JP2010273447A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源装置において、過電圧の検出レベルをユーザーが自由に設定できるようにして、外付け部品の耐圧も自由に選択できるようにする。
【解決手段】インダクタに間歇的に電流を流すスイッチング素子をオン、オフ制御する制御回路を備えたスイッチング電源装置において、所定の電圧と比較することによって出力電圧が所定の電位以上または所定の電位以下になったことを検出する異常電圧検出回路（１３）と、所定の電圧を生成する可変電圧源（１７）と、外部より前記可変電圧源が異常電圧検出回路に与えるべき電圧を設定するための制御端子（Ｐ１）とを設け、異常電圧検出回路が異常電圧を検出した場合に、制御回路によるスイッチング素子（ＳＷ１）のオン、オフ制御を変更するように構成した。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源装置における出力の異常検出技術に関し、特に昇圧型のスイッチング電源装置における出力の過電圧検出に利用して有効な技術に関する。

ＷＬＥＤ（白色発光ダイオード）等のＬＥＤの駆動電源を発生する直流電源装置には、一般に、昇圧型のスイッチングレギュレータからなるＤＣ−ＤＣコンバータが用いられている。かかるＬＥＤ駆動用電源装置においては、図８に示すように、ＬＥＤに流れる駆動電流をセンス抵抗Ｒｓで電圧に変換して制御回路ＣＮＴにフィードバックして誤差アンプで基準電圧と比較して電位差に応じたパルス幅を有する駆動パルスを生成して、インダクタ（コイル）Ｌに間歇的に電流を流すスイッチング素子ＳＷをオン、オフ駆動して駆動電流を一定に保つフィードバック制御が行われている。

かかる電源装置においては、出力端子からＬＥＤが外れると、フィードバック電圧ＦＢが接地電位に下がるため、制御回路ＣＮＴは出力電圧を上げようとしてスイッチング素子ＳＷのオン時間を長くする。すると、図９に示すように、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、場合によっては周辺の素子やＩＣの耐圧を越えてしまい素子や部品が破壊されてしまうおそれがある。そこで、出力電圧を監視する過電圧検出回路ＯＶＰを設け、過電圧検出回路ＯＶＰが過電圧を検出した場合には制御回路ＣＮＴによってスイッチング素子ＳＷを制御してそれ以上出力電圧が高くならないようにする技術が知られている。

なお、電源装置における過電圧検出回路に関する発明としては、例えば特許文献１や特許文献２に記載されているものがある。

特開昭６１−２２１６７４号公報 特開２００３−１４３８３８号公報

従来の電源装置における過電圧検出回路は、過電圧の検出レベルが固定されているため、出力電圧を過電圧検出レベル以上に高くすることができない。そのため、ＬＥＤドライバ用の電源装置では、接続可能なＬＥＤの数が制限されたり、外付け部品である整流用のショットキーバリアダイオードＳＢＤや平滑用のコンデンサＣＯの耐圧も制限されてしまい、自由に部品を選択することができないなどの制約がある。その結果、過電圧検出回路の検出レベルに応じた耐圧を有するコストの高い素子を使用せざるを得ないなどの課題があることが明らかとなった。

この発明は上記のような課題に着目してなされたもので、その目的とするところは、直流電源装置において、過電圧の検出レベルをユーザーが自由に設定できるようにして、外付け部品選択の自由度を高くすることができるとともに、ＬＥＤ駆動用電源装置では接続可能なＬＥＤの数が従来に比べて制限されることのない過電圧検出技術を提供することにある。

この発明の他の目的は、直流電源装置において、過電圧検出機能の他、過電流検出機能や低電圧検出機能を付与することが可能な技術を提供することにある。

本発明は、上記目的を達成するため、
直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に接続されたインダクタと、前記インダクタに間歇的に電流を流すスイッチング素子と、出力のフィードバック電圧に応じて前記スイッチング素子をオン、オフ制御する信号を生成し出力する制御回路と、を備え、前記インダクタに流れる電流を整流して入力電圧と異なる電位の電圧を出力するスイッチング電源装置において、
所定の電圧と比較することによって出力電圧が所定の電位以上または所定の電位以下になったことを検出する異常電圧検出回路と、
前記所定の電圧を生成する可変電圧源と、
外部より前記可変電圧源が前記異常電圧検出回路に与えるべき電圧を設定するための制御端子と、を備え、
前記制御回路は、前記異常電圧検出回路が異常電圧を検出した場合に、前記スイッチング素子のオン、オフ制御を変更するように構成したものである。

上記のような構成によれば、出力電圧が所定の電位以上または所定の電位以下になると、制御回路によって出力電圧が所定電位以上または所定電位以下とならないように制御されるため、出力電圧の異常な状態を回避できるとともに、制御端子により異常電圧の検出レベルをユーザーが自由に設定できるようになる。その結果、外付け部品の耐圧もある程度自由に選択できるため部品の選択の自由度が高くなるとともに、ＬＥＤ駆動用電源装置では接続可能なＬＥＤの数が従来に比べてあまり制限されないようになる。

ここで、望ましくは、前記異常電圧検出回路は、第１の所定電圧と比較することによって出力電圧が所定の電位以上になったことを検出する過電圧検出回路と、第２の所定電圧と比較することによって出力電圧が所定の電位以下になったことを検出する低電圧検出回路と、を含み、
前記第１の所定電圧を生成する第１可変電圧源と、
前記第２の所定電圧を生成する第２可変電圧源と、
外部より前記第１可変電圧源が前記過電圧検出回路に与えるべき電圧を設定するための第１制御端子と、
外部より前記第２可変電圧源が前記過電圧検出回路に与えるべき電圧を設定するための第２制御端子と、を設ける。

これにより、出力電圧が所定の電位以上になった場合には制御回路によって出力電圧がそれ以上の電位とならないように、また出力電圧が所定の電位以下になった場合には、制御回路によって出力電圧がそれ以下の電位とならないように制御されるため、出力電圧の異常な状態を回避できるとともに、第１と第２の制御端子により出力電圧の過電圧検出レベルと低電圧検出レベルをユーザーがそれぞれ自由に設定できるようになる。

また、望ましくは、第３の所定電圧を基準として出力電流が所定の電流以上になったことを検出する過電流検出回路と、前記第３の所定電圧を生成する第３可変電圧源と、外部より前記第３可変電圧源が前記過電流検出回路に与えるべき電圧を設定するための第３制御端子と、を備え、前記制御回路は、前記過電流検出回路が過電流を検出した場合に、前記スイッチング素子のオン、オフ制御を変更するように構成する。

これにより、出力電流が所定の電流以上になると、制御回路によって出力電流がそれ以上増加しならないように制御されるため、出力電流が異常に増加した状態を回避できるとともに、第３の制御端子により過電流検出レベルをユーザーが自由に設定できるようになる。

さらに、望ましくは、前記制御端子のいずれかは、外部より前記制御回路の動作／非動作を指示する制御信号を入力するための端子を兼用し、前記制御信号は、所定のレベルよりも高い電位が制御回路の動作を指示し、所定のレベルよりも低い電位が制御回路の非動作を指示する信号として規定され、前記制御信号が入力される制御端子に前記所定のレベルよりも高い電圧が印加されている状態において、該印加電圧の大きさが前記検出回路に与えるべき所定電圧の大きさを指定するように構成する。

これにより、外部より可変電圧源が検出回路に与えるべき電圧を設定するための制御端子を設けることに伴う端子数の増加を抑制することができ、コンパクトなスイッチング電源装置および電源制御用半導体集積回路を実現することができる。

また、インダクタに間歇的に電流を流すスイッチング素子を、出力のフィードバック電圧に応じてオン、オフ制御する信号を生成する制御回路を備え、前記インダクタに流れる電流を整流して入力電圧と異なる電位の電圧を出力するスイッチング電源装置を構成する電源制御用半導体集積回路において、所定の電圧と比較することによって出力電圧が所定の電位以上または所定の電位以下になったことを検出する異常電圧検出回路と、前記所定の電圧を生成する可変電圧源と、外部より前記可変電圧源が前記異常電圧検出回路に与えるべき電圧を設定するための制御端子と、を備え、前記制御回路は、前記異常電圧検出回路が異常電圧を検出した場合に、前記スイッチング素子のオン、オフ制御を変更するように構成しても良い。

これにより、該電源制御用半導体集積回路を使用したスイッチング電源装置において、出力電圧の異常な状態を回避できるとともに、制御端子により異常電圧の検出レベルをユーザーが自由に設定できるようになる。

本発明によれば、直流電源装置において、過電圧や低電圧、過電流の検出レベルをユーザーが自由に設定できるようになり、外付け部品の選択の自由度を高くすることができるとともに、ＬＥＤ駆動用電源装置では接続可能なＬＥＤの数が従来に比べてあまり制限されないようになるという効果がある。

本発明を昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用した場合の一実施形態を示すブロック構成図である。 実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータの可変電圧源における外部からの制御電圧と過電圧検出レベルとの関係を示すグラフである。 実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータにおける過電圧検出時の動作を示すタイムチャートである。 本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータの第１の変形例を示すブロック構成図である。 本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータの第２の変形例を示すブロック構成図である。 本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータの第３の変形例を示すブロック構成図である。 本発明を適用したＤＣ−ＤＣコンバータの第４の変形例を示すブロック構成図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの構成例を示すブロック図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおける過電圧検出時の動作を示すタイムチャートである。

以下、本発明の好適な実施の形態を図面に基づいて説明する。

図１は本発明を昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに適用した場合の一実施形態を示す。

本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータは、電池２０からの直流電圧Ｖｉｎが入力される電圧入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとの間に直列形態に接続されたコイル（インダクタ）Ｌ１および整流用ダイオードＤ１、前記コイルＬ１とダイオードＤ１との接続ノードと接地点ＧＮＤとの間に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジスタ）からなる駆動用のスイッチングトランジスタＳＷ１、該トランジスタＳＷ１をオン、オフ制御するスイッチング制御回路１０、出力端子ＯＵＴと接地点との間に接続された平滑コンデンサＣＯなどによって、昇圧型のスイッチングレギュレータとして構成されている。

また、出力端子ＯＵＴと接地点との間には、上記平滑コンデンサＣＯと並列に、負荷である複数の直列形態のＬＥＤと電流−電圧変換用のセンス抵抗Ｒ１が接続され、ＬＥＤに流れる電流が抵抗Ｒ１によって電圧に変化されてフィードバック電圧ＦＢとしてスイッチング制御回路１０に入力されるように構成されている。

スイッチング制御回路１０は、参照電圧Ｖref1が非反転入力端子に、また上記フィードバック電圧ＦＢが反転入力端子にそれぞれ印加され、フィードバック電圧と参照電圧Ｖref1との電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプ１１と、該誤差アンプ１１の出力が反転入力端子に入力されるＰＷＭ（パルス幅変調）コンパレータ１２と、出力電圧Ｖｏｕｔが非反転入力端子に印加された過電圧検出用のコンパレータ１３とを備える。

上記ＰＷＭコンパレータ１２の非反転入力端子には、発振器を内蔵し所定の周波数の三角波もしくは鋸波のような波形信号（ＲＡＭＰ信号）を生成する図示しない波形生成回路からの波形信号が入力され、フィードバック電圧ＦＢに応じて、電圧が高いときすなわちＬＥＤ駆動電流が大きいときは出力駆動パルスのパルス幅を狭くし、フィードバック電圧が低いときすなわちＬＥＤ駆動電流が小さいときはパルス幅を広くするような制御を行なう。

そして、このＰＷＭコンパレータ１２により生成されたＰＷＭパルス信号と、上記過電圧検出用コンパレータ１３の出力信号がＯＲゲート１４を介してＲＳフリップフロップ１５に供給され、該フリップフロップ１５の出力によって駆動回路（ドライバ）１６がスイッチングトランジスタＳＷ１をオン、オフ駆動するゲート制御信号を生成するように構成されている。

駆動回路１６は、通常はＰＷＭパルスでスイッチングトランジスタＳＷ１をオンさせてコイルＬ１に電流を流してエネルギーを蓄積し、ＳＷ１をオフさせることでコイルからエネルギーを放出させ、ダイオードＤ１で整流して出力端子に接続されているコンデンサＣ１に電荷を供給して、電池からの入力電圧を昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを発生させる。そして、センス抵抗Ｒ１からの電圧に基づくフィードバック制御により、ＰＷＭコンパレータ１２がＰＷＭパルスのパルス幅を可変させてＬＥＤ駆動電流が一定になるように制御する。

この実施例では、フリップフロップ１５のセット端子には所定の周波数のクロックＣＫが入力されており、クロックＣＫによってフリップフロップ１５の出力が立ち上がり、ＰＷＭコンパレータ１２からの出力によってフリップフロップ１５がリセットされて出力が立ち下がることにより、ＰＷＭパルスが生成されて駆動回路１６に供給されＳＷ１の駆動パルスが生成される。そして、駆動パルスがハイレベル期間だけＳＷ１がオンされてコイルＬ１に電流が流される。クロックＣＫによってスイッチングトランジスタＳＷ１をオンさせるパルスを立ち上げることにより、例えばＰＷＭコンパレータ１２の出力がハイレベル（もしくはロウレベル）に張り付いてしまうような場合にもパルスを生成することができる。クロックＣＫを生成する回路（発振器）は、スイッチング制御回路（ＩＣ）１０内に設けられるが、ＩＣチップ外より入力するように構成しても良い。

本実施形態においては、過電圧検出用コンパレータ１３の非反転入力端子に出力電圧Ｖｏｕｔが入力され、反転入力端子には比較電圧として可変電圧源１７からの電圧Ｖref2が入力されており、可変電圧源１７は外部端子Ｐ１に外部から印加される制御電圧Ｖｃによって、発生する電圧が可変に構成されている。さらに、本実施形態においては、上記制御電圧Ｖｃを印加する外部端子として、スイッチング制御回路（ＩＣ）１０の動作／非動作を指令するイネーブル信号ＳＨＤＮを入力するための端子を兼用するように構成されている。コンパレータ１８は、外部端子Ｐ１に外部から印加された信号ＳＨＤＮを弁別するための回路であり、その非反転入力端子が外部端子Ｐ１に接続され、反転入力端子には参照電圧Ｖref3が印加されている。

この参照電圧Ｖref3は例えば１Ｖのような比較的低めの電圧に設定されており、コンパレータ１８は信号ＳＨＤＮがＶref3よりも高い場合には誤差アンプ１１やＰＷＭコンパレータ１２など内部回路を活性化させる信号（ハイレベル）を出力し、信号ＳＨＤＮがＶref3よりも低い場合には内部回路を非活性化させる信号（ロウレベル）を出力する。

上記可変電圧源１７は、外部端子Ｐ１に外部から印加される電圧（Ｖｃ）が１Ｖ以上の所定の範囲で反応するように構成されている。具体的には、図２に示すように、外部端子Ｐ１に印加される電圧ＶｃがＶref3よりも高い範囲において、可変電圧源１７から出力される比較電圧Ｖref2は電圧Ｖｃに比例して変化するように構成されている。このように、過電圧検出用コンパレータ１３の検出レベルである比較電圧Ｖref2が外部からの制御電圧Ｖｃに応じて変更されることで、ユーザーは例えば使用する部品の耐圧等に応じてＶref2を任意に設定することができる。

そのため、図３に示すように、図１のシステムにおいて、出力端子からＬＥＤが外れたりすることで出力電圧Ｖｏｕｔが急に上昇したとしても、出力電圧Ｖｏｕｔが比較電圧Ｖref2に達するとコンパレータ１３の出力が反転して、それがＯＲゲート１４を介してフリップフロップ１５に供給され、フリップフロップ１５の出力に基づいて駆動回路１６がトランジスタＳＷ１をオフする時間を長くして、出力電圧Ｖｏｕｔがそれ以上上昇しないようにする。フリップフロップ１５を、リセット端子がハイレベル固定されている場合にも、セット端子にクロックが入るたびにごく短い時間だけ出力がハイレベルに変化するように構成することで上記のような動作ができる。また、コンパレータ１３の出力がハイレベルに変化した場合にクロックＣＫの周波数を下げるようにしてもよい。

上記のような構成を有することにより、出力電圧Ｖｏｕｔが異常に高くなって印加される周辺の部品が破壊されるのを防止することができる。しかも、ユーザーは使用する部品の耐圧に応じて比較電圧Ｖref2のレベルを自由に設定できるので、部品選択の自由度も高くすることできる。また、使用するＬＥＤの順方向電圧に応じて比較電圧Ｖref2を設定することで、接続可能なＬＥＤの数が少なくなるのを回避することができる。

なお、上記実施例では、出力電圧Ｖｏｕｔを直接過電圧検出用コンパレータ１３に入力しているが、出力端子と接地点との間に直列に接続された複数の抵抗からなる分圧回路を設け、該分圧回路によって分圧された電圧を過電圧検出用コンパレータ１３に入力するように構成しても良い。これにより、外部から入力電圧Ｖｉｎよりも高い電圧を回路（ＩＣ）に与えなくても済むという利点がある。

また、特に限定されるものではないが、上記スイッチング制御回路１０は一つの半導体チップ上に半導体集積回路（ＩＣ）として形成し、コイルＬ１とダイオードＤ１および平滑コンデンサＣ１は、ディスクリート部品で構成され上記ＩＣに外付け素子として接続するように構成することができる。また、スイッチングトランジスタＳＷ１もＩＣの外付け素子として構成しても良い。

図４には、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの第１の変形例が示されている。この変形例は、過電圧検出用コンパレータ１３に入力される比較電圧Ｖref2を生成する可変電圧源１７として、各々電位の異なる複数の定電圧源といずれかの電圧を選択して比較電圧Ｖref2として過電圧検出用コンパレータ１３に入力する複数のスイッチとを有する回路を設けるとともに、前記スイッチのオン、オフ状態を決定する制御コードＣ１，Ｃ２を外部より入力するための外部コントロール端子Ｐ１，Ｐ２と、制御コードＣ１，Ｃ２をデコードしてスイッチの制御信号を生成するデコーダ１９とを設けたものである。

前記実施形態（図１）では外部からの制御電圧Ｖｃによって比較電圧Ｖref2を連続的に変化させるのに対し、この変形例（図４）は比較電圧Ｖref2を段階的に変化させるように構成したものであるが、前記実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータとほぼ同様の効果が得られる。

なお、この変形例では、複数の定電圧源およびスイッチとデコーダとを設けているが、デコーダの代わりに電流値を切替え可能な可変電流源（もしくは複数の固定電流源およびスイッチ）を、また可変電圧源１７の代わりに電流−電圧変換用の抵抗を設けて、可変電流源により生成された電流を電流−電圧変換用の抵抗に流して電圧値が可変な比較電圧Ｖref2を発生させるように構成しても良い。さらに、可変電流源により生成された電流をコピーするカレントミラー回路を設け、該カレントミラー回路でコピーされた電流を電流−電圧変換用の抵抗に流して比較電圧Ｖref2を発生させるように構成してもよい。

図５には、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの第２の変形例が示されている。この変形例は、過電圧検出用コンパレータ１３ａおよびその可変電圧源１７ａの他に、出力電圧Ｖｏｕｔの低電圧状態を検出する低電圧検出用コンパレータ１３ｂと、該コンパレータに入力される比較電圧Ｖref4を生成する可変電圧源１７ｂとを設け、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧よりも低くなった場合にも、スイッチングトランジスタＳＷ１を制御してそれ以上出力電圧が下がらないようにしたものである。例えば、コンパレータ１３ｂが低電圧状態を検出した場合に、その出力でフリップフロップ１５に供給されるクロックＣＫを停止させることにより、トランジスタＳＷ１が連続してオフ状態にされ、出力電圧Ｖoutが入力電圧Ｖｉｎよりも少し低い値に維持されるようにすることができる。また、コンパレータ１３ｂの出力に応じてクロックＣＫの周波数を変化させるように構成しても良い。

低電圧検出用コンパレータを設けたことにより、例えば電池２０の電圧が低下してコンバータで昇圧しても充分な出力電圧Ｖｏｕｔが得られなくなったような場合に、これを検出してコンバータの動作を停止させることができる。なお、この変形例においても、前記実施形態（図１）と同様に、Ｐ１，Ｐ２のうちいずれか一方の外部端子を、イネーブル信号ＳＨＤＮを入力する端子と兼用させることができる。また、低電圧検出用コンパレータ１３ｂには、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗分圧回路によって分圧した電圧を入力して比較電圧Ｖref4と比較するように構成しても良い。

図６には、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの第３の変形例が示されている。この変形例は、過電圧検出用コンパレータ１３ａおよびその可変電圧源１７ａの他に、過電流状態を検出する過電流検出用コンパレータ１３ｃと、該コンパレータに入力される比較電圧Ｖref5を生成する可変電圧源１７ｃとを設けるとともに、スイッチングトランジスタＳＷ１と直列に接続された抵抗Ｒ２を設け、変換された電圧をコンパレータ１３ｃへ入力して比較電圧Ｖref5と比較することで、過電流を検出した場合に、スイッチングトランジスタＳＷ１をオフする時間が長くなるように制御して、それ以上大きな電流が流れないようにしたものである。これにより、素子の劣化を防止することができる。

なお、この変形例においても、前記実施形態と同様に、いずれか一方の外部端子を、イネーブル信号ＳＨＤＮを入力する端子と兼用させることができる。また、さらに大きな電流が流れたことを検出するコンパレータを設けて、例えば負荷が短絡して非常に大きな出力電流が流れるようになったような場合に、コンバータの動作を停止させるように構成しても良い。

図７には、上記ＤＣ−ＤＣコンバータの第４の変形例が示されている。この変形例は、過電圧検出用コンパレータ１３ａの他に、出力電圧Ｖｏｕｔの低電圧状態を検出する低電圧検出用コンパレータ１３ｂと、過電流状態を検出する過電流検出用コンパレータ１３ｃとを設け、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧よりも高くなった場合、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧よりも低くなった場合、さらに出力電流が過大に流れるようになったような場合に、これらを検出してスイッチングトランジスタＳＷ１のオン、オフ制御を変更するようにしたものである。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記変形例では、過電圧検出用コンパレータ１３ａを設けたものを示したが、過電圧検出用コンパレータ１３ａがなく、低電圧検出用コンパレータ１３ｂのみ、過電流検出用コンパレータ１３ｃのみ、あるいは低電圧検出用コンパレータ１３ｂと過電流検出用コンパレータ１３ｃを有するＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。

また、前記実施形態においては、誤差アンプ１１の後段にＰＷＭコンパレータ１２を設けているが、ＰＷＭコンパレータの代わりにＰＦＭ（パルス周波数変調）コンパレータを設けＰＦＭ方式でスイッチングトランジスタをオン、オフ制御するＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。

さらに、前記実施形態においては、ＰＷＭコンパレータ１２の後段にＯＲゲート１４とフリップフロップ１５を設けているが、例えばＯＲゲート１４をＡＮＤゲートに置き換えるとともにフリップフロップ１５を省略してＡＮＤゲートの出力を直接駆動回路１８に供給する回路形式も可能である。また、フリップフロップ１５の代わりにラッチ回路を設け、ラッチ回路の出力を駆動回路１６に供給するように構成しても良い。

また、前記実施形態においては、コイルＬ１と出力端子との間に整流用のダイオードＤ１を接続したダイオード整流型のコンバータを示したが、ダイオードの代わりにトランジスタを使用し、スイッチングトランジスタＳＷ１とほぼ相補的にオン、オフ制御する同期整流型のコンバータにも適用することができる。また、本発明は、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータのみならず、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。

１０ スイッチング制御回路
１１ 誤差アンプ
１２ ＰＷＭコンパレータ
１３，１３ａ 過電圧検出用コンパレータ
１３ｂ 低電圧検出用コンパレータ
１３ｃ 過電流検出用コンパレータ
１６ 駆動回路（ドライバ）
１７ 可変電圧源
２０ 電池
Ｌ１ コイル（インダクタ）
ＣＯ 平滑コンデンサ
ＳＷ１ コイル駆動用のスイッチングトランジスタ

Claims (5)

1. 直流電圧が入力される電圧入力端子と負荷が接続される出力端子との間に接続されたインダクタと、前記インダクタに間歇的に電流を流すスイッチング素子と、出力のフィードバック電圧に応じて前記スイッチング素子をオン、オフ制御する信号を生成し出力する制御回路と、を備え、前記インダクタに流れる電流を整流して入力電圧と異なる電位の電圧を出力するスイッチング電源装置であって、
   所定の電圧と比較することによって出力電圧が所定の電位以上または所定の電位以下になったことを検出する異常電圧検出回路と、
   前記所定の電圧を生成する可変電圧源と、
   外部より前記可変電圧源が前記異常電圧検出回路に与えるべき電圧を設定するための制御端子と、を備え、
   前記制御回路は、前記異常電圧検出回路が異常電圧を検出した場合に、前記スイッチング素子のオン、オフ制御を変更するように構成されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記異常電圧検出回路は、
   第１の所定電圧と比較することによって出力電圧が所定の電位以上になったことを検出する過電圧検出回路と、
   第２の所定電圧と比較することによって出力電圧が所定の電位以下になったことを検出する低電圧検出回路と、を含み、
   前記第１の所定電圧を生成する第１可変電圧源と、
   前記第２の所定電圧を生成する第２可変電圧源と、
   外部より前記第１可変電圧源が前記過電圧検出回路に与えるべき電圧を設定するための第１制御端子と、
   外部より前記第２可変電圧源が前記過電圧検出回路に与えるべき電圧を設定するための第２制御端子と、を設けたことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 第３の所定電圧を基準として出力電流が所定の電流以上になったことを検出する過電流検出回路と、
   前記第３の所定電圧を生成する第３可変電圧源と、
   外部より前記第３可変電圧源が前記過電流検出回路に与えるべき電圧を設定するための第３制御端子と、を備え、
   前記制御回路は、前記過電流検出回路が過電流を検出した場合に、前記スイッチング素子のオン、オフ制御を変更するように構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記制御端子のいずれかは、外部より前記制御回路の動作／非動作を指示する制御信号を入力するための端子を兼用し、
   前記制御信号は、所定のレベルよりも高い電位が制御回路の動作を指示し、所定のレベルよりも低い電位が制御回路の非動作を指示する信号として規定され、
   前記制御信号が入力される制御端子に前記所定のレベルよりも高い電圧が印加されている状態において、該印加電圧の大きさが前記検出回路に与えるべき所定電圧の大きさを指定するように構成されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
5. インダクタに間歇的に電流を流すスイッチング素子を、出力のフィードバック電圧に応じてオン、オフ制御する信号を生成する制御回路を備え、前記インダクタに流れる電流を整流して入力電圧と異なる電位の電圧を出力するスイッチング電源装置を構成する電源制御用半導体集積回路であって、
   所定の電圧と比較することによって出力電圧が所定の電位以上または所定の電位以下になったことを検出する異常電圧検出回路と、
   前記所定の電圧を生成する可変電圧源と、
   外部より前記可変電圧源が前記異常電圧検出回路に与えるべき電圧を設定するための制御端子と、を備え、
   前記制御回路は、前記異常電圧検出回路が異常電圧を検出した場合に、前記スイッチング素子のオン、オフ制御を変更するように構成されていることを特徴とする電源制御用半導体集積回路。

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