WO2017022633A1

WO2017022633A1 - 車両用灯具および光源の点灯回路

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Publication number: WO2017022633A1
Application number: PCT/JP2016/072203
Authority: WO
Inventors: 知幸市川; 賢菊池
Original assignee: 株式会社小糸製作所
Priority date: 2015-08-04
Filing date: 2016-07-28
Publication date: 2017-02-09
Also published as: JP6726668B2; EP3334255A1; EP3334255A4; CN108141940B; US10569695B2; EP3334255B1; CN110430637B; EP3624566A1; CN110430637A; US20180178710A1; JPWO2017022633A1; CN108141940A; EP3624566B1

Abstract

コンバータコントローラ３２ａはスイッチングコンバータ３０を制御する。電流検出回路３４は、スイッチングコンバータ３０のコイル電流Ｉ_Ｌに応じた電流検出信号Ｖ_ＣＳを生成する。エラーアンプ１０２は、電流検出信号Ｖ_ＣＳと半導体光源１０への供給電流を指示するアナログ信号Ｖ_ＡＤＩＭとの誤差を増幅し、誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。ヒステリシスコンパレータ３６は、電流検出信号Ｖ_ＣＳを、誤差信号Ｖ_ＥＲＲに応じて定まる上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬと比較し、比較結果に応じた制御パルスＳ_ＣＮＴを生成する。ドライバ３８は、制御パルスＳ_ＣＮＴに応じてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。

Description

車両用灯具および光源の点灯回路

　本発明は、半導体光源の点灯回路に関する。

　車両用灯具は、一般にロービームとハイビームとを切りかえることが可能である。ロービームは、近方を所定の照度で照明するものであって、対向車や先行車にグレアを与えないよう配光規定が定められており、主に市街地を走行する場合に用いられる。一方、ハイビームは、前方の広範囲および遠方を比較的高い照度で照明するものであり、主に対向車や先行車が少ない道路を高速走行する場合に用いられる。したがって、ハイビームはロービームと比較してより運転者による視認性に優れているが、車両前方に存在する車両の運転者や歩行者にグレアを与えてしまうという問題がある。

　近年、車両の周囲の状態にもとづいて、ハイビームの配光パターンを動的、適応的に制御するＡＤＢ（Adaptive Driving Beam）技術が提案されている。ＡＤＢ技術は、車両の前方の先行車、対向車や歩行者の有無を検出し、車両あるいは歩行者に対応する領域を減光あるいは消灯するなどして、車両あるいは歩行者に与えるグレアを低減するものである。

　車両灯具の光源の点灯には、スイッチングコンバータが利用される場合が多いが、ＡＤＢ制御では、光源の点消灯や光量を高速に変化させる必要がある。そこで本発明者は、高速応答性に優れるヒステリシス制御（Bang-Bang制御あるいはリップル制御ともいう）を採用することを検討した。図１は、本発明者らが検討したヒステリシス制御の車両用灯具のブロック図である。なおこの比較技術を公知技術として認定してはならない。

　車両用灯具１ｒは、半導体光源１０および点灯回路２０ｒを備える。半導体光源１０は、ＬＥＤ（発光ダイオード）あるいはＬＤ（レーザダイオード）などの半導体デバイスを含む。点灯回路２０ｒは、スイッチングコンバータ３０ｒ、出力フィルタ３１、コンバータコントローラ３２ｒを含む。

　スイッチングコンバータ３０ｒは、バッテリ２からスイッチ４を介してバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴ（入力電圧Ｖ_ＩＮともいう）を受け、半導体光源１０にランプ電流（駆動電流）Ｉ_ＬＡＭＰを供給する。たとえばスイッチングコンバータ３０ｒは、降圧コンバータ（Ｂｕｃｋコンバータ）であり、入力キャパシタＣ１、スイッチングトランジスタＭ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１を含む。

　コンバータコントローラ３２ｒは、スイッチングコンバータ３０ｒのコイル電流Ｉ_Ｌ（すなわち降圧コンバータの出力電流）を検出し、コイル電流Ｉ_Ｌに応じた出力電流Ｉ_ＬＡＭＰが半導体光源１０の目標光量に対応する目標電流Ｉ_ＲＥＦと一致するように、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングのデューティ比を調節する。コンバータコントローラ３２ｒはヒステリシス制御方式のコントローラであり、電流検出回路３４、ヒステリシスコンパレータ３６、ドライバ３８を備える。スイッチングコンバータ３０ｒにおいて、コイル電流Ｉ_Ｌの経路上には、電流検出抵抗（以下、センス抵抗という）Ｒ_ＣＳが挿入される。センス抵抗Ｒ_ＣＳには、コイル電流Ｉ_Ｌに比例した電圧降下が発生する。電流検出回路３４は、センス抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下にもとづいて現在のコイル電流Ｉ_Ｌを示す電流検出信号Ｖ_ＣＳを生成する。

　ヒステリシスコンパレータ３６は、電流検出信号Ｖ_ＣＳを基準電圧Ｖ_ＲＥＦに応じて定まる２つのしきい値信号Ｖ_ＴＨＬ，Ｖ_ＴＨＨと比較し、比較結果に応じた制御パルスＳ_ＣＮＴを生成する。具体的には制御パルスＳ_ＣＮＴは、電流検出信号Ｖ_ＣＳが、コイル電流Ｉ_Ｌのピーク値Ｉ_ＰＥＡＫに相当する上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨに達すると第１レベルに遷移し、電流検出信号Ｖ_ＣＳがコイル電流Ｉ_Ｌのボトム値Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}に相当する下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬに達すると第２レベルに遷移する。ドライバ３８は、制御パルスＳ_ＣＮＴにもとづいてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。

　コイル電流Ｉ_Ｌは、ピーク値Ｉ_ＰＥＡＫとボトム値Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}の間を往復することとなる。キャパシタＣ２およびインダクタＬ２は出力フィルタ（電流平滑フィルタ）３１を構成しており、このコイル電流Ｉ_Ｌを平滑化して得られるランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰを半導体光源１０に供給する。

特開２０１４－２１６６００号公報

　ヒステリシス制御のコンバータは、高速応答性に優れるという利点を有するが、スイッチング周波数や、出力の安定性の観点で、エラーアンプを用いた定電流制御に劣る場合がる。

　本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、少なくともひとつの特性が改善されたコンバータの提供にある。

１．　本発明のある態様は、点灯回路に関する。点灯回路は、半導体光源に電力を供給するスイッチングコンバータと、スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、を備える。コンバータコントローラは、スイッチングコンバータから半導体光源に供給される駆動電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出回路と、電流検出信号を、上側しきい値信号および下側しきい値信号と比較し、比較結果に応じた制御パルスを生成するヒステリシスコンパレータと、制御パルスに応じてスイッチングコンバータのスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、を備える。制御パルスの周波数がその目標値に近づくように上側しきい値信号および下側しきい値信号の電位差が変化する。

　この態様によると、入力電圧や出力電圧、インダクタンスの変動にかかわらず、スイッチング周波数を安定化することができる。

　点灯回路は、制御パルスの周波数を示す周波数検出信号を生成する周波数検出回路と、周波数検出信号が基準値に近づくように、上側しきい値信号および下側しきい値信号の電位差を変化させるしきい値電圧調節回路と、をさらに備えてもよい。

　しきい値電圧調節回路は、周波数検出信号と基準値の誤差に応じた周波数誤差信号を生成する誤差信号生成回路と、上側電圧および下側電圧を生成し、周波数誤差信号に応じて上側電圧および下側電圧の電位差を変化させる電圧源と、を含んでもよい。ヒステリシスコンパレータは、上側電圧および下側電圧を受け、制御パルスに応じた一方を選択するセレクタと、電流検出信号をセレクタの出力に応じたしきい値電圧と比較する第１コンパレータと、を含んでもよい。

　電圧源は、上側電圧が発生する第１端子と、下側電圧が発生する第２端子と、固定電圧ラインと第１端子の間に設けられた第１抵抗と、第１端子と第２端子の間に設けられた第１トランジスタと、第２端子と接地ラインの間に設けられた第２抵抗と、その出力がトランジスタの制御端子と接続され、その一方の入力端子に周波数誤差信号が入力され、その他方の入力端子が第２端子と接続されるオペアンプと、を含んでもよい。

　誤差信号生成回路は、周波数検出信号と基準値の比較結果を示すパルス信号を生成する第２コンパレータと、第２コンパレータの出力信号を平滑化するローパスフィルタと、を含んでもよい。誤差信号生成回路は、エラーアンプを含んでもよい。

　周波数検出回路は、Ｆ／Ｖ変換回路を含んでもよい。周波数検出回路は、制御パルスもしくはスイッチングトランジスタのゲートパルスを受けるハイパスフィルタと、第１キャパシタと、第１キャパシタを充電する充電回路と、ハイパスフィルタの出力信号に応じて第１キャパシタを放電する第２トランジスタと、を含み、第１キャパシタに生ずる第１周期信号の振幅に応じた周波数検出信号を出力してもよい。

　周波数検出回路は、第１周期信号を受け、そのピーク値を示す周波数検出信号を出力するピークホールド回路をさらに含んでもよい。周波数検出回路は、第１周期信号を受け、その平均値を示す周波数検出信号を出力する平均回路をさらに含んでもよい。

　ある態様において点灯回路は、スイッチングトランジスタのスイッチング周波数より低い周波数の変調信号を生成し、変調信号に応じて上側しきい値信号および下側しきい値信号の差分を変調する変調器をさらに備えてもよい。

　ある態様において点灯回路は、スイッチングトランジスタのスイッチング周波数よりも低い周波数を有する変調信号を基準値に重畳する変調器をさらに備えてもよい。変調器は、三角波、のこぎり波、ランプ波、正弦波、台形波のいずれかである変調信号を生成する発振器を含んでもよい。

　ある態様のコンバータコントローラは、半導体光源の目標光量に応じてパルス変調されたパルス調光信号を受け、スイッチングトランジスタをスイッチングする動作期間と、スイッチングを停止する休止期間を交互に繰り返してもよい。しきい値電圧調節回路は、休止期間の間、周波数検出信号を、直前の動作期間のレベルに保持してもよい。この場合、パルス調光を行う際において、周波数の安定性を高めることができる。

　誤差信号生成回路は、周波数検出信号と基準値の比較結果を示すパルス信号を生成する第２コンパレータと、一端の電位が固定されたサンプルホールド用キャパシタと、第２コンパレータの出力とサンプルホールド用キャパシタの他端との間に順に直列に設けられた抵抗およびスイッチと、を含んでもよい。スイッチは、パルス調光信号に応じてスイッチングしてもよい。
　これにより、休止期間の間、周波数検出信号を、直前の動作期間のレベルに保持できる。

　本発明の別の態様もまた、点灯回路である。この点灯回路は、半導体光源に電力を供給するスイッチングコンバータと、スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、を備える。コンバータコントローラは、スイッチングコンバータから半導体光源に供給される駆動電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出回路と、電流検出信号を、上側しきい値信号および下側しきい値信号と比較し、比較結果に応じた制御パルスを生成するヒステリシスコンパレータと、制御パルスに応じてスイッチングコンバータのスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、を備える。
　この態様によると、スイッチング周波数を変調することができる。

　点灯回路は、スイッチングトランジスタのスイッチング周波数よりも低い周波数の変調信号を生成し、変調信号に応じて上側しきい値信号および下側しきい値信号の差分を変調する変調器と、をさらに備えてもよい。

　変調器は、三角波、のこぎり波、ランプ波、正弦波、台形波のいずれかである変調信号を生成する発振器と、上側電圧および下側電圧を生成し、変調信号に応じて、上側電圧と下側電圧の電位差を変化させる電圧源と、を含んでもよい。ヒステリシスコンパレータは、上側電圧および下側電圧を受け、制御パルスに応じた一方を選択するセレクタと、電流検出信号をセレクタの出力に応じたしきい値電圧と比較する第１コンパレータと、を含んでもよい。

　本発明の別の態様は車両用灯具に関する。車両用灯具は、半導体光源と、半導体光源を点灯させる上述のいずれかの点灯回路と、を備える。

２．　本発明の別の態様は、点灯回路に関する。点灯回路は、半導体光源に電力を供給するスイッチングコンバータと、スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、を備える。コンバータコントローラは、スイッチングコンバータのコイル電流または出力電流に応じた第１電流検出信号と半導体光源への駆動電流を指示するアナログ信号との誤差を増幅し、誤差信号を生成するエラーアンプと、コイル電流に応じた第２電流検出信号を、誤差信号に応じて定まる上側しきい値信号および下側しきい値信号と比較し、比較結果に応じた制御パルスを生成するヒステリシスコンパレータと、制御パルスに応じてスイッチングコンバータのスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、を備える。

　この態様によると、ヒステリシス制御の高速応答性と、エラーアンプのフィードバック制御による高精度な電流制御性とを両立できる。これにより上述の少なくともひとつの課題を解決できる。

　点灯回路は、スイッチングコンバータの出力電流を平滑化して駆動電流を生成する出力フィルタをさらに備えてもよい。第１電流検出信号は、駆動電流に応じていてもよい。これにより半導体光源への供給電流の検出精度を高めることができる。

　コンバータコントローラは、スイッチングコンバータのコイル電流に応じた第２電流検出信号を生成する電流検出回路と、第２電流検出信号を平滑化し、第１電流検出信号を生成するローパスフィルタと、をさらに備えてもよい。この場合、電流経路上に挿入されるセンス抵抗が１個でよいため、損失を低減できる。

　本発明の別の態様もまた、点灯回路に関する。点灯回路は、半導体光源に電力を供給するスイッチングコンバータと、スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、を備える。コンバータコントローラは、ヒステリシス制御モードと、エラーアンプの出力にもとづくエラーアンプ制御モードが切り替え可能に構成される。

　この態様によると、車両用灯具の動作状態、たとえばランプ電流（輝度）、入力電圧、出力電圧などに応じて、適切なモードを選択することができ、これにより上述の少なくともひとつの課題を解決できる。

　半導体光源は半導体レーザであってもよい。半導体レーザに供給される駆動電流がレーザ発振のしきい値より大きい場合はヒステリシス制御モードが選択され、駆動電流がレーザ発振のしきい値より小さい場合は、エラーアンプ制御モードが選択されてもよい。

　コンバータコントローラは、スイッチングコンバータのコイル電流の直流成分または出力電流の直流成分に応じた第３電流検出信号と第１アナログ信号との誤差を増幅し、第１誤差信号を生成する第１エラーアンプと、三角波、のこぎり波、ランプ波のひとつである周期信号を発生するオシレータと、第２アナログ信号に応じて定まる上側しきい値信号および下側しきい値信号を生成するヒステリシス電圧源と、（i）ヒステリシス制御モードにおいて、コイル電流に応じた第４電流検出信号を上側しきい値信号および下側しきい値信号と比較し、比較結果にもとづく制御パルスを生成し、（ii）エラーアンプ制御モードにおいて、第１誤差信号を周期信号と比較し、比較結果にもとづく制御パルスを生成する比較部と、制御パルスに応じてスイッチングコンバータのスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、を備えてもよい。

　この態様によれば、エラーアンプ制御モードにおけるコンパレータと、ヒステリシス制御モードにおけるコンパレータを共有でき、回路面積を削減できる。

　ある態様の点灯回路は、制御パルスの周波数を示す周波数検出信号を生成する周波数検出回路と、周波数検出信号が基準値に近づくように、上側しきい値信号および下側しきい値信号の電位差を変化させるヒステリシス幅調節器と、をさらに備えてもよい。
　これにより、ヒステリシスモードにおけるスイッチング周波数の変動を抑制できる。

　オシレータは、周波数検出回路およびヒステリシス幅調節器の少なくとも一部と回路部品を共有してもよい。
　たとえばオシレータは、周波数検出回路に含まれるキャパシタを充放電することにより、周期信号を生成してもよい。このキャパシタを共用することにより、さらに回路面積を小さくできる。
　またオシレータは、キャパシタの電圧をしきい値電圧と比較するためのコンパレータを、ヒステリシス幅調節器と共有してもよい。これによりさらに回路面積を小さくできる。

　コンバータコントローラは、コイル電流の直流成分または出力電流の直流成分に応じた第５電流検出信号と第５電流検出信号の目標値を指示する基準信号との誤差を増幅し、第２誤差信号を生成する第２エラーアンプをさらに備えてもよい。ヒステリシス電圧源は、第２アナログ信号に代えて第２誤差信号を受け、第２誤差信号に応じて定まる上側しきい値信号および下側しきい値信号を生成してもよい。

　点灯回路は、スイッチングコンバータの出力電流を平滑化して半導体光源への駆動電流を生成する出力フィルタをさらに備えてもよい。第５電流検出信号は、駆動電流に応じていてもよい。

　コンバータコントローラは、コイル電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出回路と、電流検出回路が生成する電流検出信号を平滑化し、第５電流検出信号を生成するローパスフィルタと、をさらに備えてもよい。

　本発明のさらに別の態様は、車両用灯具に関する。車両用灯具は、半導体光源と、半導体光源を点灯させる上述のいずれかの点灯回路と、を備えてもよい。

　本発明のさらに別の態様もまた、車両用灯具である。この車両用灯具は、一端が共通に接続された第１半導体光源および第２半導体光源と、第１半導体光源と直列に設けられた第１スイッチと、第２半導体光源と直列に設けられた第２スイッチと、第１半導体光源および第２半導体光源に駆動電流を供給するコンバータと、を備える。第１スイッチおよび第２スイッチが、逆論理のＰＷＭ調光パルスにもとづいてスイッチングするよう構成される。

　この態様によると、ＰＷＭ調光パルスのデューティ比が１００％のときに第１半導体光源と第２半導体光源の一方を点灯させ、デューティ比が０％のときに第１半導体光源と第２半導体光源の他方を点灯させることができる。またデューティ比を変化させることにより、第１半導体光源の点灯状態と第２半導体光源の点灯状態をシームレスに切りかえることができる。

　なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

　本発明のある態様によれば、スイッチングコンバータの少なくともひとつの特性を改善できる。

本発明者らが検討したヒステリシス制御の車両用灯具のブロック図である。図１の点灯回路の動作波形図である。第１の実施の形態に係る車両用灯具のブロック図である。第１の実施の形態に係るコンバータコントローラの構成例を示す回路図である。周波数検出回路およびしきい値電圧調節回路の構成例を示す回路図である。周波数検出回路およびしきい値電圧調節回路のさらに具体的な回路図である。上側電圧Ｖ_Ｈおよび下側電圧Ｖ_Ｌを示す図である。図８（ａ）～（ｃ）は、点灯回路の動作波形図である。図９（ａ）は、入力電圧Ｖ_ＩＮとスイッチング周波数の関係を示す図であり、図９（ｂ）は、入力電圧Ｖ_ＩＮと駆動電流Ｉ_ＤＲＶの平均値の関係を示す図である。図１０（ａ）、（ｂ）は、第１変形例に係る周波数検出回路の回路図である。第２変形例に係る点灯回路のブロック図である。変調器の構成例を示す回路図である。第２変形例に係る点灯回路の一部の別の構成例を示す回路図である。図１４（ａ）、（ｂ）は、変形例に係るヒステリシスコンパレータの回路図である。第６変形例にコンバータコントローラの回路図である。図１５のしきい値電圧調節回路の具体的な構成例を示す回路図である。図１５のしきい値電圧調節回路の別の構成例を示す回路図である。第２の実施の形態に係る車両用灯具のブロック図である。図１９（ａ）、（ｂ）は、図１８のコンバータコントローラの具体的な構成例を示す回路図である。ＡＤＢ機能を有するアレイ方式の車両用灯具のブロック図である。ＡＤＢ機能を有するブレードスキャン方式の車両用灯具を模式的に示す斜視図である。図２２（ａ）、（ｂ）は、図１の点灯回路の動作波形図である。図１の点灯回路の動作波形図である。第３の実施の形態に係る車両用灯具のブロック図である。図２５（ａ）は、図２４の点灯回路の動作波形図であり、図２５（ｂ）は、従来の点灯回路の動作波形図である。第４の実施の形態に係る点灯回路のブロック図である。第５の実施の形態に係る点灯回路の回路図である。図２７の点灯回路の構成例を示す回路図である。第６の実施の形態に係る点灯回路の回路図である。第７の実施の形態に係る点灯回路の回路図である。第８の実施の形態に係る点灯回路の回路図である。図３１の点灯回路の一部の構成例を示す回路図である。第９の実施の形態に係る点灯回路の回路図である。第１０の実施の形態に係る車両用灯具のブロック図である。図３４の車両用灯具の動作波形図である。車両用灯具を備えるランプユニットの斜視図である。

　以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

　本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
　同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

　また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。

（第１の課題）
　図２は、図１の点灯回路２０ｒの動作波形図である。制御パルスＳ_ＣＮＴがハイレベルの区間、スイッチングトランジスタＭ１はオンであり、ローレベルの区間、スイッチングトランジスタＭ１はオフである。スイッチングトランジスタＭ１がオンのとき、インダクタＬ１の左端にはＶ_ＩＮが、右端にはＶ_ＯＵＴが印加されるから、その両端間電圧はＶ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴとなる。したがってインダクタＬ１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ（つまり駆動電流Ｉ_ＤＲＶ）は、（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌの傾きで増大する。ＬはインダクタＬ１のインダクタンスである。スイッチングトランジスタＭ１がオフのとき、インダクタＬ１の左端は実質的に接地電位０Ｖ（厳密には－Ｖ_Ｆ）であり、右端にはＶ_ＯＵＴが印加されるから、その両端間電圧は－Ｖ_ＯＵＴとなる。したがってコイル電流Ｉ_Ｌ（つまり駆動電流Ｉ_ＤＲＶ）は、－Ｖ_ＯＵＴ／Ｌの傾きで減少する。

　スイッチングトランジスタＭ１のオン時間Ｔ_ＯＮ、オフ時間Ｔ_ＯＦＦは式（１）、（２）で与えられる。
　Ｔ_ＯＮ＝ΔＩ／｛（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ｝　　…（１）
　Ｔ_ＯＦＦ＝ΔＩ／（Ｖ_ＯＵＴ／Ｌ）　　…（２）
　ΔＩは、コイル電流Ｉ_Ｌのヒステリシス幅、すなわちピーク値Ｉ_ＰＥＡＫとボトム値Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}の差分であり、以下の式で表されるように上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨと下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬの差分ΔＶに比例する。
　ΔＩ＝ΔＶ／Ｒ_ＣＳ
　したがって入力電圧Ｖ_ＩＮ（すなわち電池電圧Ｖ_ＢＡＴ）や出力電圧Ｖ_ＯＵＴが変動すると、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周期Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦ、言い換えればスイッチング周波数が変動することとなり、電磁ノイズの対策が難しくなる。

　特に車載機器では、電源電圧Ｖ_ＢＡＴの変動が大きく見込まれるため、ノイズ対策にコストがかかってしまう。入力電圧Ｖ_ＩＮや出力電圧Ｖ_ＯＵＴをモニターし、それらにもとづいて周波数を補正することも可能であるが、インダクタンスのばらつき、温度変動までは補正することができない。

（第２の課題）
　一方で、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数が完全に一定であると、電磁ノイズのスペクトルが集中するため、好ましくない場合がある。たとえば、スイッチング周波数を、ラジオ放送の帯域から外れるように設定したとしても、その高調波がラジオのビートノイズの原因となる場合がある。

　以下では、第１、第２の課題の少なくともひとつに関連するいくつかの実施の形態について説明する。

（第１の実施の形態）
　図３は、第１の実施の形態に係る車両用灯具１のブロック図である。車両用灯具１は、半導体光源１０および点灯回路２０を備える。半導体光源１０は、ＬＥＤやＬＤ、有機ＥＬ（エレクトロルミネッセンス）などが例示されるが、特に限定されない。点灯回路２０は、スイッチングコンバータ３０およびコンバータコントローラ３２を備える。図１と同様にスイッチングコンバータ３０は降圧コンバータであり、コンバータコントローラ３２は、スイッチングコンバータ３０から半導体光源１０に供給される駆動電流Ｉ_ＤＲＶを、所定の目標電流Ｉ_ＲＥＦに安定化する。

　コンバータコントローラ３２は、電流検出回路３４、ヒステリシスコンパレータ３６、ドライバ３８、周波数検出回路４０、しきい値電圧調節回路４２を備える。電流検出回路３４は、スイッチングコンバータ３０から半導体光源１０に供給される駆動電流Ｉ_ＤＲＶに応じた電流検出信号Ｖ_ＣＳを生成する。図１と同様に、センス抵抗Ｒ_ＣＳを駆動電流Ｉ_ＤＲＶの経路上に挿入し、電流検出回路３４によりセンス抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下を増幅して電流検出信号Ｖ_ＣＳを生成してもよい。

　ヒステリシスコンパレータ３６は、電流検出信号Ｖ_ＣＳを、上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬと比較し、比較結果に応じた制御パルスＳ_ＣＮＴを生成する。ドライバ３８は、制御パルスＳ_ＣＮＴに応じてスイッチングコンバータ３０のスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。本実施の形態において、制御パルスＳ_ＣＮＴのハイレベルがスイッチングトランジスタＭ１のオンに、ローレベルがスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応する。

　周波数検出回路４０は、制御パルスＳ_ＣＮＴの周波数、つまりスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数を示す周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱを生成する。

　しきい値電圧調節回路４２は、周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱが基準値Ｖ_ＲＥＦに近づくように、上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬの電位差ΔＶを変化させる。なおこの際、しきい値電圧調節回路４２は、上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬの中心レベルを維持することが好ましい。

　以上が点灯回路２０の基本構成である。本発明のある態様は、図３のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例を説明する。

　図４は、第１の実施の形態に係るコンバータコントローラ３２の構成例を示す回路図である。電流検出回路３４は、非反転アンプであり、抵抗Ｒ５１～Ｒ５４、オペアンプＯＡ５１を含む。検出信号Ｖ_ＣＳは、以下の式で与えられる。
　Ｖ_ＣＳ＝Ｖ_ＲＣＳ×Ｒ５２／（Ｒ５１＋Ｒ５２）×（Ｒ５３＋Ｒ５４）／Ｒ５３

　電流検出回路３４の構成は特に限定されない。たとえば抵抗Ｒ５１，Ｒ５２は省略してもよい。またセンス抵抗Ｒ_ＣＳは、半導体光源１０のアノード側に、インダクタＬ１と直列に設けられてもよく、この場合、電流検出回路３４は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴ基準で生成される電圧降下Ｖ_ＲＣＳを接地電圧（０Ｖ）基準に変換するように構成してもよい。また電流検出回路３４は、反転アンプであってもよく、この場合、後段のヒステリシスコンパレータ３６の極性を反転すればよい。

　しきい値電圧調節回路４２は、誤差信号生成回路４４、電圧源４６を含む。誤差信号生成回路４４は、周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱと基準値Ｖ_ＲＥＦの誤差に応じた周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。電圧源４６は、上側電圧Ｖ_Ｈおよび下側電圧Ｖ_Ｌのセットを生成する。電圧源４６は、周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲに応じて、２つの電圧Ｖ_ＨとＶ_Ｌの平均電位を維持しつつ、それらの電位差ΔＶ（＝Ｖ_Ｈ－Ｖ_Ｌ）を変化させる。

　ヒステリシスコンパレータ３６は、第１コンパレータＣＯＭＰ１およびセレクタ３７を含む。セレクタ３７は、上側電圧Ｖ_Ｈおよび下側電圧Ｖ_Ｌを受け、制御パルスＳ_ＣＮＴに応じた一方を選択する。具体的にはセレクタ３７は、制御パルスＳ_ＣＮＴがスイッチングトランジスタＭ１のオンに対応するレベル（ハイレベル）のとき、上側電圧Ｖ_Ｈを選択し、制御パルスＳ_ＣＮＴがスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応するレベル（ローレベル）のとき、下側電圧Ｖ_Ｌを選択する。第１コンパレータＣＯＭＰ１は、電流検出信号Ｖ_ＣＳをセレクタ３７の出力に応じたしきい値電圧Ｖ_ＴＨＨ／Ｖ_ＴＨＬと比較する。図４では、抵抗Ｒ６１～Ｒ６３によって、電源電圧Ｖ_ＣＣとセレクタ３７の出力電圧（Ｖ_Ｈ／Ｖ_Ｌ）が加算平均（重み付け加算）され、しきい値電圧Ｖ_ＴＨＨ／Ｖ_ＴＨＬが生成されている。なお、抵抗Ｒ６１～Ｒ６３を省略してもよく、この場合、上側電圧Ｖ_ＴＨ、下側電圧Ｖ_Ｌがそれぞれ、上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨ、下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬとなる。

　図５は、周波数検出回路４０およびしきい値電圧調節回路４２の構成例を示す回路図である。電圧源４６は、第１端子Ｐ１、第２端子Ｐ２、第１抵抗Ｒ２１、第２抵抗Ｒ２２、電流源４８を含む。電流源４８は、第１抵抗Ｒ２１および第２抵抗Ｒ２２に含む経路上に設けられ、周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲに応じた電流Ｉ_Ｃを発生する。第１端子Ｐ１、第２端子Ｐ２にはそれぞれ、以下の式で与えられる上側電圧Ｖ_Ｈ、下側電圧Ｖ_Ｌが発生する。
　Ｖ_Ｈ＝Ｖ_ＣＣ－Ｒ２１×Ｉ_Ｃ
　Ｖ_Ｌ＝Ｒ２２×Ｉ_Ｃ
　２つの電圧Ｖ_Ｈ，Ｖ_Ｌの電位差ΔＶは、
　ΔＶ＝Ｖ_Ｈ－Ｖ_Ｌ＝Ｖ_ＣＣ－Ｉ_Ｃ×（Ｒ２１＋Ｒ２２）
であり、電流Ｉ_Ｃが周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲに応じて変化すると、電位差ΔＶも変化する。

　２つの電圧Ｖ_Ｈ，Ｖ_Ｌの平均値は、
　（Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ）／２＝（Ｖ_ＣＣ－Ｒ２１×Ｉ_Ｃ＋Ｒ２２×Ｉ_Ｃ）／２
であり、Ｒ２１＝Ｒ２２とすれば、Ｖ_ＣＣ／２となり一定値となる。

　周波数検出回路４０は、Ｆ／Ｖ変換回路と把握することができる。周波数検出回路４０は、ハイパスフィルタ５２、第１キャパシタＣ１１、第２トランジスタＭ１２、充電回路５４、ピークホールド回路５６を含む。ハイパスフィルタ５２は、制御パルスＳ_ＣＮＴもしくはスイッチングトランジスタＭ１のゲートパルスを受ける。ハイパスフィルタ５２は微分回路と把握することもできる。第１キャパシタＣ１１の一端は接地される。充電回路５４は、第１キャパシタＣ１１を充電する。充電回路５４は、電流源あるいは抵抗で構成される。第２トランジスタＭ１２は第１キャパシタＣ１１と並列に接続され、ハイパスフィルタ５２の出力信号が、ゲートソース間しきい値電圧を超えると第１キャパシタＣ１１を放電する。

　第１キャパシタＣ１１には、ランプ波形を有する第１周期信号Ｓ１１が発生する。周波数検出回路４０は、第１周期信号Ｓ１１の振幅に応じた周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱを出力する。具体的にはピークホールド回路５６は、第１周期信号Ｓ１１を受け、そのピーク値を示す周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱを出力する。

　図６は、周波数検出回路４０およびしきい値電圧調節回路４２のさらに具体的な回路図である。ピークホールド回路５６はたとえばトランジスタＱ７１，Ｑ７２、抵抗Ｒ７１，Ｒ７２、キャパシタＣ７１を含む。なおピークホールド回路５６の構成はこれに限定されない。

　誤差信号生成回路４４は、第２コンパレータＣＯＭＰ２およびローパスフィルタ５０を含む。第２コンパレータＣＯＭＰ２は、周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱと基準値Ｖ_ＲＥＦの比較結果を示すパルス信号Ｓ１２を生成する。ローパスフィルタ５０は、第２コンパレータＣＯＭＰ２の出力信号Ｓ１２を平滑化する。ローパスフィルタ５０は、抵抗Ｒ８１，Ｒ８２、キャパシタＣ８１を含むが、その構成は限定されない。

　誤差信号生成回路４４は、オペアンプで構成されるエラーアンプであってもよい。あるいは誤差信号生成回路４４は、周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱと基準値Ｖ_ＲＥＦの誤差に応じた電流を生成するトランスコンダクタンスアンプと、トランスコンダクタンスアンプの出力電流を平滑化し、電圧に変換するキャパシタとを含むエラーアンプであってもよい。

　電圧源４６は、第１抵抗Ｒ２１、第２抵抗Ｒ２２、第１トランジスタＭ２１、オペアンプＯＡ１を含む。第１トランジスタＭ２１は、第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２の間に設けられる。オペアンプＯＡ１の出力は、第１トランジスタの制御端子（ゲート）と接続され、その一方の入力端子（非反転入力端子）に周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲが入力され、その他方の入力端子（反転入力端子）が、第２端子Ｐ２と接続される。オペアンプＯＡ１、第１トランジスタＭ２１および第２抵抗Ｒ２２は、周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲに応じた電流Ｉ_Ｃを生成する電流源と把握でき、図５の電流源４８に相当する。この構成において、上側電圧Ｖ_Ｈ、下側電圧Ｖ_Ｌは以下の式で与えられる。
　Ｖ_Ｈ＝Ｖ_ＣＣ－Ｒ２１×Ｉ_Ｃ＝Ｖ_ＣＣ－Ｒ２１×Ｖ_ＥＲＲ／Ｒ２２
　Ｖ_Ｌ＝Ｖ_ＥＲＲ
　Ｒ２１＝Ｒ２２とすれば、
　Ｖ_Ｈ＝Ｖ_ＣＣ－Ｖ_ＥＲＲ
　Ｖ_Ｌ＝Ｖ_ＥＲＲ
となる。図７は、上側電圧Ｖ_Ｈおよび下側電圧Ｖ_Ｌを示す図である。

　以上が第１の実施の形態に係る点灯回路２０の構成である。続いてその動作を説明する。

　スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数が目標周波数より高い状態では、Ｖ_ＦＲＥＱ＜Ｖ_ＲＥＦとなり、周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲが低下する。これにより、上側電圧Ｖ_Ｈと下側電圧Ｖ_Ｌの電位差ΔＶつまりしきい値電圧Ｖ_ＴＨＨ、Ｖ_ＴＨＬの電位差が大きくなり、スイッチング周波数が低くなる方向、つまり目標周波数に近づく方向にフィードバックがかかる。反対に、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数が目標周波数より低い状態では、Ｖ_ＦＲＥＱ＞Ｖ_ＲＥＦとなり、周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲが上昇する。これにより、上側電圧Ｖ_Ｈと下側電圧Ｖ_Ｌの電位差ΔＶが小さくなり、スイッチング周波数が高くなる方向、つまり目標周波数に近づく方向にフィードバックがかかる。このようにして点灯回路２０によれば、スイッチング周波数を目標周波数に近づけて安定化することができる。

　また、上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨと下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬの平均レベルを一定に保つことにより、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの平均値を一定に維持することができ、半導体光源１０のちらつきを防止できる。

　図８（ａ）～（ｃ）は、点灯回路２０の動作波形図である。図８（ａ）～（ｃ）には、異なる入力電圧Ｖ_ＩＮにおける動作波形が示される。図９（ａ）は、入力電圧Ｖ_ＩＮとスイッチング周波数の関係を示す図であり、図９（ｂ）は、入力電圧Ｖ_ＩＮと駆動電流Ｉ_ＤＲＶの平均値の関係を示す図である。

　周波数のフィードバック制御は、入力電圧Ｖ_ＩＮの変動に限らず、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの変動、インダクタＬ１のインダクタンスのばらつき、温度変動など、スイッチング周波数を変動させるあらゆる変動、ばらつきに対して有効である。そしてスイッチング周波数の予期せぬ変動を抑制できるため、スイッチングノイズ対策にかかるコストを低下することが可能である。

　続いて、第１の実施の形態の変形例を説明する。

（第１変形例）
　図１０（ａ）、（ｂ）は、第１変形例に係る周波数検出回路４０の回路図である。図１０（ａ）の周波数検出回路４０は、ピークホールド回路５６の構成が図６のそれと異なる。ピークホールド回路５６は、キャパシタＣ８１と、抵抗Ｒ８１と、バッファ５７を含む。バッファ５７は、電流をソース可能であるがシンク不能である。キャパシタＣ８１には第１周期信号Ｓ１１のピーク電圧が発生する。

　図１０（ｂ）の周波数検出回路４０は、ピークホールド回路５６に代えて平均回路５８を有する。平均回路５８は、たとえばバッファ５９、抵抗Ｒ９１、キャパシタＣ９１を含む。抵抗Ｒ９１、キャパシタＣ９１はローパスフィルタであり、バッファ５９の出力を平均化する。

（第２変形例）
　図１１は、第２変形例に係る点灯回路２０ａのブロック図である。図１１のコンバータコントローラ３２ａは、図３のコンバータコントローラ３２に加えて、変調器６０をさらに備える。変調器６０は、スイッチング周波数の目標値を与える基準値Ｖ_ＲＥＦに、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数よりも低い周波数の変調信号Ｖ_ＭＯＤを重畳する。

　図１２は、変調器６０の構成例を示す回路図である。変調器６０は、スイッチング周波数よりも十分に周波数が低い変調信号Ｖ_ＭＯＤを生成する発振器６２を含み、変調信号Ｖ_ＭＯＤに応じて、基準値Ｖ_ＲＥＦを変化させる。発振器６２は、抵抗Ｒ９１～Ｒ９４、キャパシタＣ９１、オペアンプＯＡ９１を含む。キャパシタＣ９１には、抵抗Ｒ９１，Ｒ９２により定まる電圧レベルを基準とした三角波の変調信号Ｖ_ＭＯＤが発生する。

　なお変調信号Ｖ_ＭＯＤの波形は特に限定されず、のこぎり波、ランプ波、正弦波、台形波のいずれかであってもよく、別の観点から言えば、スロープを有する周期信号であればよい。抵抗Ｒ９５～Ｒ９７によって、変調信号Ｖ_ＭＯＤと電源電圧Ｖ_ＣＣが、加算平均（重み付け加算）され、変調信号Ｖ_ＭＯＤが重畳された基準値Ｖ_ＲＥＦが生成される。

　この変形例によれば、スイッチング周波数の目標周波数を、変調信号Ｖ_ＭＯＤに応じてゆっくりと変化させながら、実際のスイッチング周波数を目標周波数に近づけるようにフィードバック制御することにより、入力電圧Ｖ_ＩＮや出力電圧Ｖ_ＯＵＴの変動、インダクタンスのばらつき、温度変動等の影響を排除しつつも、スイッチング周波数のスペクトルを拡散させることができる。これにより、ビートノイズなどの発生を抑制できる。

　なおこの変形例において、変調器６０は、変調信号Ｖ_ＭＯＤに応じて上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬの差分ΔＶを変調すればよい。たとえばしきい値電圧調節回路４２が、図６の構成を有する場合には、変調器６０は、変調信号Ｖ_ＭＯＤを、オペアンプＯＡ１の入力である周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲに重畳してもよいし、あるいはその出力である第１トランジスタＭ２１のゲート信号に重畳してもよい。

　図１３は、第２変形例に係る点灯回路２０ａの一部の別の構成例を示す回路図である。この変調器６０では、変調信号Ｖ_ＭＯＤが第２コンパレータＣＯＭＰ２の入力端子（反転入力端子）に供給される基準電圧Ｖ_ＲＥＦに重畳される。

（第３変形例）
　実施の形態では、周波数検出回路４０およびしきい値電圧調節回路４２に関して、アナログ回路による実装を説明したが、それらの少なくとも一部をデジタル回路で構成してもよい。たとえば周波数検出回路４０を、制御パルスＳ_ＣＮＴの周期（周波数）を測定するデジタルカウンタで構成してもよい。この場合、周波数検出信号はデジタル値となる。またしきい値電圧調節回路４２もデジタル回路で構成することができる。たとえば誤差信号生成回路４４は、ＰＩ（比例積分）制御やＰＩＤ（比例積分微分）制御などの補償器で構成することができる。また電圧源４６は、Ｄ／Ａコンバータなどで構成することができる。

　さらに言えば、コンバータコントローラ３２全体をデジタル回路をベースに構成してもよい。この場合、電流検出回路３４の出力信号をデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバータを追加し、ヒステリシスコンパレータ３６をデジタルコンパレータとすればよい。

（第４変形例）
　スイッチングコンバータ３０は昇圧コンバータ、昇降圧コンバータであってもよいし、トランスを用いたコンバータであってもよいし、Ｃｕｋコンバータなどその他のコンバータであってもよい。

（第５変形例）
　ヒステリシスコンパレータ３６の構成は、図４のそれには限定されない。図１４（ａ）、（ｂ）は、変形例に係るヒステリシスコンパレータ３６の回路図である。図１４（ａ）、（ｂ）のヒステリシスコンパレータ３６は、第１コンパレータＣＯＭＰ１に加えて抵抗Ｒ１～Ｒ３を含み、図１と同様に、フィードバックによりしきい値電圧Ｖ_ＴＨにヒステリシスが導入される。図１４（ａ）では、フィードバック抵抗Ｒ３の抵抗値を変化させることにより帰還量を変化させ、しきい値電圧Ｖ_ＴＨＨ、Ｖ_ＴＨＬの電位差を変化させる。図１４（ｂ）では、帰還経路に可変電圧源ＶＳが挿入され、その発生電圧を変化させることにより、しきい値電圧Ｖ_ＴＨＨとＶ_ＴＨＬの電位差を変化させる。

（第６変形例）
　図１５は、第６変形例にコンバータコントローラ３２ｃの回路図である。このコンバータコントローラ３２ｃは、パルス幅変調されたＰＷＭ調光信号を受け、そのデューティ比に応じて、光源の光量を変化させるＰＷＭ調光（ＰＷＭ減光）の機能を備える。ＰＷＭ調光信号Ｓ_ＰＷＭの周波数は数百Ｈｚ程度であり、コンバータコントローラ３２は、ＰＷＭ調光信号Ｓ_ＰＷＭが第１レベル（たとえばハイレベル）の期間、制御パルスＳ_ＣＮＴにもとづいてスイッチングトランジスタＭ１をスイッチングし（動作期間）、ＰＷＭ調光信号Ｓ_ＰＷＭが第２レベル（たとえばローレベル）の期間、スイッチングトランジスタＭ１をオフする（停止期間）。なお、ＰＷＭに代えて、パルス密度変調（ＰＤＭ）やパルス周波数変調（ＰＦＭ）はじめとするそのほかのパルス変調を用いてもよい。ＰＷＭ調光のための構成は特に限定されないが、たとえば図１５に示すように、抵抗Ｒ６１に供給される電源電圧Ｖ_ＣＣ’および／または電圧源４６に供給される電源電圧Ｖ_ＣＣ’を、ＰＷＭ調光信号Ｓ_ＰＷＭにもとづいて、０ＶとＶｃｃの間でスイッチングしてもよい。あるいはドライバ３８のイネーブル、ディセーブルを、ＰＷＭ調光信号Ｓ_ＰＷＭにもとづいて制御してもよい。この構成により、ＰＷＭ調光信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比に応じて、半導体光源１０の光量を調節できる。

　コンバータコントローラ３２ｃにおいて、ＰＷＭ調光を行うと、停止期間の間、制御パルスＳ_ＣＮＴはローレベル（あるいはハイレベル）に固定され、したがってスイッチング周波数はゼロとなる。したがって周波数検出回路４０が検出する周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱは、周波数ゼロに相当する電圧レベルとなり、周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲの電圧レベルは、動作期間における最適値から逸脱する。その結果、ＰＷＭ調光信号Ｓ_ＰＷＭが第２レベル（停止期間）から第１レベル（動作期間）に遷移した直後、制御パルスＳ_ＣＮＴのスイッチング周波数は、目標値から逸脱し、徐々に目標値に近づいていく。

　この問題を解決するために、しきい値電圧調節回路４２ｃはＰＷＭ調光信号Ｓ_ＰＷＭを利用して周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲをサンプルホールドする機能を有する。図１６は、図１５のしきい値電圧調節回路４２ｃの具体的な構成例を示す回路図である。しきい値電圧調節回路４２ｃは、サンプルホールド回路９０をさらに備える。サンプルホールド回路９０は、周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲに加えてＰＷＭ調光信号Ｓ_ＰＷＭを受け、ＰＷＭ調光信号Ｓ_ＰＷＭが第１レベル（動作期間）から第２レベル（停止期間）に遷移するタイミング（たとえばネガティブエッジ）において、周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲをサンプリングし、停止期間の間、ホールドする。

　図１７は、図１５のしきい値電圧調節回路４２ｄの別の構成例を示す回路図である。このしきい値電圧調節回路４２ｄにおいて、図１６のサンプルホールド回路９０は、誤差信号生成回路４４ｄと一体に構成される。誤差信号生成回路４４ｄは、図６を参照して説明したように、第２コンパレータＣＯＭＰ２およびローパスフィルタ５０ｄを備える。ローパスフィルタ５０ｄのキャパシタＣ８１と抵抗Ｒ８１の間には、スイッチＳＷ１が挿入される。スイッチＳＷ１は、ＰＷＭ調光信号Ｓ_ＰＷＭが第１レベルの動作期間においてオン状態、ＰＷＭ調光信号Ｓ_ＰＷＭが第２レベルの停止期間においてオフ状態となる。

　第６変形例によれば、停止期間中に周波数誤差信号Ｖ_ＥＲＲを、動作期間中の電圧レベルに維持することにより、停止期間から動作期間への遷移直後、スイッチング周波数を直ちに目標値に近づけることができる。

（第２の実施の形態）
　図１８は、第２の実施の形態に係る車両用灯具１ｂのブロック図である。図１８のコンバータコントローラ３２ｂは、電流検出回路３４、ヒステリシスコンパレータ３６、ドライバ３８および変調器７０を備える。電流検出回路３４は、スイッチングコンバータ３０から半導体光源１０に供給される駆動電流Ｉ_ＤＲＶに応じた電流検出信号Ｖ_ＣＳを生成する。
　ヒステリシスコンパレータ３６は、電流検出信号Ｖ_ＣＳを、上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬと比較し、比較結果に応じた制御パルスＳ_ＣＮＴを生成する。ドライバ３８は、制御パルスに応じてスイッチングコンバータ３０のスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。変調器７０は、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数よりも低い周波数の変調信号Ｖ_ＭＯＤを生成し、変調信号Ｖ_ＭＯＤに応じて上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬの差分を変調する。

　図１９（ａ）、（ｂ）は、図１８のコンバータコントローラ３２ｂの具体的な構成例を示す回路図である。図１９（ａ）を参照する。変調器７０は、発振器７２および電圧源７４を備える。発振器７２は、三角波、のこぎり波、ランプ波、正弦波、台形波のいずれかである変調信号Ｖ_ＭＯＤを生成する。発振器７２は、図１２の発振器６２と同様に構成してもよいし、別の構成であってもよい。

　電圧源７４は、上側電圧Ｖ_Ｈおよび下側電圧Ｖ_Ｌを生成し、変調信号Ｖ_ＭＯＤに応じて、上側電圧Ｖ_Ｈと下側電圧Ｖ_Ｌの電位差ΔＶを変化させる。電圧源７４は、図５の電圧源４６と同様に構成することができる。

　ヒステリシスコンパレータ３６は、図４と同様に、セレクタ３７および第１コンパレータＣＯＭＰ１を含む。なお図１９（ａ）では、セレクタ３７の出力Ｖ_ＴＨが第１コンパレータＣＯＭＰ１に直接入力されており、上側電圧Ｖ_Ｈと下側電圧Ｖ_Ｌがしきい値電圧Ｖ_ＴＨＨ，Ｖ_ＴＨＬとなっているが、図４に示すように抵抗Ｒ６１～Ｒ６３を追加してもよい。

　図１９（ｂ）を参照する。電圧源７４は、抵抗Ｒ１０１～Ｒ１０３、オペアンプＯＡ１、第１抵抗Ｒ２１、第２抵抗Ｒ２２、第１トランジスタＭ２１を含む。抵抗Ｒ１０１～Ｒ１０３によって、変調信号Ｖ_ＭＯＤと電源電圧Ｖ_ＣＣが重み付け加算される。オペアンプＯＡ１、第１トランジスタＭ２１、第２抵抗Ｒ２２は、図１９（ａ）の電流源４８に相当する。Ｒ２１＝Ｒ２２とすれば、変調信号Ｖ_ＭＯＤにもとづいて上側電圧Ｖ_Ｈと下側電圧Ｖ_Ｌの差分を変調することができ、またそれらの平均電圧を一定に保つことができる。

　第２の実施の形態によれば、スイッチング周波数のスペクトルを拡散させることができ、これにより、ビートノイズなどの発生を抑制できる。

　第２の実施の形態においても、第１の実施の形態で説明したいくつかの変形例が適用可能であり、そうしたものも本発明の範囲に含まれる。

（用途）
　図２０は、ＡＤＢ機能を有するアレイ方式の車両用灯具１のブロック図である。ＡＤＢにおいては、ハイビーム照射領域は、複数Ｎ個（Ｎは２以上の自然数）のサブ領域に分割される。半導体光源１０は、Ｎ個のサブ領域に対応づけられる複数の発光素子１２＿１～１２＿Ｎを含む。各発光素子１２は、ＬＥＤ（発光ダイオード）やＬＤ（レーザダイオード）などの半導体デバイスであり、それぞれが対応するサブ領域を照射するよう配置される。点灯回路２０は、複数の発光素子１２＿１～１２＿Ｎそれぞれのオン（点灯）、オフ（消灯）を制御することで、ハイビームの配光を変化させる。あるいは点灯回路２０は、高い周波数で発光素子１２をＰＷＭ（パルス幅変調）制御することで、実効的な輝度を調節する。

　点灯回路２０は、スイッチングコンバータ３０および図示しないコンバータコントローラ３２に加えて、複数のバイパス回路８０＿１～８０＿Ｎ、コントローラ８２を備える。複数のバイパス回路８０＿１～８０＿Ｎは、複数の発光素子１２＿１～１２＿Ｎに対応づけられる。バイパス回路８０はオン、オフが切りかえ可能に構成される。ｉ番目のバイパス回路８０＿ｉがオン状態となると、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが、発光素子１２＿ｉではなくバイパス回路８０＿ｉに流れ、発光素子１２＿ｉが消灯し、バイパス回路８０＿ｉがオフ状態となると、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが発光素子１２＿ｉに流れて点灯する。

　車両用灯具１を制御する上流のプロセッサ（たとえば電子制御ユニットＥＣＵ）６は、車両前方の状態にもとづいて、ハイビームにより照射すべきサブ領域を判定し、点灯回路２０のコントローラ８２に指示する。コントローラ８２は、プロセッサ６からの制御指令にもとづいてバイパス回路８０＿１～８０＿Ｎの状態を制御する。具体的には、照射すべきサブ領域に対応する発光素子１２を選択し、選択された発光素子１２と並列なバイパス回路８０をオフ状態とし、残りの発光素子１２と並列なバイパス回路８０をオン状態とする。

　図２１は、ＡＤＢ機能を有するブレードスキャン方式の車両用灯具１を模式的に示す斜視図である。車両用灯具１は主として、ブレード（反射鏡）１００、光源１０、投影レンズ１２０および点灯回路２０を備える。光源１０は複数個設けてもよいが、ここでは理解の容易化、説明の簡素化のため、１個の光源１０の場合を説明する。

　光源１０は、ＬＥＤ（発光ダイオード）あるいはレーザダイオードを利用した半導体光源である。ブレード４００は光源１０の出射光Ｌ１を受け、所定の周期運動を繰り返すことによりその反射光Ｌ２を車両前方で横方向（図中、Ｙ方向）に走査する。本実施の形態では、ブレード４００は、図示しないモータのロータに取り付けられており、回転運動を行なう。ある時刻においてブレード４００の出射光Ｌ１は、ブレード４００の位置（ロータの回転角）に応じた反射角で反射し、照射領域４０２が形成される。

　ブレード４００が回転することで、反射角が変化し、照射領域４０２がＹ方向に走査される。この動作を高速に、たとえば５０Ｈｚ以上で繰り返すことで車両前方には、配光パターン４１０が形成される。点灯回路２０は、所望の配光パターンが得られるように、ブレード４００の周期運動と同期しながら、光源１０の光量（輝度）を制御する。照射領域４０２が照射される範囲（領域）を点灯領域Ｒ_ＯＮ、照射領域４０２が照射されない範囲（領域）を消灯領域Ｒ_ＯＦＦと称する。配光パターン４１０は、点灯領域Ｒ_ＯＮと消灯領域Ｒ_ＯＦＦの組み合わせである。

　なお、車両前方で光を走査させるための構成は、図２１のそれには限定されない。たとえばブレード４００に代えて、ポリゴンミラーやガルバノミラーを用いてもよい。あるいは液晶スキャナを用いて光を走査してもよい。あるいは、レンズを周期的に移動／変位させることにより、光を走査してもよい。あるいは、光源１０にアクチュエータを取り付け、光源１０そのものを移動／変位させてもよい。あるいは光の位相を制御可能な光学素子（電気光学素子）のアレイを用い、光の波面を制御することにより、光の進行方向を制御して走査してもよい。

　続いて、スイッチングコンバータにおけるさらなる課題を説明する。

（第３の課題）
　図２２（ａ）、（ｂ）は、図１の点灯回路２０ｒの動作波形図である。図２２（ａ）はランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰが大きいときの、図２２（ｂ）はランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰが小さいときの動作を示す。図２２（ａ）に示すようにランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰが大きいとき、具体的にはボトム電流Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}がゼロより大きいとき、ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰは、ピークとボトムの平均値と一致する。したがって、基準電圧Ｖ_ＡＤＩＭにもとづいてランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰの平均レベル、すなわち輝度をリニアに制御可能である。

　ところが図２２（ｂ）に示すように、ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰが小さくなると、電流不連続モードとなる。電流不連続モードでは、ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰは、コイル電流Ｉ_Ｌのピーク値Ｉ_ＰＥＡＫとボトム値Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}の平均値から逸脱する。したがって、基準電圧Ｖ_ＡＤＩＭに対してリニアな輝度制御ができなくなる。なお、同様の問題は、出力フィルタ３１を省略した場合にも生じうる。

（第４の課題）
　図２３は、図１の点灯回路２０ｒの動作波形図である。ヒステリシスコンパレータ３６の遅延時間や、ドライバ３８の遅延時間、スイッチングトランジスタＭ１の遅延時間等の影響によって、検出電圧Ｖ_ＣＳがしきい値信号Ｖ_ＴＨＨ（Ｖ_ＴＨＬ）とクロスしてから、スイッチングトランジスタＭ１がターンオフ（ターンオン）するまでの間には遅延時間τ_ＯＦＦ（τ_ＯＮ）が存在する。

　遅延時間τ_ＯＦＦ、τ_ＯＮの影響で、コイル電流Ｉ_Ｌのピーク値Ｉ_ＰＥＡＫは、しきい値信号Ｖ_ＴＨＨに応じた値Ｉ_ＴＨＨより高くなり、またコイル電流Ｉ_Ｌのボトム値Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}は、しきい値信号Ｖ_ＴＨＬに応じた値Ｉ_ＴＨＬより低くなる。

　コイル電流Ｉ_Ｌの上りスロープの傾きは、（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ１であるから、ピーク電流Ｉ_ＰＥＡＫは式（１）で与えられる。
　Ｉ_ＰＥＡＫ＝Ｉ_ＴＨＨ＋τ_ＯＦＦ×（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ１　　　…（１）
　またコイル電流Ｉ_Ｌの下りスロープの傾きは、－Ｖ_ＯＵＴ／Ｌ１であるから、ボトム電流Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}は式（２）で与えられる。
　Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}＝Ｉ_ＴＨＬ－τ_ＯＮ×Ｖ_ＯＵＴ／Ｌ１　　　…（２）

　したがって、出力電圧Ｖ_ＯＵＴや入力電圧Ｖ_ＩＮが変動すると、コイル電流Ｉ_Ｌの平均値、すなわちランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰが変動してしまい、ランプの光量が変動してしまう。

（第３の実施の形態）
　図２４は、第３の実施の形態に係る車両用灯具１ａのブロック図である。車両用灯具１ａは、バッテリ２、スイッチ４、半導体光源１０および点灯回路２０ａを備える。

　半導体光源１０は、ＬＥＤやＬＤ、有機ＥＬ（エレクトロルミネッセンス）などが例示されるが、特に限定されない。点灯回路２０ａは、スイッチングコンバータ３０、出力フィルタ３１およびコンバータコントローラ３２ａを備える。図１と同様にスイッチングコンバータ３０は降圧コンバータであり、コンバータコントローラ３２ａは、スイッチングコンバータ３０から出力フィルタ３１を経て半導体光源１０に供給されるランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰを、所定の目標電流Ｉ_ＲＥＦに安定化する。

　なおスイッチングコンバータ３０は昇圧コンバータ、昇降圧コンバータであってもよいし、トランスを用いたコンバータであってもよいし、Ｃｕｋコンバータなどその他のコンバータであってもよい。

　コンバータコントローラ３２ａは、電流検出回路３４、パルス変調器１００およびドライバ３８を備える。電流検出回路３４は、スイッチングコンバータ３０のコイル電流（出力電流）Ｉ_Ｌに応じた電流検出信号（第２電流検出信号という）Ｖ_ＣＳ２を生成する。第２電流検出信号Ｖ_ＣＳ２には、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングと同期したリップル成分が重畳される。図１と同様に、センス抵抗Ｒ_ＣＳをインダクタＬ１と直列に、半導体光源１０のアノード側に挿入し、電流検出回路３４によりセンス抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下を増幅して第２電流検出信号Ｖ_ＣＳを生成してもよい。電流検出回路３４の構成は特に限定されない。

　パルス変調器１００は、第２電流検出信号Ｖ_ＣＳ２にもとづいて、制御パルスＳ_ＣＮＴを生成する。本実施の形態においてパルス変調器１００は、ヒステリシス制御（Bang-Bang制御）方式のコントローラである。

　パルス変調器１００は、ヒステリシスコンパレータ３６に加えて、エラーアンプ１０２およびローパスフィルタ１０４を備える。

　エラーアンプ１０２は、コイル電流Ｉ_Ｌの直流成分、言い換えれば半導体光源１０へのランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰの直流成分に応じた第１電流検出信号Ｖ_ＣＳ１と、ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰ（ひいては輝度）を指示するアナログ信号（以下、アナログ調光信号という）Ｖ_ＡＤＩＭとの誤差を増幅し、誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。第１電流検出信号Ｖ_ＣＳ１は、コイル電流Ｉ_Ｌからリップル成分を除去した電流成分を表す。より具体的にはローパスフィルタ１０４は、エラーアンプ１０２の前段に設けられ、第２電流検出信号Ｖ_ＣＳ２を平滑化することにより、第１電流検出信号Ｖ_ＣＳ１を生成する。たとえばローパスフィルタ１０４は、ＲＣフィルタで構成することができる。エラーアンプ１０２は、ローパスフィルタ１０４の出力である第１電流検出信号Ｖ_ＣＳ１とアナログ調光信号Ｖ_ADIMとの誤差を増幅する。

　ヒステリシスコンパレータ３６は、第２電流検出信号Ｖ_ＣＳ２を、誤差信号Ｖ_ＥＲＲに応じて定まる上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬと比較し、比較結果に応じた制御パルスＳ_ＣＮＴを生成する。

　ドライバ３８は、制御パルスＳ_ＣＮＴに応じてスイッチングコンバータ３０のスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。本実施の形態において、制御パルスＳ_ＣＮＴのハイレベルがスイッチングトランジスタＭ１のオンに、ローレベルがスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応する。スイッチングトランジスタＭ１はＰチャンネルＭＯＳＦＥＴであり、ドライバ３８は、制御パルスＳ_ＣＮＴがハイレベルのとき、スイッチングトランジスタＭ１のゲートにローレベル電圧（たとえば接地電圧）を印加し、制御パルスＳ_ＣＮＴがローレベルのとき、スイッチングトランジスタＭ１のゲートにハイレベル電圧（たとえば入力電圧Ｖ_ＩＮ）を印加する。

　以上が車両用灯具１ａの構成である。続いてその動作を説明する。

　図２５（ａ）は、図２４の点灯回路２０ａの動作波形図であり、図２５（ｂ）は、従来の点灯回路の動作波形図である。図２５の前半には入力電圧Ｖ_ＩＮが小さいときの、図２５の後半には入力電圧Ｖ_ＩＮが大きいときの波形が示される。理解の容易化のため、τ_ＯＮはゼロと仮定する。

　はじめに図２５（ｂ）を参照し、従来の回路動作を説明する。第４の課題に関連して説明したように、ピーク電流Ｉ_ＰＥＡＫは、式（１）で与えられる。
　Ｉ_ＰＥＡＫ＝Ｉ_ＴＨＨ＋τ_ＯＦＦ×（Ｖ_ＩＮ－Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ１　　　…（１）
　したがって、Ｖ_ＴＨＨが一定であれば、Ｉ_ＴＨＨも一定であり、入力電圧Ｖ_ＩＮが変化すると、ピーク電流Ｉ_ＰＥＡＫも変化する。このため、コイル電流Ｉ_Ｌの平均値、すなわちランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰが変化する。具体的には、入力電圧Ｖ_ＩＮが大きくなるとコイル電流Ｉ_Ｌが増加する期間におけるＶ_ＣＳの傾きが大きくなり、ピーク電流Ｉ_ＰＥＡＫも大きくなり、反対に、入力電圧Ｖ_ＩＮが小さくなるとピーク電流Ｉ_ＰＥＡＫも小さくなる。したがって、Ｉ_{ＰＥＡＫ２}＞Ｉ_{ＰＥＡＫ１}となり、Ｉ_{ＬＡＭＰ２}＞Ｉ_{ＬＡＭＰ１}となる。

　続いて図２５（ａ）を参照し、図２４の点灯回路２０ａの動作を説明する。点灯回路２０ａにおいては、エラーアンプ１０２によって、電流検出信号Ｖ_ＣＳの平均値（すなわちコイル電流Ｉ_Ｌの平均値）がアナログ調光電圧Ｖ_ＡＤＩＭに近づくように、誤差信号Ｖ_ＥＲＲが調節され、それによりしきい値信号Ｖ_ＴＨＨ，Ｖ_ＴＨＬが調節される。ここでは理解の容易化のため、下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬを固定し、上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨのみが変化するものと仮定する。

　エラーアンプ１０２によるフィードバック制御によって、ボトム電流Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}を一定とした場合、ピーク電流Ｉ_ＰＥＡＫが一定となるように、式（１）のＩ_ＴＨＨが調節される。その結果、ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰも一定に保たれる。実際の動作では、（Ｉ_ＰＥＡＫ＋Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}）／２が一定となるように、Ｉ_ＴＨＨおよびＩ_ＴＨＬが調節される。

　以上が点灯回路２０ａの動作である。

　点灯回路２０ａによれば、入力電圧Ｖ_ＩＮや出力電圧Ｖ_ＯＵＴなどが変化し、ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰのスロープの傾きが変化したとしても、その平均電流が一定となるように、しきい値電流Ｉ_ＴＨＨ，Ｉ_ＴＨＬがフィードバック制御される。これにより第４の課題を解決することができる。

　また、コンバータが電流不連続モードで動作する領域で使用されるアプリケーションにおいては、電流不連続モードでの動作中に、コイル電流Ｉ_Ｌの平均値、すなわちランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰの平均値がアナログ調光電圧Ｖ_ＡＤＩＭにもとづくように、しきい値信号Ｖ_ＴＨＨが調節される。これにより、光量が小さい領域における制御性を高めることができ、第３の課題を解決できる。

　このように点灯回路２０ａによれば、第３の課題、第４の課題の少なくとも一方を解決することができる。

　また、図２４の点灯回路２０ａは、電流を検出するためのセンス抵抗Ｒ_ＣＳが１個でよいため、後述の第４の実施の形態よりも電力損失の観点で有利である。

（第４の実施の形態）
　図２６は、第４の実施の形態に係る点灯回路２０ｅのブロック図である。点灯回路２０ｅには、出力フィルタ３１よりも半導体光源１０側に設けられた第１センス抵抗Ｒ_ＣＳ１と、出力フィルタ３１よりもインダクタＬ１側に設けられた第２センス抵抗Ｒ_ＣＳ２が設けられる。

　第１センス抵抗Ｒ_ＣＳ１の電圧降下は、出力フィルタ３１によって平滑化されたランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰ（すなわちコイル電流Ｉ_Ｌの直流成分）に比例しており、第１電流検出信号Ｖ_ＣＳ１に相当する。

　以上が第４の実施の形態に係る点灯回路２０ｅの構成である。第４の実施の形態によれば、第３の実施の形態と同様の効果が得られる。

　さらに図２４では、第１電流検出信号Ｖ_ＣＳ１が電流検出回路３４の検出誤差の影響を受けるところ、図２６では、電流検出回路３４が介在しないためその検出誤差の影響を受けずにランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰを正確に検出できる。

　加えて図２６では、図２４のローパスフィルタ１０４が不要となるため、コストを下げ、また回路面積を小さくできる。

　なお、第４の実施の形態において、第２センス抵抗Ｒ_ＣＳ２を図２４のＲ_ＣＳと同様に接地側に挿入してもよい。また第１センス抵抗Ｒ_ＣＳ１を半導体光源１０のアノード側に挿入し、第１センス抵抗Ｒ_ＣＳ１の電圧降下を接地基準に変換する電流検出アンプを追加してもよい。

（第５の実施の形態）
　図２７は、第５の実施の形態に係る点灯回路２０ｂの回路図である。コンバータコントローラ３２ｂは、ヒステリシス制御モードと、エラーアンプの出力にもとづくエラーアンプ制御モードが切り替え可能に構成される。たとえばコンバータコントローラ３２ｂには、外部からモードを指示するモード制御信号ＭＯＤＥが入力される。本実施の形態において、エラーアンプ制御モードでは、ＰＷＭ（パルス幅変調）を行うものとし、したがってＰＷＭモードと称する。

　より詳しくはコンバータコントローラ３２ｂは、電流検出回路３４、ドライバ３８およびパルス変調器２００を備える。電流検出回路３４は、コンバータ３０のコイル電流（あるいは出力電流）Ｉ_Ｌに応じた電流検出信号Ｖ_ＣＳを生成する。パルス変調器２００は、電流検出信号Ｖ_ＣＳにもとづいて、制御パルスＳ_ＣＮＴを生成する。具体的には、ヒステリシス制御モードでは、電流検出信号Ｖ_ＣＳを、しきい値信号Ｖ_ＴＨＨ，Ｖ_ＴＨＬと比較し、比較結果にもとづく制御パルスＳ_ＣＮＴを出力する。またパルス変調器２００は、ＰＷＭモードにおいて、電流検出信号Ｖ_ＣＳの時間平均値が目標値に近づくように、制御パルスＳ_ＣＮＴのデューティ比を調節する。ドライバ３８は制御パルスＳ_ＣＮＴにもとづいてスイッチングトランジスタＭ１を駆動する。

　以上が点灯回路２０ｂの構成である。この点灯回路２０ｂによれば、車両用灯具の動作状態、たとえばランプ電流（輝度）Ｉ_ＬＡＭＰ、入力電圧Ｖ_ＩＮ、出力電圧Ｖ_ＯＵＴなどに応じて、適切なモードを選択することで、上述の少なくともひとつの課題を解決できる。

　たとえば、電流連続モードで動作可能な状況においては、ヒステリシス制御モードを選択し、電流不連続モードとなるような状況においては、ＰＷＭモードを選択することで、幅広い輝度範囲（電流範囲）においてリニアな制御が可能となる。つまり第３の課題が解決される。

　また式（１），（２）から分かるように、ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰが小さいほど、言い換えればＩ_ＴＨＨ，Ｉ_ＴＨＬが小さいほど、遅延時間τ_ＯＮ，τ_ＯＦＦの影響が大きくなる。そこでランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰが小さい状況において、ＰＷＭモードを選択するよう制御した場合、第４の課題を解決できる。

　図２８は、図２７の点灯回路２０ｂの構成例を示す回路図である。パルス変調器２００は、第１エラーアンプ２０２、オシレータ２０４、ヒステリシス電圧源２０６、比較部２０８を備える。

　第１エラーアンプ２０２は、ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰに応じた第３電流検出信号Ｖ_ＣＳ３と第１アナログ信号Ｖ_{ＡＤＩＭ１}との誤差を増幅し、第１誤差信号Ｖ_ＥＲＲ１を生成する。第１アナログ信号Ｖ_{ＡＤＩＭ１}は、ＰＷＭモード（エラーアンプ制御モード）におけるランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰの目標値を表す。

　オシレータ２０４は、三角波、のこぎり波、ランプ波のひとつである周期信号Ｖ_ＯＳＣを発生する。ヒステリシス電圧源２０６は、第２アナログ信号Ｖ_{ＡＤＩＭ２}に応じて定まる上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬを生成する。第２アナログ信号Ｖ_{ＡＤＩＭ２}は、ヒステリシス制御モードにおけるランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰ（コイル電流Ｉ_Ｌ）の目標値を表す。

　比較部２０８は、ヒステリシス制御モードにおいて、コイル電流Ｉ_Ｌに応じた第４電流検出信号Ｖ_ＣＳ４を上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値信号ＶＴ_ＨＬと比較し、比較結果にもとづく制御パルスＳ_ＣＮＴを生成する。また比較部２０８は、ＰＷＭモードにおいて、第１誤差信号Ｖ_ＥＲＲ１を周期信号Ｖ_ＯＳＣと比較し、比較結果にもとづく制御パルスＳ_ＣＮＴを生成する。たとえば比較部２０８は、コンパレータ２１０、第１セレクタ２１２、第２セレクタ２１４を含む。第１セレクタ２１２は、モード制御信号ＭＯＤＥに応じて、電流検出信号Ｖ_ＣＳと第１誤差信号Ｖ_ＥＲＲ１の一方を選択する。第２セレクタ２１４は、モード制御信号ＭＯＤＥに応じて、しきい値信号Ｖ_ＴＨＨ，Ｖ_ＴＨＬと、周期信号Ｖ_ＯＳＣの一方を選択する。モード制御信号ＭＯＤＥは、ハイレベル（１）がＰＷＭモードに対応し、ローレベル（０）がヒステリシス制御モードに対応している。

　図２８において第３電流検出信号Ｖ_ＣＳ３、第４電流検出信号Ｖ_ＣＳ４は、電流検出回路３４が生成する電流検出信号Ｖ_ＣＳであるが、その限りでは無く、個別のセンス抵抗にもとづいて生成してもよい。

　たとえば半導体光源１０は、半導体レーザである。この場合に、ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰがレーザ発振のしきい値より大きい場合はヒステリシス制御モードが選択され、ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰがレーザ発振のしきい値より小さい場合は、ＰＷＭモードが選択される。言い換えればモードと連動してアナログ調光信号Ｖ_ＡＤＩＭの電圧レベルが制御される。アナログ調光電圧Ｖ_ＡＤＩＭは、基準電圧Ｖ_ＲＥＦの抵抗分圧により生成されており、モード制御信号ＭＯＤＥに応じて、分圧比を切りかえ可能に構成することにより、モード制御信号ＭＯＤＥにもとづいて、ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰとパルス変調器２００の動作モードの組み合わせを切りかえることができる。たとえば抵抗分圧回路の上側の抵抗Ｒ_Ｕを固定値とし、下側の抵抗Ｒ_Ｌをモード制御信号ＭＯＤＥに応じて切りかえてもよい。下側の抵抗Ｒ_Ｌは、第１抵抗Ｒ_Ｌ１、Ｒ_Ｌ２およびスイッチＭ_Ｌ２を含み、モード制御信号ＭＯＤＥに応じてスイッチＭ_Ｌ２のオン、オフを切りかえてもよい。図２８では、ＭＯＤＥ＝１のとき、ヒステリシス制御モードであり、そのときのアナログ調光信号Ｖ_ＡＤＩＭが第１アナログ信号Ｖ_{ＡＤＩＭ１}となる。またＭＯＤＥ＝０のとき、ＰＷＭモードであり、そのときのアナログ調光信号Ｖ_ＡＤＩＭが第２アナログ信号Ｖ_{ＡＤＩＭ２}となる。

　図２８のパルス変調器２００によれば、２つのモードを切りかえることができる。

（第６の実施の形態）
　図２９は、第６の実施の形態に係る点灯回路２０ｆの回路図である。第６の実施の形態は、第５の実施の形態と第３の実施の形態の組み合わせと把握することができる。

　コンバータコントローラ３２ｆは、図２８のコンバータコントローラ３２ｂに加えて、第２エラーアンプ２２０およびフィルタ２２２を備える。第２エラーアンプ２２０は、ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰの直流成分、言い換えればコイル電流Ｉ_Ｌの直流成分に応じた第５電流検出信号Ｖ_ＣＳ５と、第５電流検出信号Ｖ_ＣＳ５の目標値を指示する基準信号Ｖ_{ＡＤＩＭ２}との誤差を増幅し、第２誤差信号Ｖ_ＥＲＲ２を生成する。フィルタ２２２は、図２４のローパスフィルタ１０４に対応し、電流検出回路３４が生成する電流検出信号Ｖ_ＣＳを平滑化し、第５電流検出信号Ｖ_ＣＳ５を生成する。

　ヒステリシス電圧源２０６は、図２８における第２アナログ信号Ｖ_{ＡＤＩＭ２}に代えて、第２誤差信号Ｖ_ＥＲＲ２を受け、第２誤差信号Ｖ_ＥＲＲ２に応じて定まる上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬを生成する。

　以上が点灯回路２０ｆの構成である。図２９の点灯回路２０ｆによれば、第５の実施の形態の効果に加えて、第３の実施の形態の効果を享受できる。

（第７の実施の形態）
　図３０は、第７の実施の形態に係る点灯回路２０ｇの回路図である。第７の実施の形態は、第５の実施の形態と第４の実施の形態の組み合わせと把握することができる。

　点灯回路２０ｇには、図２６の点灯回路２０ｅと同様に、２個のセンス抵抗Ｒ_ＣＳ１，Ｒ_ＣＳ２が設けられる。第５電流検出信号Ｖ_ＣＳ５は、インダクタＬ２およびキャパシタＣ２を含む出力フィルタ３１を経たランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰに応じている。その他の構成は、図２９と同様である。

（第８の実施の形態）
　図３１は、第８の実施の形態に係る点灯回路２０ｃの回路図である。パルス変調器２００ｃは、図２８のパルス変調器２００に加えて、周波数検出回路４０およびヒステリシス幅調節器４２を備える。周波数検出回路４０は、ヒステリシス制御モードにおいて、制御パルスＳ_ＣＮＴの周波数、すなわちスイッチングトランジスタＭ１のスイッチング周波数を示す周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱを生成する。ヒステリシス幅調節器４２は、周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱが基準値Ｖ_ＲＥＦに近づくように、上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬの電位差（ヒステリシス幅）ΔＶ（＝Ｖ_ＴＨＨ－Ｖ_ＴＨＬ）を変化させる。

　第８の実施の形態によれば、入力電圧Ｖ_ＩＮや出力電圧Ｖ_ＯＵＴ、インダクタンスＬ１の変動にかかわらず、スイッチング周波数を基準値Ｖ_ＲＥＦに応じた周波数に安定化することができる。

　図３２は、図３１の点灯回路２０ｃの一部の構成例を示す回路図である。ヒステリシス電圧源２０６は、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，トランジスタＭ２１、演算増幅器ＯＡ１およびセレクタ３７を備える。

　第１抵抗Ｒ２１、第１トランジスタＭ２１、第２抵抗Ｒ２２は、アナログ調光信号Ｖ_ＡＤＩＭが発生するライン２０７と接地の間に順に直列に設けられる。

　第１トランジスタＭ２１のゲートは適切にバイアスされる。たとえば第１トランジスタＭ２１のバイアスのためにオペアンプＯＡ１が設けられる。オペアンプＯＡ１の出力は、第１トランジスタＭ２１のゲートと接続され、非反転入力端子には、トランジスタＭ２１と第２抵抗Ｒ２２の接続点と接続され、反転入力端子には制御電圧Ｖ_Ｘが入力される。この構成では、第１トランジスタＭ２１に、制御電圧Ｖｘに比例した電流Ｉ_Ｘ＝Ｖ_Ｘ／Ｒ２２が流れるようにバイアスされる。このとき、２つの電圧Ｖ_Ｈ，Ｖ_Ｌは以下の式で表される。
　Ｖ_Ｈ＝Ｖ_ＡＤＩＭ－Ｉ_Ｘ×Ｒ２１
　Ｖ_Ｌ＝Ｉ_Ｘ×Ｒ２２
　Ｒ２１＝Ｒ２２＝Ｒとすれば、
　Ｖ_Ｈ＝Ｖ_ＡＤＩＭ－Ｉ_Ｘ×Ｒ
　Ｖ_Ｌ＝Ｉｘ×Ｒ
となる。
　したがって２つの電圧の差（ヒステリシス幅）は、
　Ｖ_Ｈ－Ｖ_Ｌ＝Ｖ_ＡＤＩＭ－２×Ｉ_Ｘ×Ｒ＝Ｖ_ＡＤＩＭ－２×Ｖ_Ｘ
となる。すなわち制御電圧Ｖ_Ｘに応じて、ヒステリシス幅を制御可能である。

　また２つ電圧の平均は、以下の式で与えられる。
　（Ｖ_Ｈ＋Ｖ_Ｌ）／２＝Ｖ_ＡＤＩＭ／２
　つまりコイル電流Ｉの平均値をアナログ調光電圧Ｖ_ＡＤＩＭにもとづいて制御することができる。

　セレクタ３７は、第１抵抗Ｒ２１と第１トランジスタＭ２１の接続点に生ずる第１電圧Ｖ_Ｈと、第１トランジスタＭ２１と第２抵抗Ｒ２２の接続点に生ずる第２電圧Ｖ_Ｌとを受け、制御パルスＳ_ＣＮＴに応じた一方を出力する。

　周波数検出回路４０は、Ｆ／Ｖ変換回路と把握することができる。周波数検出回路４０は、ハイパスフィルタ５２、第１キャパシタＣ１１、第２トランジスタＭ１２、充電回路５４、ピークホールド回路５６を含む。ハイパスフィルタ５２は、制御パルスＳ_ＣＮＴもしくはスイッチングトランジスタＭ１のゲートパルスを受ける。ハイパスフィルタ５２は微分回路と把握することもできる。第１キャパシタＣ１１の一端は接地される。充電回路５４は、第１キャパシタＣ１１を充電する。充電回路５４は、電流源あるいは抵抗で構成される。トランジスタＭ１２は第１キャパシタＣ１１と並列に接続され、ハイパスフィルタ５２の出力信号が、ゲートソース間しきい値信号を超えると第１キャパシタＣ１１を放電する。

　第１キャパシタＣ１１には、ランプ波形を有する第１周期信号Ｓ１１が発生する。周波数検出回路４０は、第１周期信号Ｓ１１の振幅に応じた周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱを出力する。具体的にはピークホールド回路５６は、第１周期信号Ｓ１１を受け、そのピーク値を示す周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱを出力する。なお周波数検出回路４０の構成は特に限定されないが、ピークホールド用のキャパシタＣ１２を備えてもよい。

　ヒステリシス幅調節器４２は、コンパレータＣＯＭＰ２およびローパスフィルタ５０を含む。コンパレータＣＯＭＰ２は、周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱと基準値Ｖ_Ｙの比較結果を示すパルス信号Ｓ１２を生成する。ローパスフィルタ５０は、コンパレータＣＯＭＰ２の出力信号Ｓ１２を平滑化する。

　コンパレータＣＯＭＰ２およびローパスフィルタ５０は、エラーアンプで代替可能である。

　オシレータ２０４は、周波数検出回路４０およびヒステリシス幅調節器４２の少なくとも一部と回路部品を共有する。図３２では、ピークホールド回路５６のキャパシタＣ１２およびヒステリシス幅調節器４２のコンパレータＣＯＭＰ２が、オシレータ２０４の一部と共用される。オシレータ２０４は、コンパレータＣＯＭＰ２、キャパシタＣ１２に加えて、電流源ＣＳ１、スイッチＳＷ１を含む。電流源ＣＳ１はキャパシタＣ１２を充電する。スイッチＳＷ１は、キャパシタＣ１２と並列に設けられる。コンパレータＣＯＭＰ２は、キャパシタＣ１２の電圧Ｖ_Ｃ２１を所定のしきい値電圧Ｖ_Ｙと比較し、Ｖ_Ｃ２１＞Ｖ_Ｙとなると、スイッチＳＷ１をオンする。この構成によって、キャパシタＣ２１の電圧Ｖ_Ｃ２１は、ランプ波形を有する周期信号Ｖ_ＯＳＣとなる。キャパシタＣ２１やコンパレータＣＯＭＰ２を共有化することにより、回路面積の増大を抑制できる。

　なお、キャパシタＣ１１、電流源５４、トランジスタＭ１２にコンパレータを追加してオシレータ２０４を構成してもよい。

（第９の実施の形態）
　図３３は、第９の実施の形態に係る点灯回路２０ｈの回路図である。この点灯回路２０ｈは、図２９の点灯回路２０ｆと図３１の点灯回路２０ｃの組み合わせである。図３３のコンバータコントローラ３２ｈは、図３１のコンバータコントローラ３２ｃに加えて、第２エラーアンプ２２０およびフィルタ２２２を備える。第２エラーアンプ２２０は、ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰの直流成分、言い換えればコイル電流Ｉ_Ｌの直流成分に応じた第５電流検出信号Ｖ_ＣＳ５と、第５電流検出信号Ｖ_ＣＳ５の目標値を指示する基準信号Ｖ_{ＡＤＩＭ２}との誤差を増幅し、第２誤差信号Ｖ_ＥＲＲ２を生成する。フィルタ２２２は、電流検出回路３４が生成する電流検出信号Ｖ_ＣＳを平滑化し、第５電流検出信号Ｖ_ＣＳ５を生成する。

　ヒステリシス電圧源２０６は、図３１における第２アナログ信号Ｖ_{ＡＤＩＭ２}に代えて、第２誤差信号Ｖ_ＥＲＲ２を受け、第２誤差信号Ｖ_ＥＲＲ２に応じて上下にシフトし、それらの電位差ΔＶがヒステリシス幅調節器４２によって調節される上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬを生成する。

　第９の実施の形態において、第５電流検出信号Ｖ_ＣＳ５を、図３０に示すようにセンス抵抗Ｒ_ＣＳ１の電圧降下にもとづいて生成してもよい。つまり、図３０の点灯回路２０ｇと図３１の点灯回路２０ｃを組み合わせてもよい。

（第１０の実施の形態）
　図３４は、第１０の実施の形態に係る車両用灯具１ｄのブロック図である。車両用灯具１ｄは、一端が共通に接続された第１半導体光源１０＿１および第２半導体光源１０＿２と、第１半導体光源１０＿１と直列に設けられた第１スイッチＳＷ２１と、第２半導体光源１０＿２と直列に設けられた第２スイッチＳＷ２２と、第１半導体光源１０＿１および第２半導体光源１０＿２に駆動電流Ｉ_ＤＲＶを供給するスイッチングコンバータ３０ｄと、を備える。スイッチングコンバータ３０ｄは、第１～第８の実施の形態で説明したコンバータとそのコントローラの組み合わせを用いることができるが、その限りではない。

　車両用灯具１ｄは、第１スイッチＳＷ２１および第２スイッチＳＷ２２は、互いに逆論理のＰＷＭ調光パルスＳ２１、Ｓ２２にもとづいてスイッチングするよう構成される。ＰＷＭコントローラ３００は、ＰＷＭランプ波Ｓ２３を、デューティの指令値Ｓ２４と比較し、第１ＰＷＭ調光パルスＳ２１を生成するＰＷＭコンパレータ３０２と、第１ＰＷＭ調光パルスＳ２１を反転し、第２ＰＷＭ調光パルスＳ２２を生成するインバータ３０４と、を含んでもよい。

　以上が車両用灯具１ｄの構成である。図３５は、図３４の車両用灯具１ｄの動作波形図である。

　ＰＷＭ調光パルスＳ２１のデューティ比が１００％の領域３１０において、第１半導体光源１０＿１と第２半導体光源１０＿２の一方を点灯させ、デューティ比が０％の領域３１２において第１半導体光源１０＿１と第２半導体光源１０＿２の他方を点灯させることができる。また領域３１４においてデューティ比を変化させることにより、第１半導体光源１０＿１の点灯状態と第２半導体光源１０＿２の点灯状態をシームレスに切りかえることができる。

　単一のコンバータ３０ｄの出力には、すべての時刻において、デューティ比にかかわらず１個の半導体光源１０が接続され、１個の半導体光源１０のみが点灯する。したがって、スイッチングコンバータ３０ｄの出力の変動が小さくて済むため、設計が容易となる。

　たとえばヘッドランプの可変配光追加ビームで、２系統の光源を車速情報に応じて切りかえたい場合、すなわち高速走行時にはスポット配光による長遠方ハイビームを有効とし、低速走行時にはワイド配光による拡散ビームを有効にしたい場合がある。配光毎に半導体光源を設けた場合に、それらを急激に切りかえると、配光が急激に切り替わり視覚的に違和感となりうる。第１０の実施の形態によれば、このような場合に、２個の半導体光源の光量を徐変しつつシームレスに切りかえることができ、違和感を低減でき、また高級感を演出できる。

（用途）
　最後に、車両用灯具１の用途を説明する。図３６は、車両用灯具１を備えるランプユニット（ランプアッシー）５００の斜視図である。ランプユニット５００は、透明のカバー５０２、ハイビームユニット５０４、ロービームユニット５０６、筐体５０８を備える。上述の車両用灯具１は、たとえばハイビームユニット５０４に用いることができる。ハイビームユニット５０４に代えて、あるいはそれに加えて、ロービームユニット５０６に車両用灯具１を用いてもよい。

　実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

　第５の実施の形態において、ヒステリシスモードは、ボトム検出オン時間固定制御、あるいはピーク検出オフ時間固定制御を行ってもよい。またエラーアンプ制御モードでは、ＰＷＭ制御に代えて、ＰＦＭ制御をはじめとするエラーアンプの出力を利用するその他の制御を用いてもよい。

　実施の形態では降圧コンバータのヒステリシス制御を説明したが、昇圧コンバータ、昇降圧コンバータにも適用可能である。なお降圧コンバータの場合、コイル電流は出力電流と等価であるが、昇圧コンバータの場合、コイル電流は入力電流と等価であり、コイル電流の一部が出力電流となる。

１…車両用灯具、２…バッテリ、４…スイッチ、１０…半導体光源、２０…点灯回路、３０…スイッチングコンバータ、３２…コンバータコントローラ、３４…電流検出回路、３６…ヒステリシスコンパレータ、３７…セレクタ、３８…ドライバ、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｄ１…ダイオード、Ｌ１…インダクタ、Ｃ１…入力キャパシタ、ＯＡ１…オペアンプ、Ｒ２１…第１抵抗、Ｒ２２…第２抵抗、１００…パルス変調器、１０２…エラーアンプ、１０４…ローパスフィルタ、２００…パルス変調器、２０２…第１エラーアンプ、２０４…オシレータ、２０６…ヒステリシス電圧源、２０８…比較部、２１０…コンパレータ、２１２…第１セレクタ、２１４…第２セレクタ、２２０…第２エラーアンプ、２２２…フィルタ、Ｍ２１…第１トランジスタ、４０…周波数検出回路、４２…ヒステリシス幅調節器、５０…ローパスフィルタ、５２…ハイパスフィルタ、Ｃ１１…第１キャパシタ、Ｍ１２…第２トランジスタ、５４…充電回路、５６…ピークホールド回路。

　本発明は、照明などに利用できる。

Claims

　半導体光源に電力を供給するスイッチングコンバータと、
　前記スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、
　を備え、
　前記コンバータコントローラは、
　前記スイッチングコンバータから前記半導体光源に供給される駆動電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出回路と、
　前記電流検出信号を、上側しきい値信号および下側しきい値信号と比較し、比較結果に応じた制御パルスを生成するヒステリシスコンパレータと、
　前記制御パルスに応じて前記スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
　を備え、
　前記制御パルスの周波数がその目標値に近づくように前記上側しきい値信号および前記下側しきい値信号の電位差が変化することを特徴とする点灯回路。
　前記制御パルスの周波数を示す周波数検出信号を生成する周波数検出回路と、
　前記周波数検出信号が基準値に近づくように、前記上側しきい値信号および前記下側しきい値信号の電位差を変化させるしきい値電圧調節回路と、
　をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
　前記しきい値電圧調節回路は、
　前記周波数検出信号と前記基準値の誤差に応じた周波数誤差信号を生成する誤差信号生成回路と、
　上側電圧および下側電圧を生成し、前記周波数誤差信号に応じて、前記上側電圧と前記下側電圧の電位差を変化させる電圧源と、
　を含み、
　前記ヒステリシスコンパレータは、
　前記上側電圧および前記下側電圧を受け、前記制御パルスに応じた一方を選択するセレクタと、
　前記電流検出信号を前記セレクタの出力に応じたしきい値電圧と比較する第１コンパレータと、
　を含むことを特徴とする請求項２に記載の点灯回路。
　前記電圧源は、
　前記上側電圧が発生する第１端子と、
　前記下側電圧が発生する第２端子と、
　固定電圧ラインと前記第１端子の間に設けられた第１抵抗と、
　前記第２端子と接地ラインの間に設けられた第２抵抗と、
　その出力が前記トランジスタの制御端子と接続され、その一方の入力端子に前記周波数誤差信号が入力され、その他方の入力端子が前記第２端子と接続されたオペアンプと、
　を含むことを特徴とする請求項３に記載の点灯回路。
　前記周波数検出回路は、
　前記制御パルスもしくは前記スイッチングトランジスタのゲートパルスを受けるハイパスフィルタと、
　第１キャパシタと、
　前記第１キャパシタを充電する充電回路と、
　前記ハイパスフィルタの出力信号に応じて前記第１キャパシタを放電する第２トランジスタと、
　を含み、前記第１キャパシタに生ずる第１周期信号の振幅に応じた前記周波数検出信号を出力することを特徴とする請求項２から４のいずれかに記載の点灯回路。
　前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数より低い周波数の変調信号を生成し、前記変調信号に応じて前記上側しきい値信号および前記下側しきい値信号の差分を変調する変調器をさらに備えることを特徴とする請求項２から５のいずれかに記載の点灯回路。
　前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数よりも低い周波数を有し、三角波、のこぎり波、ランプ波、正弦波、台形波のいずれかである変調信号を生成する発振器を含み、前記変調信号を前記基準値に重畳する変調器をさらに備えることを特徴とする請求項２から５のいずれかに記載の点灯回路。
　前記コンバータコントローラは、前記半導体光源の目標光量に応じてパルス変調されたパルス調光信号を受け、前記スイッチングトランジスタをスイッチングする動作期間と、スイッチングを停止する休止期間を交互に繰り返し、
　前記しきい値電圧調節回路は、前記休止期間の間、前記周波数検出信号を、直前の前記動作期間のレベルに保持することを特徴とする請求項３に記載の点灯回路。
　前記誤差信号生成回路は、
　前記周波数検出信号と前記基準値の比較結果を示すパルス信号を生成する第２コンパレータと、
　一端の電位が固定されたサンプルホールド用キャパシタと、
　前記第２コンパレータの出力と前記サンプルホールド用キャパシタの他端との間に順に直列に設けられた抵抗およびスイッチと、
　を含み、前記スイッチは、前記パルス調光信号に応じてスイッチングすることを特徴とする請求項８に記載の点灯回路。
　半導体光源に電力を供給するスイッチングコンバータと、
　前記スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、
　を備え、
　前記コンバータコントローラは、
　前記スイッチングコンバータから前記半導体光源に供給される駆動電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出回路と、
　前記電流検出信号を、上側しきい値信号および下側しきい値信号と比較し、比較結果に応じた制御パルスを生成するヒステリシスコンパレータと、
　前記制御パルスに応じて前記スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
　を備え、
　前記上側しきい値信号および前記下側しきい値信号の差分が、時間的に変動することを特徴とする点灯回路。
　前記スイッチングトランジスタのスイッチング周波数よりも低い周波数の変調信号を生成し、前記変調信号に応じて前記上側しきい値信号および前記下側しきい値信号の差分を変調する変調器をさらに備えることを特徴とする請求項１０に記載の点灯回路。
　前記変調器は、
　三角波、のこぎり波、ランプ波、正弦波、台形波のいずれかである変調信号を生成する発振器と、
　上側電圧および下側電圧を生成し、前記変調信号に応じて、前記上側電圧と前記下側電圧の電位差を変化させる電圧源と、
　を含み、
　前記ヒステリシスコンパレータは、
　前記上側電圧および前記下側電圧を受け、前記制御パルスに応じた一方を選択するセレクタと、
　前記電流検出信号を前記セレクタの出力に応じたしきい値電圧と比較する第１コンパレータと、
　を含むことを特徴とする請求項１１に記載の点灯回路。
　半導体光源と、
　前記半導体光源を点灯させる請求項１から１２のいずれかに記載の点灯回路と、
　を備えることを特徴とする車両用灯具。
　半導体光源に電力を供給するスイッチングコンバータと、
　前記スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、
　を備え、
　前記コンバータコントローラは、
　前記スイッチングコンバータのコイル電流の直流成分または出力電流の直流成分に応じた第１電流検出信号と前記半導体光源への駆動電流を指示するアナログ信号との誤差を増幅し、誤差信号を生成するエラーアンプと、
　前記コイル電流に応じた第２電流検出信号を、前記誤差信号に応じて定まる上側しきい値信号および下側しきい値信号と比較し、比較結果に応じた制御パルスを生成するヒステリシスコンパレータと、
　前記制御パルスに応じて前記スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
　を備えることを特徴とする点灯回路。
　前記スイッチングコンバータの前記出力電流を平滑化して前記駆動電流を生成する出力フィルタをさらに備え、
　前記第１電流検出信号は、前記駆動電流に応じていることを特徴とする請求項１４に記載の点灯回路。
　前記コンバータコントローラは、
　前記スイッチングコンバータの前記コイル電流に応じた前記第２電流検出信号を生成する電流検出回路と、
　前記第２電流検出信号を平滑化し、前記第１電流検出信号を生成するローパスフィルタと、
　をさらに備えることを特徴とする請求項１４に記載の点灯回路。
　半導体光源に電力を供給するスイッチングコンバータと、
　前記スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、
　を備え、
　前記コンバータコントローラは、ヒステリシス制御モードと、エラーアンプの出力にもとづくエラーアンプ制御モードが切り替え可能に構成されることを特徴とする点灯回路。
　前記半導体光源は半導体レーザであり、前記半導体レーザに供給される駆動電流がレーザ発振のしきい値より大きい場合は前記ヒステリシス制御モードが選択され、
　前記駆動電流が前記レーザ発振のしきい値より小さい場合は、前記エラーアンプ制御モードが選択されることを特徴とする請求項１７に記載の点灯回路。
　前記コンバータコントローラは、
　前記スイッチングコンバータのコイル電流の直流成分または出力電流の直流成分に応じた第３電流検出信号と第１アナログ信号との誤差を増幅し、第１誤差信号を生成する第１エラーアンプと、
　三角波、のこぎり波、ランプ波のひとつである周期信号を発生するオシレータと、
　第２アナログ信号に応じて定まる上側しきい値信号および下側しきい値信号を生成するヒステリシス電圧源と、
　（i）前記ヒステリシス制御モードにおいて、前記コイル電流に応じた第４電流検出信号を前記上側しきい値信号および下側しきい値信号と比較し、比較結果にもとづく制御パルスを生成し、（ii）前記エラーアンプ制御モードにおいて、前記第１誤差信号を前記周期信号と比較し、比較結果にもとづく制御パルスを生成する比較部と、
　前記制御パルスに応じて前記スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタを駆動するドライバと、
　を備えることを特徴とする請求項１７または１８に記載の点灯回路。
　前記コンバータコントローラは、
　前記制御パルスの周波数を示す周波数検出信号を生成する周波数検出回路と、
　前記周波数検出信号が基準値に近づくように、前記上側しきい値信号および前記下側しきい値信号の電位差を変化させるヒステリシス幅調節器と、
　をさらに備えることを特徴とする請求項１９に記載の点灯回路。
　前記オシレータは、前記周波数検出回路および前記ヒステリシス幅調節器の少なくとも一部と回路部品を共有することを特徴とする請求項２０に記載の点灯回路。
　前記コンバータコントローラは、
　前記コイル電流の直流成分または前記出力電流の直流成分に応じた第５電流検出信号と前記第５電流検出信号の目標値を指示する基準信号との誤差を増幅し、第２誤差信号を生成する第２エラーアンプをさらに備え、
　前記ヒステリシス電圧源は、前記第２アナログ信号に代えて前記第２誤差信号を受け、前記第２誤差信号に応じて定まる前記上側しきい値信号および前記下側しきい値信号を生成することを特徴とする請求項１９から２１のいずれかに記載の点灯回路。
　前記スイッチングコンバータの前記出力電流を平滑化して前記半導体光源への駆動電流を生成する出力フィルタをさらに備え、
　前記第５電流検出信号は、前記駆動電流に応じていることを特徴とする請求項２２に記載の点灯回路。
　前記コンバータコントローラは、
　前記コイル電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出回路と、
　前記電流検出回路が生成する前記電流検出信号を平滑化し、前記第５電流検出信号を生成するローパスフィルタと、
　をさらに備えることを特徴とする請求項２３に記載の点灯回路。
　半導体光源と、
　前記半導体光源を点灯させる請求項１４から２４のいずれかに記載の点灯回路と、
　を備えることを特徴とする車両用灯具。
　一端が共通に接続された第１半導体光源および第２半導体光源と、
　前記第１半導体光源と直列に設けられた第１スイッチと、
　前記第２半導体光源と直列に設けられた第２スイッチと、
　前記第１半導体光源および前記第２半導体光源に駆動電流を供給するコンバータと、
　を備え、
　前記第１スイッチおよび前記第２スイッチが、互いに逆論理のＰＷＭ調光信号にもとづいてスイッチングするよう構成されることを特徴とする車両用灯具。