JP5228567B2 - 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に入力電源として電池を使用するＤＣ−ＤＣコンバータおよびこれを構成する電源駆動用半導体集積回路に利用して有効な技術に関する。

携帯用電子機器には、電源として電池（一次電池、二次電池）が用いられている。このような携帯用電子機器では、モータを回転させたり電子部品を駆動したりするため、電池電圧よりも高い電圧が必要になることがある。そのような場合、一般には、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータが使用される。

従来、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば図６に示すようなスイッチングレギュレータが知られている。このスイッチングレギュレータは、スイッチトランジスタＭ１をオンさせてコイルＬ１に電流を流してエネルギーを蓄積し、Ｍ１をオフさせることでコイルからエネルギーを放出させ、ダイオードＤ１で整流して出力端子に接続されているコンデンサに電荷を供給して昇圧した電圧を発生する。

さらに、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧してＰＷＭ（パルス幅変調）コンパレータを有する制御回路へフィードバックし、制御回路は出力電圧Ｖｏｕｔが下がると制御パルスのパルス幅を広げてＭ１がオンされる時間を長くし、出力電圧Ｖｏｕｔが上がると制御パルスのパルス幅を狭めてＭ１がオンされる時間を短くすることで出力電圧Ｖｏｕｔを一定にするというものであり、電池の電圧の数倍の出力電圧Ｖｏｕｔを得ることが可能である。
特開２００５−２１７９４４号公報

電池は過度に放電すると一次電池の場合には液漏れを起こしたり、二次電池の場合には特性が劣化したりするという欠点があるので、電池側の電圧を監視して入力電圧がある程度下がった場合には、スイッチトランジスタＭ１をオンさせるのを停止するのが望ましい。

しかしながら、図６に示すようなスイッチングレギュレータにおいては、コイルＬ１−ダイオードＤ１−負荷という電流パスがあるため、一次電池の電圧がダイオードＤ１の順方向電圧以上ある場合には、スイッチトランジスタＭ１をオフさせても、ダイオードＤ１がオンして上記電流パスを通して負荷に電流が流れ続け、過度に放電すると電池が液漏れを起こしたり、特性が劣化したりするおそれがある。

なお、直流電圧を昇圧してＷＬＥＤの駆動電流を出力するＤＣ−ＤＣコンバータからなるＬＥＤ駆動用の電源回路において、昇圧動作停止時にＬＥＤに電流が流れ続けて消費電力が増加したりＬＥＤが弱く点灯してしまうのを回避するため、ＬＥＤと接地点との間にスイッチトランジスタを設けてこれをオフさせることで電流を遮断するようにした発明が提案されている（特許文献１参照）。

特許文献１に開示されている発明は、負荷であるＬＥＤと直列にセンス抵抗を接続し、その電圧を制御回路にフィードバックしてＰＷＭ駆動するものであり、負荷に流れる電流を遮断すべくこれと直列に挿入されているスイッチをオフさせるとセンス抵抗に流れる電流も遮断されることとなる。しかし、負荷であるＬＥＤと直列にセンス抵抗を接続する構成にあっては、センス抵抗の抵抗値を小さくすると検出精度が低下する一方、センス抵抗の抵抗値を大きくすると抵抗での損失が大きくなるとともに負荷にかけることができる電圧が小さくなってしまうという不具合がある。

また、特許文献１に開示されている電源装置は、ＷＬＥＤに所定の駆動電流を流すよう定電流制御するものであるため、負荷であるＬＥＤと直列にセンス抵抗が接続されており、定電圧制御で所定の電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータには、図６のように出力端子と接地点との間に接続された抵抗Ｒ３，Ｒ４で分圧された電圧をフィードバックする方式が適している。しかし、定電圧制御のため図６のようにフィードバック電圧を生成する分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４を負荷と並列形態に設けた電源システムでは、仮に負荷に流れる電流を遮断しても、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４を通して電流が流れ続けてしまうのを防止することができない。

この発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、回路の動作を停止させたときに出力端子より電流が流れ続けるのを防止できる昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。

この発明の他の目的は、電池を入力電源とする昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電池が液漏れを起こしたり、特性劣化を起こしにくくすることにある。

本発明は、上記目的を達成するため、電池からの直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に、インダクタと整流素子が直列形態に接続され、前記インダクタと整流素子との接続ノードに結合され前記インダクタに電流を流す駆動素子と、出力のフィードバック電圧に応じて前記駆動素子を制御する信号を生成し出力する制御回路と、を備えた昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記整流素子と直列形態をなすように電流遮断用のスイッチ素子を設け、前記制御回路は、入力電圧を監視する低電圧検出回路を備え、入力電圧が所定の電位以下に下がったことを前記低電圧検出回路が検出した場合に前記駆動素子の駆動を停止するとともに、前記電流遮断用のスイッチ素子をオフ状態にするように構成したものである。

上記のような構成によれば、入力電圧としての電池電圧が低下すると、コンバータが自動的に昇圧動作を停止するとともに整流素子を介して出力端子より流れ続けるおそれのある電流を遮断することができ、これによって電池の無駄な消耗を防止することができるようになる。

また、望ましくは、前記制御回路は、外部からの制御信号の入力に基づいて前記駆動素子の駆動を停止する機能を有し、駆動停止を指令する前記制御信号が入力された場合もしくは入力電圧が所定の電位以下に下がったことを前記低電圧検出回路が検出した場合に前記駆動素子の駆動を停止するとともに、前記電流遮断用のスイッチ素子をオフ状態にするように構成する。これにより、外部から駆動停止を指令する前記制御信号が入力された場合にも、昇圧動作を停止するとともに整流素子を介して出力端子より流れ続けるおそれのある電流を遮断することができるようになる。

さらに、望ましくは、前記電流遮断用のスイッチ素子は、前記整流素子と前記出力端子との間に接続されたＰチャネル型電界効果トランジスタにより構成する。これにより、駆動停止時に出力端子より流れ出る電流を完全に遮断できるとともに、内部に電流パスを遮断するスイッチを持たない負荷が接続されている場合に負荷に流れる電流を遮断することが可能となる。

また、望ましくは、出力端子と接地点との間に負荷と並列に接続された直列抵抗からなる出力電圧の分圧回路を備え、該分圧回路で生成された電圧が前記制御回路にフィードバック電圧として供給されるように構成されるとともに、前記電流遮断用のスイッチ素子は、前記出力端子と接地点との間に、前記分圧回路と直列に接続されるように構成する。これにより、出力電圧の定電圧制御が可能になるとともに、出力端子より分圧回路を通して流れ出る電流を遮断することが可能となる。ここで、前記電流遮断用のスイッチ素子は、Ｎチャネル型電界効果トランジスタにより構成するのが望ましい。

本発明に従うと、回路の動作を停止させたときに出力端子より電流が流れ続けるのを防止できる昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータが実現される。また、電池を入力電源とする昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、電池が液漏れを起こしたり、特性劣化を起こしにくくすることができるという効果がある。

以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。

図１は本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す。

本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、電池２０からの直流電圧Ｖｉｎが入力される電圧入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に直列形態に接続されたコイル（インダクタ）Ｌ１および整流用ダイオードＤ１、前記コイルＬ１とダイオードＤ１との接続ノードと接地点ＧＮＤとの間に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）からなる駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１、該駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１をオン、オフ制御するスイッチング制御回路１０、出力端子ＯＵＴと接地点との間に接続された平滑コンデンサＣ２などによって、昇圧型のスイッチングレギュレータとして構成されている。

また、出力端子ＯＵＴと接地点との間には、上記平滑コンデンサＣ２と並列に、直列形態の抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる抵抗分圧回路が接続され、抵抗Ｒ３，Ｒ４によって分圧された電圧がスイッチング制御回路１０のフィードバック端子ＦＢに印加されるように構成されている。さらに、この実施形態では、上記整流用ダイオードＤ１と出力端子ＯＵＴとの間に、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる電流遮断用スイッチＳＷ２がＤ１と直列をなすように接続されている。

なお、特に限定されるものではないが、この実施形態では、上記スイッチング制御回路１０は、駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１および電流遮断用スイッチＳＷ２とともに一つの半導体チップ上に半導体集積回路（以下、電源駆動用ＩＣと称する）として形成され、コイルＬ１および整流用ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１は、ディスクリート部品で構成され上記電源駆動用ＩＣに外付け素子として接続されるように構成されている。

スイッチング制御回路１０は、直列形態の定電流源ＣＳおよびツェナーダイオードＤｚからなる定電圧回路１１と、該定電圧回路１１で生成された定電圧Ｖｚが非反転入力端子に印加され上記フィードバック端子ＦＢの電圧が反転入力端子に印加されフィードバック電圧と定電圧Ｖｚとの電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプ１２と、該誤差アンプ１２の出力が非反転入力端子に入力されるＰＷＭ（パルス幅変調）コンパレータ１３と、該ＰＷＭコンパレータ１３の出力に応じて前記駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１のオン、オフ駆動信号を生成し出力するＡＮＤゲートからなる駆動回路（ドライバ）１５を有する。

上記ＰＷＭコンパレータ１３の反転入力端子には、発振器を内蔵し所定の周波数の三角波もしくは鋸波のような波形信号（ＲＡＭＰ信号）を生成する波形生成回路１４からの波形信号が入力され、フィードバック電圧に応じて出力電圧が高いときは出力駆動パルスのパルス幅を狭くしフィードバック電圧が低いときはパルス幅を広くするような制御を行なう。そして、このＰＷＭコンパレータ１３により生成されたパルス信号が駆動回路１５に供給される。

駆動回路１５はこのパルスに基いてスイッチトランジスタＳＷ１をオンさせてコイルＬ１に電流を流してエネルギーを蓄積し、ＳＷ１をオフさせることでコイルからエネルギーを放出させ、ダイオードＤ１で整流して出力端子に接続されているコンデンサＣ２に電荷を供給して、電池からの入力電圧を昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを発生させる。また、分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４からの電圧に基づくフィードバック制御により、負荷が変動しても出力電圧Ｖｏｕｔを一定に保持することができる。

さらに、本実施形態においては、スイッチング制御回路１０内に、電圧入力端子ＩＮと接地点との間に接続されて入力電圧Ｖｉｎを分圧する抵抗Ｒ１，Ｒ２からなる抵抗分圧回路と、抵抗Ｒ１，Ｒ２によって分圧された電圧と定電圧回路１１で生成された定電圧Ｖｚとを比較して入力電圧Ｖｉｎが所定のレベル以下に下がったか否かを検出するコンパレータからなる低電圧検出回路１６と、該低電圧検出回路１６の出力とチップ外部から供給される動作制御信号ＣＥとを入力とするＡＮＤゲート回路１７と、該ＡＮＤゲート回路１７の出力を論理反転するインバータＩＮＶ１が設けられている。

上記動作制御信号ＣＥは、チップ外部からスイッチング制御回路１０の動作を許可したり、動作を停止させたりするもので、ロウレベルのときにチップの動作が停止される。また、ＡＮＤゲート回路１７の出力が前記駆動回路１５に供給されてその動作を制御するとともに、インバータＩＮＶ１の出力が電流遮断用スイッチＳＷ２のゲート端子に供給され、オン、オフ制御するように構成されている。

次に、図１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を、図２および図３を用いて説明する。なお、図２は電池電圧が充分に高い状態で動作制御信号ＣＥによってチップの動作を停止させる場合のもの、図３は低電圧検出回路１６の検出信号によってチップの動作が停止される場合のものである。

図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるインバータＩＮＶ１および電流遮断用スイッチＳＷ２のない制御回路において、動作制御信号ＣＥがロウレベルに変化されると駆動回路１５が駆動パルスを出力しなくなるため、駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１は連続してオフ状態にされる。ここで、電池２０の電圧が整流用ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦよりも高いと、コイルＬ１−ダイオードＤ１−負荷（および分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４）という電流パスを通して電流が流れ続ける。このとき、出力電圧ＶｏｕｔはＶｉｎ−ＶＦである。図２（Ａ）に、このときの入力電圧Ｖｉｎ、動作制御信号ＣＥ、出力電圧Ｖｏｕｔの状態変化が示されている。チップに動作停止指令を与えた後も、出力端子より電流が流れ続けることで、電池が無駄に消耗するおそれがある。

これに対し、図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、動作制御信号ＣＥがロウレベルに変化されると駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１はオフ状態にされるとともに、整流用ダイオードＤ１と出力端子ＯＵＴとの間の電流遮断用スイッチＳＷ２がオフ状態にされる。これにより、コイルＬ１−ダイオードＤ１−負荷（および分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４）の電流パスがなくなって出力端子より流れ出る電流がゼロになるとともに、図２（Ｂ）に示すように出力電圧Ｖｏｕｔは０Ｖに立ち下がる。その結果、電池が無駄に消耗するおそれがなくなる。

次に、図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおけるインバータＩＮＶ１および電流遮断用スイッチＳＷ２のない制御回路において、電池２０の電圧（入力電圧Ｖｉｎ）が所定の判定レベルＵＶＬＯよりも低くなると、低電圧検出回路１６の出力がロウレベルに変化してＡＮＤゲート回路１７の出力がロウレベルになり、駆動回路１５が駆動パルスを出力しなくなるため、駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１は連続してオフ状態にされる。ここで、電池２０の電圧が整流用ダイオードＤ１の順方向電圧ＶＦよりも高いと、コイルＬ１−ダイオードＤ１−負荷（および分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４）という電流パスを通して電流が流れ続ける。そのため、特に負荷の内部抵抗が小さい場合には出力端子より電流が流れ続けることで、図３（Ａ）に示すように、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏｕｔが徐々に下がり、電池が過度に放電して液漏れを起こしたり特性劣化を起こすおそれがある。

これに対し、図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、電池電圧が下がり低電圧検出回路１６の判定レベルＵＶＬＯよりも低くなると、検出回路の出力がロウレベルに変化して駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１は連続してオフ状態にされるとともに、整流用ダイオードＤ１と出力端子ＯＵＴとの間の電流遮断用スイッチＳＷ２がオフ状態にされる。これにより、コイルＬ１−ダイオードＤ１−負荷（および分圧抵抗Ｒ３，Ｒ４）の電流パスがなくなって出力端子より流れ出る電流がゼロになるとともに、図３（Ｂ）に示すように出力電圧Ｖｏｕｔは０Ｖに立ち下がる。

その結果、入力電圧Ｖｉｎは大きく下がらなくなり、電池が液漏れを起こすのを回避できるようになる。なお、図３（Ｂ）において、検出回路の出力がロウレベルに変化した後も入力電圧Ｖｉｎが少しずつ下がっているのは、スイッチング制御回路１０の消費電流があるためである。本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、負荷として内部に常時電流パスがあるものを使用する場合に特に有効である。負荷３０内部に電流パスを遮断するスイッチ（図５のＳＷ０）が設けられ制御信号ＣＥによってオフされるように構成される場合には、上記電流遮断用スイッチＳＷ２を、出力端子と分圧抵抗Ｒ３との間に設けても良い。

なお、図１の実施形態で、電流遮断用スイッチＳＷ２としてＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用しているのは、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴはゲート電圧をハイレベルにすることでオン状態にすることができるため、電池電圧で動作する制御回路（インバータＩＮＶ１）でオンさせようとしても、ゲート電圧をＶｉｎ以上に上げられないためオン状態にすることができないためである。電流遮断用スイッチＳＷ２としてＰチャネルＭＯＳＦＥＴを使用すると、そのゲートにロウレベル（接地電位）を印加することでオン状態にすることができる。

図４には、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの変形例が示されている。この変形例は、電流遮断用スイッチＳＷ２を、ダイオードＤ１と出力端子ＯＵＴとの間ではなく、分圧抵抗Ｒ４と接地点との間に設けるとともに、電流遮断用スイッチＳＷ２としてＰチャネルＭＯＳＦＥＴの代わりにＮチャネルＭＯＳＦＥＴを用いるようにしたものである。

この変形例のように構成しても前記実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータとほぼ同様の効果が得られる。負荷３０およびコンデンサＣ２は、出力端子ＯＵＴと、分圧抵抗Ｒ４と電流遮断用スイッチＳＷ２の接続ノードとの間に接続されている。これにより、負荷内部に常時電流パスがあるものを使用する場合にも電流を遮断することができる。コンデンサＣ２は出力端子ＯＵＴと接地点との間に接続するようにしても良い。

図５には、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の変形例が示されている。この変形例は、電流遮断用スイッチＳＷ２を、分圧抵抗Ｒ４と接地点との間に設けるとともに、負荷３０およびコンデンサＣ２を、出力端子ＯＵＴと接地点との間に接続するようにしたものである。この変形例は、負荷３０内部に電流パスを遮断するスイッチＳＷ０が設けられている場合に有効である。動作制御信号ＣＥによって負荷３０内部のスイッチＳＷ０をオフさせるのに連動して、信号ＣＥでチップの動作を停止させて電流遮断用スイッチＳＷ２をオフさせるように構成することで、前記実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータと同様の効果が得られる。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。例えば、図１のＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、低電圧検出回路１６とＡＮＤゲート回路１７とを設けて入力電圧が下がったときあるいは外部から動作停止指令が入力されたときのいずれ場合にも電流遮断用スイッチＳＷ２をオフするように構成したものを説明したが、入力電圧が下がったときにオフする機能あるいは外部から動作停止指令が入力されたときにオフする機能のいずれか一方のみを設けるように構成しても良い。

また、前記実施形態では、誤差アンプ１２の後段にＰＷＭコンパレータ１３を設けているが、ＰＷＭコンパレータの代わりにＰＦＭ（パルス周波数変調）コンパレータを設けたものであっても良い。

さらに、前記実施形態においては、駆動用スイッチングトランジスタＳＷ１および整流用ダイオードＤ１を、制御回路１０が形成されたＩＣのチップ内に形成したものを示したが、外付け素子としてＩＣに接続するように構成しても良い。また、出力電圧を分圧する抵抗Ｒ３，Ｒ４として外付け素子を用いる代わりに、チップ内部にこれらの抵抗を形成するように構成しても良い。

以上の説明では、本発明を昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例を説明したが、本発明にそれに限定されるものではなく、電池電圧を入力電圧としコンバータの動作停止時に出力端子より電流が流れ出すパスがある電源装置に広く利用することができる。

本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示すブロック構成図である。 外部制御信号入力による動作停止機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータとそのような機能を有していないＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電圧Ｖｉｎと制御信号ＣＥと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示すタイムチャートである。 低電圧検出回路の検出信号による動作停止機能を有するＤＣ−ＤＣコンバータとそのような機能を有していないＤＣ−ＤＣコンバータにおける入力電圧Ｖｉｎと低電圧検出信号ＵＶＬＯと出力電圧Ｖｏｕｔとの関係を示すタイムチャートである。 本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータの変形例を示すブロック構成図である。 本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータの他の変形例を示すブロック構成図である。 従来の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータの一例を示すブロック構成図である。

符号の説明

１０ スイッチング制御回路
１１ 定電圧回路
１２ 誤差アンプ
１３ ＰＷＭコンパレータ
１４ 波形生成回路
１５ 駆動回路（ドライバ）
１６ 低電圧検出回路
１７ ＡＮＤゲート回路
２０ 二次電池（リチウムイオン電池）
３０ 負荷
Ｌ１ コイル（インダクタ）
Ｃ１ 平滑コンデンサ
ＳＷ１ コイル駆動用スイッチングトランジスタ
ＳＷ２ 電流遮断用スイッチ
Ｒ３，Ｒ４ 出力の分圧抵抗

Claims (4)

1. 電池からの直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に、インダクタと整流素子が直列形態に接続され、前記インダクタと整流素子との接続ノードに結合され前記インダクタに電流を流す駆動素子と、出力のフィードバック電圧に応じて前記駆動素子を制御する信号を生成し出力する制御回路と、を備えた昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記出力端子と接地点との間に負荷と並列に接続された直列抵抗からなる出力電圧の分圧回路を備え、該分圧回路で生成された電圧が前記制御回路にフィードバック電圧として供給されるように構成されるとともに、
   前記出力端子と接地点との間に、前記分圧回路と直列であって前記負荷と並列に電流遮断用のスイッチ素子が設けられ、
   前記負荷は、内部に電流パスを遮断可能なスイッチを備え、
   前記制御回路は、入力電圧を監視する低電圧検出回路を備え、入力電圧が所定の電位以下に下がったことを前記低電圧検出回路が検出した場合に前記駆動素子の駆動を停止するとともに、前記電流遮断用のスイッチ素子および前記負荷の内部のスイッチをオフ状態にするように構成されていることを特徴とする昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記制御回路は、外部からの制御信号の入力に基づいて前記駆動素子の駆動を停止する機能を有し、駆動停止を指令する前記制御信号が入力された場合もしくは入力電圧が所定の電位以下に下がったことを前記低電圧検出回路が検出した場合に前記駆動素子の駆動を停止するとともに、前記電流遮断用のスイッチ素子および前記負荷の内部のスイッチをオフ状態にするように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記電流遮断用のスイッチ素子は、前記分圧回路と接地点との間に接続されたＮチャネル型電界効果トランジスタにより構成されていることを特徴とする請求項２に記載の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記出力端子と接地点との間、もしくは、
   前記出力端子と、前記分圧回路と前記Ｎチャネル型電界効果トランジスタとの接続ノードと、の間に、
   平滑コンデンサが前記負荷と並列をなすように接続されていることを特徴とする請求項３に記載の昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ。

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