとしてＰＷＭコントローラの発振が停止することはなくなる。これにより、出力電圧が高電圧から低電圧に切り換えられている間も、ＰＷＭコントローラは独立電圧に基づいてＰＷＭ波を生成して電圧変換回路を正常に動作させることができ、サブ電圧の出力レベルが低下してしまう不都合を回避することができる。

以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態によるスイッチング電源装置の構成例を示す図である。図１に示す本実施形態のスイッチング電源装置は、入力電圧の振幅をＰＷＭ波のパルス幅に変換し、ＰＷＭ波により出力電圧の制御を行う電源装置である。

図１において、１はバッテリ電圧が入力される入力端子、２はＰＷＭ波を発生するＰＷＭコントローラ、３はＦＥＴ等の半導体スイッチ、４はコイルの１次巻線および２次巻線を有するトランスである。半導体スイッチ３は、ＰＷＭコントローラ２により発生されたＰＷＭ波に基づきオン／オフし、オン期間中に入力電圧をトランス４に供給するよう制御する。

トランス４の２次巻線には、メイン巻線とサブ巻線とが設けられている。５はメイン巻線を利用したメイン電圧発生回路、６はメイン電圧（出力電圧）Ｖssの出力端子、７はサブ巻線を利用したサブ電圧発生回路、８はフィードバック制御回路（詳しくは図２を用いて後述する）である。上述のトランス４、メイン電圧発生回路５およびサブ電圧発生回路７は、入力電圧を変換して出力電圧を得るように成された本発明の電圧変換回路に相当する。

ＰＷＭコントローラ２は、メイン電圧発生回路５により発生された出力電圧Ｖssに応じたパルス幅のＰＷＭ波を発生して出力するものである。すなわち、ＰＷＭコントローラ２は、通常動作時は、メイン電圧発生回路５からフィードバック制御回路８を介して供給された制御電圧と、コントローラ内部にある発振回路を利用して生成した三角波とを比較し、三角波の振幅が制御電圧より大きい場合に矩形波を出力する。出力電圧Ｖssの設定値の切り換え時には、フィードバック制御回路８から供給される固定電圧と三角波とを比較し、三角波の振幅が固定電圧より大きい場合に矩形波を出力する。

図２は、フィードバック制御回路８の構成例を示す図である。図２に示すように、本実施形態のフィードバック制御回路８は、出力電圧可変回路１１、独立電圧発生回路１２、切り換えスイッチ１３および切り換えコントローラ１４を備えて構成されている。

出力電圧可変回路１１は、メイン電圧発生回路５で発生する出力電圧Ｖssの設定を可変とするために第１の制御電圧Ｖ_C1および第２の制御電圧Ｖ_C2（Ｖ_C1＞Ｖ_C2）を発生可能に構成されている。すなわち、出力電圧可変回路１１は、出力端子６とグランドとの間に直列接続された高電圧設定用のフィードバック抵抗Ｒ_H1，Ｒ_H2と、同じく出力端子６とグランドとの間に直列接続された低電圧設定用のフィードバック抵抗Ｒ_L1，Ｒ_L2とを備えている。

独立電圧発生回路１２は、出力電圧Ｖssとは無関係に独立して固定電圧Ｖ_Fを発生するものであり、所定の電源とグランドとの間に直列接続された固定電圧供給用の抵抗Ｒ_F1，Ｒ_F2を備えている。この固定電圧Ｖ_Fの値は、シミュレーション等により、サブ電圧が低下しないような値に設定する。設定値の変更に対する出力電圧Ｖssの追従をできるだけ高速に行わせるためには、サブ電圧が低下しないような値の中でも最小値を固定電圧Ｖ_Fに設定するのが好ましい。

ここで、固定電圧Ｖ_Fの設定値について詳しく説明する。トランス４の１次巻線の巻き数をＮ１、メイン２次巻線の巻き数をＳ１、サブ２次巻線の巻き数をＳ２とする。なお、ここでは説明を分かりやすくするため、±電源ではなく、＋電源だけを考える。ＰＷＭ波のパルス幅が最大の状態（デューティでは５０％になる）では、１次側と２次側の電圧は巻き線比による。

例えば、Ｎ１＝３、Ｓ１＝９、Ｓ２＝２とした場合、１次の入力電圧Ｂが１３[Ｖ]で、かつ、ＰＷＭ波のパルス幅が最大の状態では、２次のメイン電圧ＳＶ１（出力電圧Ｖss）は３９[Ｖ]となる（ＳＶ１＝Ｂ×Ｓ１／Ｎ１）。また、２次のサブ電圧ＳＶ２は８．６[Ｖ]程度となる（ＳＶ２＝Ｂ×Ｓ２／Ｎ１）。

ここに２次メイン電圧ＳＶ１の制御（ＰＷＭのパルス幅の制御）が入ることになる。例えば、２次メイン電圧ＳＶ１（出力電圧Ｖss）の設定を３５[Ｖ]にした場合には、Ｂ＝１３[Ｖ]、ＳＶ１＝３５[Ｖ]ではデューティが５０％×３５／３９＝４４．８％となる。このときの２次サブ電圧ＳＶ２は７．７１[Ｖ]となる。逆に、２次サブ電圧ＳＶ２を５[Ｖ]としたい場合には、デューティは２９％となり、そのときの２次メイン電圧ＳＶ１は２２．６２[Ｖ]となる。

これを上述の変数で考えると、
ＳＶ２＝Ｂ×（Ｓ２／Ｎ１）×（[ＰＷＭ幅]／５０％）
となる。ここで、[ＰＷＭ幅]はＰＷＭ波のデューティである。したがって、必要な２次サブ電圧ＳＶ２を確保するために必要なＰＷＭ波のデューティは、
[ＰＷＭ幅]＝（ＳＶ２×５０％）／（Ｂ×（Ｓ２／Ｎ１））
になる。固定電圧Ｖ_Fは、このような[ＰＷＭ幅]を実現するのに要する電圧値に設定する。

切り換えスイッチ１３は、出力電圧可変回路１１にて発生された第１および第２の制御電圧Ｖ_C1，Ｖ_C2と、独立電圧発生回路１２にて発生された固定電圧Ｖ_Fとの何れかを選択してＰＷＭコントローラ２に供給する。切り換えコントローラ１４は、出力電圧Ｖssの設定値の変更に応じて、切り換えスイッチ１３の切り換えを行うように制御する。

具体的には、切り換えコントローラ１４は、出力電圧Ｖssの設定が高電圧（例えば、±３５[Ｖ]）から低電圧（例えば、±２５[Ｖ]）に切り換えられたときに、固定電圧Ｖ_Fを選択するように切り換えスイッチ１３を制御する。その後、出力電圧Ｖssを監視し、当該出力電圧Ｖssが低電圧の設定値まで低下したときに、第２の制御電圧Ｖ_C2を選択するように切り換えスイッチ１３を制御する。逆に、出力電圧Ｖssの設定が低電圧から高電圧に切り換えられたときに、切り換えコントローラ１４は、固定電圧Ｖ_Fを選択することなく、直ちに第１の制御電圧Ｖ_C1を選択するように切り換えスイッチ１３を制御する。

図３は、上記のように構成した本実施形態によるスイッチング電源装置の動作例を示すタイムチャートである。このタイムチャートは、出力電圧Ｖssの設定が±３５[Ｖ]の高電圧から±２５[Ｖ]の低電圧に切り換えられたときの動作を示している。

図３に示すように、出力電圧Ｖssが高電圧に設定されているときは、切り換えスイッチ１３は高電圧設定用の第１の制御電圧Ｖ_C1を選択するように切り換えられている。ここで、出力電圧Ｖssの設定が高電圧から低電圧に切り換えられると、切り換えスイッチ１３は固定電圧Ｖ_Fを選択するように切り換えられる。これにより、固定電圧Ｖ_Fに基づきＰＷＭコントローラ２にて生成されたＰＷＭ波によってトランス４への入力電圧供給量が低減され、出力電圧Ｖssが徐々に低下していく。

このように出力電圧Ｖssが徐々に低下している間、ＰＷＭコントローラ２において発振動作は停止せず、トランス４に対して入力電圧が供給され続けている。そのため、サブ電圧発生回路７に対しても必要充分な電流が供給されているので、サブ電圧発生回路７が正常に動作し、サブ電圧の出力レベルの低下を防止することができる。

切り換えコントローラ１４は、徐々に低下している出力電圧Ｖssのレベルを監視し、出力電圧Ｖssが低電圧の設定値まで低下したことを検知したときに、第２の制御電圧Ｖ_C2を選択するように切り換えスイッチ１３を制御する。これにより、それ以降は出力電圧Ｖssに応じて生成された第２の制御電圧Ｖ_C2に基づきＰＷＭコントローラ２にてＰＷＭ波が生成され、出力電圧Ｖssが低電圧の設定値で安定するように制御される。

以上詳しく説明したように、本実施形態では、出力電圧Ｖssの設定が高電圧から低電圧に切り換えられたときには固定電圧Ｖ_FをＰＷＭコントローラ２に供給し、出力電圧Ｖssが低電圧の設定値まで低下した段階で、出力電圧Ｖssを低電圧に安定化させるための第２の制御電圧Ｖ_C2をＰＷＭコントローラ２に供給するように切り換えている。このため、出力電圧Ｖssが高電圧から低電圧に切り換えられている間も、ＰＷＭコントローラ２の発振動作が停止せず、固定電圧Ｖ_Fに基づいてＰＷＭ波を生成して電圧変換回路を正常に動作させることができる。これにより、サブ電圧の出力レベルが低下してしまう不都合を回避することができる。

なお、上記実施形態では、フィードバック制御回路８を図２のように構成する例について説明したが、この構成は単なる一例であって、これに限定されるものではない。例えば、図４のようにフィードバック制御回路８を構成することも可能である。なお、この図４において、図２および図５に示した構成要素と同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付している。

また、上記実施形態では、出力電圧Ｖssの設定が高電圧から低電圧に切り換えられたときには固定電圧Ｖ_FをＰＷＭコントローラ２に供給する例について説明したが、これに限定されない。例えば、出力電圧Ｖssとは無関係に独立して発生する独立電圧として２種類の独立電圧Ｖ_F1，Ｖ_F2（Ｖ_F1＞Ｖ_F2）を発生し、これら２種類の独立電圧Ｖ_F1，Ｖ_F2を順次切り換えていくようにしても良い。切り換える独立電圧は、２種類以上であっても良い。

例えば、出力電圧Ｖssの設定が高電圧から低電圧に切り換えられた直後は第１の独立電圧Ｖ_F1を選択し、所定時間の経過後、あるいは、モニタリングしている出力電圧Ｖssが所定値（例えば、高電圧設定値と低電圧設定値との中央値）になったタイミングで、第２の独立電圧Ｖ_F2を選択するように切り換える。その後、モニタリングしている出力電圧Ｖssが低電圧の設定値となったタイミングで、第２の制御電圧Ｖ_C2を選択するように切り換える。

その他、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその精神、またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

本実施形態によるスイッチング電源装置の構成例を示す図である。 本実施形態によるフィードバック制御回路の構成例を示す図である。 本実施形態によるスイッチング電源装置の動作例を示すタイムチャートである。 本実施形態によるフィードバック制御回路の他の構成例を示す図である。 ＰＷＭ方式によるスイッチング電源装置の一般的な構成を示す図である。 従来の出力電圧可変回路の構成を示す図である。 従来のスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャートである。

符号の説明

１ 入力端子
２ ＰＷＭコントローラ
３ 半導体スイッチ
４ トランス
５ メイン電圧発生回路
６ 出力端子
７ サブ電圧発生回路
１１ 出力電圧可変回路
１２ 独立電圧発生回路
１３ 切り換えスイッチ
１４ 切り換えコントローラ

Claims (3)

1. 入力電圧の振幅をＰＷＭ波のパルス幅に変換し、上記ＰＷＭ波により出力電圧の制御を行うスイッチング電源装置において、
   上記入力電圧を変換して上記出力電圧を得る電圧変換回路と、
   上記電圧変換回路により発生された出力電圧に応じたパルス幅のＰＷＭ波を発生して出力するＰＷＭコントローラと、
   上記ＰＷＭコントローラにより発生されたＰＷＭ波に基づきオン／オフし、オン期間中に上記入力電圧を上記電圧変換回路に供給するよう制御する半導体スイッチと、
   上記電圧変換回路で発生する出力電圧を可変とするために、上記出力電圧に基づいて第１の制御電圧および上記第１の制御電圧よりも低い第２の制御電圧を発生可能に構成された出力電圧可変回路と、
   上記出力電圧とは無関係に独立して電圧を発生する独立電圧発生回路と、
   上記出力電圧可変回路にて発生された制御電圧と、上記独立電圧発生回路にて発生された独立電圧との何れかを選択して上記ＰＷＭコントローラに供給する切り換えスイッチと、
   上記出力電圧の設定値の変更に応じて、上記切り換えスイッチの切り換えを行うように制御する切り換えコントローラとを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 上記切り換えコントローラは、上記出力電圧の設定が上記第１の制御電圧に対応した高電圧から上記第２の制御電圧に対応した低電圧に切り換えられたときに、上記独立電圧を選択するように上記切り換えスイッチを制御し、上記出力電圧が上記高電圧から上記低電圧まで低下したときに、上記第２の制御電圧を選択するように上記切り換えスイッチを制御することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 上記切り換えコントローラは、上記出力電圧の設定が上記第２の制御電圧に対応した低電圧から上記第１の制御電圧に対応した高電圧に切り換えられたときに、上記第１の制御電圧を選択するように上記切り換えスイッチを制御することを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源装置。