JP7183018B2 - 点灯回路および車両用灯具 - Google Patents

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Description

本発明は、自動車などに用いられる灯具に関する。
車両用灯具に用いられる光源として、従来は電球が多く用いられてきたが、近年では、ＬＥＤ（発光ダイオード）などの半導体光源が広く採用されるようになっている。
図１は、従来の灯具システム１Ｒのブロック図である。灯具システム１Ｒは、バッテリ２、スイッチ４、車両側ＥＣＵ６および車両用灯具１０Ｒを備える。
車両用灯具１０Ｒには、スイッチ４を介してバッテリ２からの直流電圧（入力電圧ＶＩＮ）が供給され、入力電圧ＶＩＮを電源として、光源２０を点灯させる。また車両用灯具１０Ｒには、車両側ＥＣＵ６からの制御信号が入力されており、制御信号に応じて、光源２０の輝度あるいは配光パターンを制御可能に構成される。
車両用灯具１０Ｒは、光源２０および点灯回路１００Ｒを備える。光源２０は直列に設けられた複数の発光素子（たとえばＬＥＤ）２２＿１～２２＿ｎ（図１ではｎ＝３）を含む。
点灯回路１００は、定電流ドライバ１１０、ＰＷＭ調光回路１２０を備える。定電流ドライバ１１０の出力は光源２０と接続されており、目標量に安定化された駆動電流ＩＯＵＴを光源２０に供給し、光源２０を発光させる。
複数の発光素子２２＿１～２２＿３は、共通の駆動電流ＩＯＵＴによって駆動されるため、いわゆるアナログ調光によって独立して輝度を制御することはできない。複数の発光素子２２＿１～２２＿３の輝度および点消灯を独立に制御するために、ＰＷＭ調光回路１２０が設けられる。ＰＷＭ調光回路１２０は、複数のバイパススイッチＳＷ１～ＳＷ３およびバイパス制御部１２２を含む。ｉ番目のバイパススイッチＳＷｉがオフのとき駆動電流ＩＯＵＴはそれと並列な発光素子２２＿ｉに流れ、発光素子２２＿ｉは発光する。ｉ番目のバイパススイッチＳＷｉがオンのとき駆動電流ＩＯＵＴはバイパススイッチＳＷｉ側に迂回するため、発光素子２２＿ｉは消灯する。バイパス制御部１２２は、バイパススイッチＳＷｉを、肉眼で識別できない程度に高速（たとえば６０Ｈｚ以上）でオン、オフさせ、デューティ比を調節することにより、発光素子２２＿ｉの実効的な輝度（輝度の時間平均）を調節することができる。これをＰＷＭ調光という。
特開２０１６－１９７７１１号公報
本発明者らは図１の点灯回路１００Ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。
発光素子２２に、目標量ＩＲＥＦに安定化された駆動電流ＩＬＥＤが流れているときの順方向電圧をＶｆ０とすると、光源２０の両端間電圧（最低点灯電圧という）ＶＭＩＮは、Ｖｆ０×ｎとなる。ｎ＝３とすると、白色ＬＥＤではＶＭＩＮ≒１１Ｖであり、赤色ＬＥＤではＶＭＩＮ≒９Ｖである。言い換えると、ＬＥＤドライバ１１０の出力電圧ＶＯＵＴが、この最低点灯電圧ＶＭＩＮを下回ると、駆動電流ＩＬＥＤが目標量ＩＲＥＦを維持できなくなり、複数の発光素子２２の輝度が一斉に低下し、消灯する。
低コスト化が求められるランプの場合、ＬＥＤドライバ１１０は、定電流シリーズレギュレータあるいは定電流出力の降圧型スイッチングコンバータで構成される。この場合、ＬＥＤドライバ１１０の出力電圧ＶＯＵＴは、入力電圧ＶＩＮより低くなる。入力電圧ＶＩＮは、バッテリの満充電状態で１３Ｖであるが、放電が進むと、１０Ｖ以下まで低下することも珍しくない。したがって、バッテリ電圧が低下すると（低電圧状態という）、出力電圧ＶＯＵＴが最低点灯電圧ＶＭＩＮを下回る状況が生じ、複数の発光素子２２の輝度が低下する。
低電圧状態における光源２０の完全消灯を防止するために、バイパス制御部１２２は、入力電圧ＶＩＮを監視する。そして入力電圧ＶＩＮが、あるしきい値ＶＴＨより低くなると低電圧状態と判定し、特定のバイパススイッチ（たとえば最も低電位側のバイパススイッチ）ＳＷｎを固定的にオンする。この状態では、最低点灯電圧ＶＭＩＮ＝Ｖｆ０×（ｎ－１）となり、ＶＩＮ＞ＶＭＩＮが保たれる。つまり、発光素子２２＿ｎの消灯と引き換えに、残りの発光素子２２＿１～２２＿（ｎ－１）の点灯を維持することができる。
この制御を行うと低電圧状態において常に同じ発光素子２２＿ｎが消灯する。これは、複数の発光素子２２＿１～２２＿ｎを同じ輝度で発光させる場合に輝度ムラの原因となる。あるいは意図的に発光素子２２＿１～２２＿ｎの輝度を異ならしめてある配光パターンを形成したい場合に、所望の配光パターンが得られないという問題が生ずる。
本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、低電圧状態においても、所望の配光パターンを得ることができ、あるいは輝度ムラを抑制可能な点灯回路の提供にある。
本発明のある態様は、直列に接続される複数の発光素子を含む半導体光源のための点灯回路に関する。点灯回路は、入力電圧を受け、半導体光源に駆動電流を供給する駆動回路と、それぞれが複数の発光素子の対応する部分と並列に接続される複数ｍ個（ｍ≧２）のバイパススイッチと、位相シフトしているｍ相のゲートパルス信号を生成し、各ゲートパルス信号のデューティ比を、対応する部分の目標輝度に応じて変化させ、ｍ相のゲートパルス信号に応じてｍ個のバイパススイッチを制御するバイパス制御部と、を備える。
本発明の別の態様も、直列に接続される複数の発光素子を含む半導体光源のための点灯回路に関する。点灯回路は、入力電圧を受け、半導体光源に駆動電流を供給する駆動回路と、それぞれが複数の発光素子の対応する部分と並列に接続される複数ｍ個（ｍ≧２）のバイパススイッチと、位相シフトしているｍ相のゲートパルス信号を生成し、ｍ相のゲートパルス信号に応じてｍ個のバイパススイッチを制御するバイパス制御部と、を備える。各ゲートパルス信号のデューティ比は、対応する部分の目標輝度に応じた値と、入力電圧に応じた値の一方を有する。
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明のある態様によれば、低電圧状態においても、所望の配光パターンを得ることができ、あるいは輝度ムラを抑制できる。
従来の車両用灯具のブロック図である。 実施の形態に係る点灯回路を備える車両用灯具のブロック図である。 入力電圧ＶＩＮが高い場合のＰＷＭ調光を説明する波形図である。 点灯回路における入力電圧ＶＩＮとゲートパルス信号Ｓｇのデューティ比の関係を示す図である。 図５（ａ）～（ｄ）は、点灯回路の動作波形図である。 図６（ａ）～（ｃ）は、ＰＷＭ調光と入力電圧ＶＩＮにもとづくデューティ比の補正を説明する図である。 ＰＷＭ調光と入力電圧ＶＩＮにもとづくデューティ比を有するゲートパルス信号Ｓｇ＃の波形図である。 入力電圧ＶＩＮと半導体光源の光量の関係を示す図である。 点灯回路における入力電圧ＶＩＮとゲートパルス信号Ｓｇのデューティ比の関係の別の一例を示す図である。 バイパス制御部の構成例を示すブロック図である。 図１０のバイパス制御部の動作波形図である。 駆動回路の構成例を示すブロック図である。 図１３（ａ）、（ｂ）は、変形例１に係る点灯回路における入力電圧ＶＩＮとゲートパルス信号Ｓｇのデューティ比の関係を示す図である。
（実施の形態の概要）
本明細書に開示される一実施の形態は、直列に接続される複数の発光素子を含む半導体光源のための点灯回路に関する。点灯回路は、入力電圧を受け、半導体光源に駆動電流を供給する駆動回路と、それぞれが複数の発光素子の対応する部分と並列に接続される複数ｍ個（ｍ≧２）のバイパススイッチと、位相シフトしているｍ相のゲートパルス信号を生成し、各ゲートパルス信号のデューティ比を、対応する部分の目標輝度に応じて変化させ、ｍ相のゲートパルス信号に応じてｍ個のバイパススイッチを制御するバイパス制御部と、を備える。
これにより、ＰＷＭ調光によって、ｍ個の部分の輝度を独立に制御できる。また、ゲートパルス信号の位相シフトによって、同相とする場合に比べて、同時に点灯する発光素子の個数を減らすことができる状況が生ずる。つまり、配光パターンを犠牲にせずに、複数の発光素子を正常点灯できる電圧範囲を広げることができる。
バイパス制御部は、各ゲートパルス信号のデューティ比を、入力電圧に応じて補正してもよい。これにより、入力電圧が低下した際には、消灯状態となる部分を順番に入れ替えることができる。これにより、入力電圧が低下したときに、ＰＷＭ調光を維持しつつ、ｍ個の部分のうちひとつが固定的に消灯するのを防止できる。
各ゲートパルス信号のデューティ比は、入力電圧に応じて定まる値と目標輝度に応じて定まる値のうち、対応するバイパススイッチのオン時間が長くなる一方であってもよい。これにより制御を簡素化できる。
入力電圧に応じて定まるデューティ比の値は、入力電圧に応じて連続的に変化してもよい。これにより、入力電圧の低下にともなって、半導体光源の光量を連続的に低下させることができ、ハロゲンランプのような自然な減光な電源電圧特性を再現できる。また、デューティ比を不連続に変化させると、あるしきい値近傍で入力電圧が変動するときに、半導体光源の輝度が不連続に変化するチャタリングが発生しうるが、デューティ比を連続的に変化させることで、チャタリングを抑制できる。
バイパス制御部は、ｍ相の三角波信号と、ｍ個の部分の目標輝度に応じたｍ個の第１スライスレベルと、入力電圧にもとづいて定まる第２スライスレベルと、を生成し、ｉ番目の第１スライスレベルと第２スライスレベルのうち一方と、ｉ番目の三角波信号の比較結果にもとづいて、ｉ番目のゲートパルス信号を生成してもよい。
駆動回路は、降圧コンバータと、駆動電流が目標量に近づくように降圧コンバータをフィードバック制御するリップル制御方式のコンバータコントローラと、を含んでもよい。負荷変動に対する追従性の高いリップル制御方式を採用することで、オン状態となるバイパススイッチが切り替わるタイミングにおける駆動電流の増大を抑制できる。
駆動回路は、降圧コンバータの出力と接続される電流平滑化フィルタをさらに含んでもよい。電流平滑化フィルタによって、負荷変動に起因する駆動電流の変動を抑制できる。
（実施の形態）
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。
図２は、実施の形態に係る点灯回路６００を備える車両用灯具５００のブロック図である。車両用灯具５００には、スイッチ４を介してバッテリ２からの直流電圧（入力電圧）ＶＩＮが供給される。
車両用灯具５００は、半導体光源５０２および点灯回路６００を備える。半導体光源５０２は、直列に接続される複数ｎ個（ｎ≧２）の発光素子５０４＿１，５０４＿２，…５０４＿ｎを含む。図２にはｎ＝３の場合が示される。発光素子５０４はたとえばＬＥＤが好適であるが、その限りでなく、ＬＤ（レーザダイオード）や有機ＥＬ素子などを採用してもよい。車両用灯具５００は、たとえば配光可変ヘッドランプ（ＡＤＢ：Adaptive Driving Beam）であり、車両側ＥＣＵ６からの制御指令ＣＮＴに応じた配光を形成可能に構成される。複数の発光素子５０４それぞれの出射光は、図示しない光学系によって車両前方に照射され、それらの組み合わせによって照射パターンが形成される。
点灯回路６００は、駆動回路６１０、複数のバイパススイッチＳＷ１～ＳＷ３、バイパス制御部６５０を備える。
駆動回路６１０は入力電圧ＶＩＮを受け、半導体光源５０２に目標量ＩＲＥＦに安定化された駆動電流ＩＬＥＤを供給する。駆動回路６１０を昇圧コンバータで構成するとコストが高くなることから、駆動回路６１０は、（i）定電流リニアレギュレータ、（ii）定電流出力の降圧スイッチングコンバータあるいは、（iii）定電圧出力の降圧スイッチングコンバータと定電流回路の組み合わせ、のいずれかで構成することができる。コストと消費電力の観点からは、定電流出力の降圧スイッチングコンバータを用いるとよい。
複数ｍ個のバイパススイッチＳＷ１～ＳＷｍはそれぞれ、複数の発光素子５０４＿１～５０４＿ｎの対応する部分と並列に接続される。本実施の形態では、発光素子５０４の個数ｎはバイパススイッチＳＷの個数ｍと同じであり、１個のバイパススイッチＳＷ＃（＃＝１，２，…）に対応する部分は、１個の発光素子５０４＿＃である。バイパススイッチＳＷｉ（ｉ＝１，２，３）がオン状態となると、駆動電流ＩＬＥＤはバイパススイッチＳＷｉ側に引き込まれ、対応する発光素子５０４＿ｉは消灯する。
バイパス制御部６５０は、制御信号ＣＮＴに応じた配光が得られるように、複数の発光素子５０４＿１～５０４＿３の輝度を独立にＰＷＭ調光（ＰＷＭ減光）する。具体的には、制御信号ＣＮＴに応じて、複数の発光素子５０４＿１～５０４＿３それぞれの調光率（減光率）を取得する。そして、それぞれが調光率に応じたデューティ比ｄ１～ｄ３を有し、位相が互いにシフトした関係にあるｍ相のゲートパルス信号Ｓｇ１～Ｓｇ３を生成する。たとえばｍ＝３の場合、ｍ相のゲートパルス信号Ｓｇ１～Ｓｇ３の位相は、（３６０／ｍ）°（ｍ＝３のとき１２０°）ずつシフトさせるとよい。
本実施の形態ではゲートパルス信号Ｓｇ＃がハイのときに、対応するバイパススイッチＳＷ＃はオンであり、対応する発光素子５０４＿＃は消灯する。ゲートパルス信号Ｓｇ＃のデューティ比が大きいほど、対応する発光素子５０４の実効的な輝度は低下する関係にある。ゲートパルス信号Ｓｇ１～Ｓｇ３の周波数は等しく、６０Ｈｚより高く規定され、好ましくは１００～２００Ｈｚ程度としてもよい。これにより、発光素子５０４の点滅は人間の目によって知覚できなくなる。
バイパス制御部６５０は、入力電圧ＶＩＮを監視し、入力電圧ＶＩＮにもとづいて、複数のゲートパルス信号Ｓｇ１～Ｓｇ３のデューティ比ｄ１～ｄ３を補正する。入力電圧ＶＩＮが十分に高い状態では、補正は不要である。
各ゲートパルス信号Ｓｇ＃の補正後のデューティ比ｄ＃’は、入力電圧ＶＩＮに応じて定まる値ｄＶＩＮと、目標輝度に応じて定まる値ｄ＃のうち、対応するバイパススイッチのオン時間が長くなる一方（すなわち値が大きい方）が選択してもよい。入力電圧ＶＩＮに応じて定まる値ｄＶＩＮは、入力電圧ＶＩＮと負の相関を有し、入力電圧ＶＩＮが低下するほど値ｄＶＩＮは増加する。これによりＰＷＭ調光と、減電圧状態における消灯防止を簡素化できる。
以上が車両用灯具５００の構成である。続いてその動作を説明する。
はじめに、ＰＷＭ調光について説明する。理解の容易化のために、入力電圧ＶＩＮが十分に高く、デューティ比が補正されない場合を説明する。図３は、入力電圧ＶＩＮが高い場合のＰＷＭ調光を説明する波形図である。図３には、異なる配光パターンに対応した波形が示されている。期間ｔ０～ｔ１の間は第１の配光パターンであり、ｄ１＝ｄ２＝ｄ３＝０％であり、すべてのバイパススイッチＳＷ１～ＳＷ３がオフに固定され、したがってすべての発光素子５０４＿１～５０４＿３が、最大の輝度で発光する。
期間ｔ１～ｔ２は第２の配光パターンであり、３相のゲートパルス信号Ｓｇ１～Ｓｇ３は、５０％のデューティ比を有しており、したがって複数の発光素子５０４＿１～５０４＿３の輝度は最大輝度の５０％に減光される。
期間ｔ２～ｔ３は第３の配光パターンであり、ｄ１＝１００％、ｄ２＝ｄ３＝５０％である。したがって発光素子５０４＿１は消灯しており、発光素子５０４＿２，５０４＿３は、最大輝度の５０％で点灯する。以上がＰＷＭ調光の基本動作である。
この制御の利点を説明する。この制御の利点は比較技術との対比によって明確となる。比較技術では３個のゲートパルス信号Ｓｇ１～Ｓｇ３が同相であるものとする。簡単のため、ｄ１＝ｄ２＝ｄ３＝５０％のケースを考える。ＰＷＭ周期の前半部分においてゲートパルス信号Ｓｇ１～Ｓｇ３はすべてハイであり、したがってすべてのバイパススイッチＳＷ１～ＳＷ３がオン、すべての発光素子５０４＿１～５０４＿３が消灯する。ＰＷＭ周期の後半部分にではゲートパルス信号Ｓｇ１～Ｓｇ３はすべてローであり、すべてのバイパススイッチＳＷ１～ＳＷ３がオフ、すべての発光素子５０４＿１～５０４＿３が同時点灯する。つまり、比較技術において、ゲートパルス信号Ｓｇ１～Ｓｇ３を同時に点灯させるためには、駆動回路６１０の出力電圧ＶＯＵＴは、Ｖｆ０×３より高くなければならない。言い換えれば、ＶＯＵＴ＜Ｖｆ０×３の状況では、発光素子５０４＿１～５０４＿３の輝度が低下し、正常点灯できなくなる。ＶＩＮ＞ＶＯＵＴの関係が成り立つから、バッテリ電圧が低下し、ＶＩＮ＜Ｖｆ０×３となると正常点灯できなくなる。この場合、所望の配光パターンを犠牲にして、同時点灯する発光素子の個数を２個に減らす必要がある。
この比較技術を踏まえて、本実施の形態の利点を説明する。図３の期間ｔ１～ｔ２を参照する。ｄ１＝ｄ２＝ｄ３＝５０％のケースでは、３個すべてのバイパススイッチＳＷ１～ＳＷ３が同時にオフとならず、言い換えれば、すべての発光素子５０４＿１～５０４＿３が同時点灯しない。したがって駆動回路６１０の出力電圧ＶＯＵＴ（すなわちＶＩＮ）は、Ｖｆ０×２より高ければ足りる。したがって比較技術に比べて、所望の配光パターンを犠牲にせずに、複数の発光素子５０４＿１～５０４＿３を正常点灯できる電圧範囲を広げることができる。
ここでは、ｄ１＝ｄ２＝ｄ３＝５０％のケースを説明したが、この利点が得られるデューティ比の組み合わせはこれに限定されない。たとえばｄ１＝ｄ２＝ｄ３＞３３．３％のケースでは、正常点灯可能な電圧範囲はＶＩＮ＞Ｖｆ０×２に拡大される。ｄ１＝ｄ２＝ｄ３＞６６．６％のケースでは、正常点灯可能な電圧範囲はＶＩＮ＞Ｖｆ０に拡大される。
実施の形態に係る車両用灯具５００は、さらに以下の特徴を有する。
続いて入力電圧ＶＩＮにもとづくデューティ比の補正を説明する。図４は、点灯回路６００における入力電圧ＶＩＮとそれにもとづくゲートパルス信号のデューティ比ｄＶＩＮの関係を示す図である。本実施の形態では、同時にオン状態となるバイパススイッチの個数ｋを、入力電圧ＶＩＮの低下に応じて、０個、１個、２個と変化させるものとし、したがって同時点灯する発光素子５０４の個数は、入力電圧ＶＩＮに応じて、３個、２個、１個と変化する。
ゲートパルス信号Ｓｇのデューティ比は、入力電圧ＶＩＮの低下とともに、０％から、（ｋＭＡＸ×１００／ｍ）％まで増大する。ｋＭＡＸは同時にオン状態となるバイパススイッチの最大個数、言い換えれば同時に消灯する発光素子５０４の最大個数である。ｍ＝３、ｋＭＡＸ＝２のとき、デューティ比は０％から６６％の範囲で変化する。
図５（ａ）～（ｄ）は、点灯回路６００の動作波形図である。図５では理解の容易化のために、配光パターンをｄ１＝ｄ２＝ｄ３＝０％の場合（図３の期間ｔ０～ｔ１）に固定している。図５（ａ）～（ｄ）は、入力電圧ＶＩＮが異なる４つの状態を示している。各状態は、図４の動作点（i）～（iv）に対応する。
入力電圧ＶＩＮの低下にともない、点灯する発光素子５０４の個数を徐々に減らすことができる。さらに消灯している発光素子５０４が、ゲートパルス信号Ｓｇの周期で順に入れ替わるため、常に同じ発光素子５０４が消灯する状況を回避でき、半導体光源５０２の輝度分布のムラを解消できる。車両用灯具５００がヘッドランプである場合、配光パターンのムラを低減できる。
続いて、制御信号ＣＮＴにもとづくデューティ比ｄ＃（＃＝１，２，３）が非ゼロのときの動作を説明する。この場合、各ゲートパルス信号Ｓｇ＃のデューティ比は、制御信号ＣＮＴと、入力電圧ＶＩＮの両方の影響を受けうる。
図６（ａ）～（ｃ）は、ＰＷＭ調光と入力電圧ＶＩＮにもとづくデューティ比の補正を説明する図である。ｄ＃は制御信号ＣＮＴにもとづく値を、ｄＶＩＮは入力電圧にもとづく値を、ｄ＃’は補正後の値を表す。図６（ａ）～（ｃ）は、制御信号ＣＮＴにもとづくデューティ比の値ｄ＃が異なっている。なおデューティ比の値はバイパススイッチのオンデューティ比であり、発光素子５０４＿＃の輝度は、デューティ比ｄ＃’が大きいほど小さくなる。
図６（ａ）～（ｃ）に示すように、各ゲートパルス信号Ｓｇ＃の補正後のデューティ比ｄ＃’は、入力電圧ＶＩＮに応じて定まる値ｄＶＩＮと目標輝度に応じて定まる値ｄ＃のうち、対応するバイパススイッチＳＷ＃のオン時間が長くなる一方（すなわち値が大きい方）となっている。この方法で、ゲートパルス信号Ｓｇ＃のデューティ比を決定することにより、ＰＷＭ調光と入力電圧にもとづく減光処理を同期し、それらを矛盾無く、簡易的な処理で実現できる。
図７は、ＰＷＭ調光と入力電圧ＶＩＮにもとづくデューティ比を有するゲートパルス信号Ｓｇ＃の波形図である。図７には、ｄ＃＝０％、２５％、５０％のときのゲートパルス信号Ｓｇ＃が示される。
車両用灯具５００のさらなる利点を説明する。図８は、入力電圧ＶＩＮと半導体光源５０２の光量の関係を示す図である。図８には、比較のために、従来のハロゲンランプの光量の電源電圧特性が示される。図示されるハロゲンランプおよび本実施の形態の特性はそれぞれ、電源電圧ＶＩＮが１３．５Ｖのときの光量を１００％として、電源電圧が変化したときの各光量の相対値を示す。２本の特性の比較からわかるように、入力電圧ＶＩＮに応じて、デューティ比を徐々に変化させることにより、図８に示すように、発光量は入力電圧ＶＩＮの低下にともない、連続的に低下していく。これにより、電源電圧の低下にともなって光量が低下するハロゲンランプの特性を再現できる。
入力電圧ＶＩＮに対して、デューティ比を不連続に変化させると、不連続点の近傍で入力電圧ＶＩＮが変動したときに、半導体光源５０２の輝度が不連続に変化するチャタリングが発生しうるが、本実施の形態では、このようなチャタリングを抑制できるという利点もある。
図９は、点灯回路６００における入力電圧ＶＩＮとゲートパルス信号のデューティ比の関係の別の一例を示す図である。この例ではｋＭＡＸ＝１であり、同時にオン状態となるバイパススイッチの個数ｋを、入力電圧ＶＩＮの低下に応じて０個、１個と変化させるものとし、したがって同時点灯する発光素子５０４の個数は、入力電圧ＶＩＮに応じて、３個、２個と変化する。ゲートパルス信号Ｓｇのデューティ比は、入力電圧ＶＩＮの低下とともに、０％から３３％（＝ｋＭＡＸ×１００／ｍ）まで増大する。
本発明は、図２のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、方法に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。
図１０は、バイパス制御部６５０の構成例を示すブロック図である。複数（ｍ個）のランプ波発生器６５２＿１～６５２＿ｍは、位相差が３６０°／ｍであるランプ波Ｖｒａｍｐ１～Ｖｒａｍｐ３を生成する。
非反転アンプ６５４は、入力電圧ＶＩＮを増幅する。クランプ回路６５６は、非反転アンプ６５４の出力の電圧を、所定の下限電圧Ｖｃｌを下回らないようにクランプする。この下限電圧Ｖｃｌは、デューティ比が６６．６％となるように定められる。非反転アンプ６５４の出力ノードの電位Ｖｄｖｉｎは、入力電圧ＶＩＮにもとづく値ｄＶＩＮを規定する。
選択回路６５７＿＃（＃＝１，２，３）には、目標輝度に応じたデューティ比の値ｄ＃を示す調光電圧Ｖｄｉｍ＃と、電圧Ｖｄｖｉｎが入力される。Ｖｄｉｍ＃およびＶｄｖｉｎが高いほど、ｄ＃、ｄＶＩＮは小さくなることに留意されたい。選択回路６５７＿＃は、スライスレベルを規定する２つの電圧Ｖｄｉｍ＃とＶｄｖｉｎから、それらの大小関係に応じた一方（ここでは低い方）を選択し、デューティ比指令電圧Ｖｃｎｔ＃とする。したがって選択回路６５７＿＃は最小値回路で構成してもよい。電圧コンパレータ６５８＿＃（＃＝１，２，３）は、デューティ比指令電圧Ｖｃｎｔをスライスレベルとして、対応するランプ波Ｖｒａｍｐ＃を比較し、矩形のパルス（ＰＷＭ信号）Ｓｐｗｍ＃を出力する。これらのパルスの位相は３６０°／ｍずつシフトしている。
ドライバ６５９＿＃は、対応する電圧コンパレータ６５８＿＃から出力されるＰＷＭ信号Ｓｐｗｍ＃に応じたゲートパルス信号Ｓｇ＃を出力する。
図１１は、図１０のバイパス制御部６５０の動作波形図である。この配光パターンでは、発光素子５０４＿１と５０４＿３は減光されず、発光素子５０４＿２のみ強く減光される。その結果、Ｖｄｉｍ１＞Ｖｄｖｉｎ、Ｖｄｉｍ２＜Ｖｄｖｉｎ、Ｖｄｉｍ３＞Ｖｄｉｍ３の関係が成り立っている。図１０のバイパス制御部６５０によれば、目標輝度および入力電圧ＶＩＮに応じたデューティ比を有し、位相がシフトした複数のゲートパルス信号Ｓｇ１～Ｓｇ３を生成できる。
なお図１０において、非反転アンプ６５４を反転アンプに置換してもよい。クランプ回路６５６は、反転アンプの出力電圧が所定の上限レベルを超えないように制限してもよい。そして、電圧コンパレータ６５８の反転入力と非反転有力を入れ替えるか、あるいはドライバ６５９を反転型で構成することで、同じ動作を実現できる。
図１２は、駆動回路６１０の構成例を示すブロック図である。駆動回路６１０は、降圧コンバータ（Ｂｕｃｋコンバータ）６１２と、コンバータコントローラ６１４、電流平滑化フィルタ６１６を備える。コンバータコントローラ６１４は、駆動電流ＩＬＥＤが目標量ＩＲＥＦに近づくように、フィードバックによりコンバータコントローラ６１４のスイッチング状態を制御する。
図５（ａ）や（ｂ）に示す動作モードでは、すべてのバイパススイッチがオフの状態とが１個のバイパススイッチのみがオンの状態と、が交互に現れる。すべてのバイパススイッチがオフであるとき、半導体光源５０２の両端間電圧の電圧（すなわち降圧コンバータ６１２の出力電圧）は３×Ｖｆ０であり、１個のバイパススイッチがオンの状態では、半導体光源５０２の両端間電圧は２×Ｖｆ０となり、不連続に変動する。このような不連続かつ急峻な負荷変動は、駆動電流ＩＬＥＤの過電流状態を引き起こすおそれがある。そこで急峻な負荷変動に追従するために、高速応答性に優れるリップル制御方式のコンバータコントローラ６１４を採用するとよい。リップル制御方式は、ヒステリシス制御（Bang-Bang制御）、ボトム検出オン時間固定制御、ピーク検出オフ時間固定制御などが例示される。
なお、コンバータコントローラ６１４にリップル制御方式でなく、エラーアンプを用いたフィードバック回路を採用する場合、あるいはリップル制御方式を採用したとしても、駆動電流ＩＬＥＤに過電流が生ずるおそれがあるため、降圧コンバータ６１２の出力に、電流平滑化フィルタ６１６を接続してもよい。電流平滑化フィルタ６１６は、リップル制御方式にともなう駆動電流ＩＬＥＤのリップルを除去するとともに、急峻な負荷変動にともなう駆動電流ＩＬＥＤの過電流を抑制できる。
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
（変形例１）
実施の形態では、ゲートパルスＳｇのデューティ比を、入力電圧ＶＩＮに応じて連続的に変化させたがその限りでない。図１３（ａ）、（ｂ）は、変形例１に係る点灯回路６００における入力電圧ＶＩＮとゲートパルス信号のデューティ比ｄＶＩＮの関係を示す図である。図１３（ａ）はｍ＝３、ｋＭＡＸ＝１の場合、図１３（ｂ）はｍ＝３、ｋＭＡＸ＝２の場合である。この変形例によっても、入力電圧ＶＩＮが低下した状態において、特定の発光素子５０４が固定的にオフとなるのを防止でき、半導体光源５０２の輝度ムラを抑制できる。
なお、この変形例におけるバイパス制御部６５０の機能は、以下のように把握できる。すなわちバイパス制御部６５０は、入力電圧ＶＩＮに応じて、同時にオン状態とすべきバイパススイッチＳＷ１～ＳＷ３の個数ｋを決定する。そしてバイパス制御部６５０は、所定の周期（１００～２００Ｈｚ程度）で、オン状態であるｋ個のバイパススイッチを入れ替える。
（変形例２）
図４や図９においてデューティ比ｄＶＩＮを入力電圧ＶＩＮに対して一定の傾きで変化させたがその限りでない。たとえばデューティ比０％と３３％の途中、あるいは３３％と６６％ｍの途中に、デューティ比ｄＶＩＮが入力電圧ＶＩＮに依存しない平坦な部分があってもよい。あるいは、一定の傾きの直線（１次関数）でなく、傾きが異なる複数の１次関数の組み合わせ、あるいは２次関数やその他の曲線にしたがってデューティ比ｄＶＩＮが変化してもよい。
（変形例３）
実施の形態では、ｍ相のゲートパルス信号の位相差を等しく３６０°／ｍとしたがその限りでなく、位相差は必ずしも均一でなくてもよい。
（変形例４）
実施の形態では、車両用灯具５００がヘッドランプである場合を説明したが、その限りでなく、ＤＲＬ（Daytime Running Lamps）であってもよいし、ターンシグナル用のアンバーＬＥＤにも適用できる。
あるいは車両用灯具５００は、ストップランプやテールランプであってもよく、半導体光源５０２と点灯回路６００とが１パッケージに収容されたＬＥＤソケットであってもよい。この場合、低電圧状態において、半導体光源５０２の輝度分布が均一化されることにより、美観が損なわれるのを防止できる。
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
１ 灯具システム
２ バッテリ
４ スイッチ
６ 車両側ＥＣＵ
１０ 車両用灯具
２０ 光源
２２ 発光素子
５００ 車両用灯具
５０２ 半導体光源
５０４ 発光素子
６００ 点灯回路
６１０ 駆動回路
６１２ 降圧コンバータ
６１４ コンバータコントローラ
６１６ 電流平滑化フィルタ
６５０ バイパス制御部
６５２ ランプ波発生器
６５４ 非反転アンプ
６５６ クランプ回路
６５７ 選択回路
６５８ 電圧コンパレータ
６５９ ドライバ

Claims (9)

  1. 直列に接続される複数の発光素子を含む半導体光源のための点灯回路であって、
    入力電圧を受け、前記半導体光源に駆動電流を供給する駆動回路と、
    それぞれが前記複数の発光素子の対応する部分と並列に接続される複数ｍ個（ｍ≧２）のバイパススイッチと、
    位相シフトしているｍ相のゲートパルス信号を生成し、各ゲートパルス信号のデューティ比を、対応する部分の目標輝度に応じて変化させ、前記ｍ相のゲートパルス信号に応じて前記ｍ個のバイパススイッチを制御するバイパス制御部と、
    を備え、
    前記バイパス制御部は、各ゲートパルス信号のデューティ比を、前記入力電圧に応じて補正することを特徴とする点灯回路。
  2. 直列に接続される複数の発光素子を含む半導体光源のための点灯回路であって、
    入力電圧を受け、前記半導体光源に駆動電流を供給する駆動回路と、
    それぞれが前記複数の発光素子の対応する部分と並列に接続される複数ｍ個（ｍ≧２）のバイパススイッチと、
    位相シフトしているｍ相のゲートパルス信号を生成し、各ゲートパルス信号のデューティ比を、対応する部分の目標輝度に応じて変化させ、前記ｍ相のゲートパルス信号に応じて前記ｍ個のバイパススイッチを制御するバイパス制御部と、
    を備え、
    各ゲートパルス信号のデューティ比は、前記入力電圧に応じて定まる値と前記目標輝度に応じて定まる値のうち、対応するバイパススイッチのオン時間が長くなる一方であることを特徴とする点灯回路。
  3. 直列に接続される複数の発光素子を含む半導体光源のための点灯回路であって、
    入力電圧を受け、前記半導体光源に駆動電流を供給する駆動回路と、
    それぞれが前記複数の発光素子の対応する部分と並列に接続される複数ｍ個（ｍ≧２）のバイパススイッチと、
    位相シフトしているｍ相のゲートパルス信号を生成し、前記ｍ相のゲートパルス信号に応じて前記ｍ個のバイパススイッチを制御するバイパス制御部と、
    を備え、
    各ゲートパルス信号のデューティ比は、対応する部分の目標輝度に応じた値と、前記入力電圧に応じた値の一方を有し、
    各ゲートパルス信号のデューティ比は、前記入力電圧に応じて定まる値と前記目標輝度に応じて定まる値のうち、対応するバイパススイッチのオン時間が長くなる一方であることを特徴とする点灯回路。
  4. 各ゲートパルス信号のデューティ比は、前記入力電圧に応じて定まる値と前記目標輝度に応じて定まる値のうち、対応するバイパススイッチのオン時間が長くなる一方であることを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
  5. 前記入力電圧に応じて定まるデューティ比の値は、前記入力電圧に応じて連続的に変化することを特徴とする請求項２から４のいずれかに記載の点灯回路。
  6. 前記バイパス制御部は、ｍ相の三角波信号と、ｍ個の部分の目標輝度に応じたｍ個の第１スライスレベルと、前記入力電圧にもとづいて定まる第２スライスレベルと、を生成し、ｉ番目の第１スライスレベルと前記第２スライスレベルのうち一方と、ｉ番目の三角波信号の比較結果にもとづいて、ｉ番目のゲートパルス信号を生成することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の点灯回路。
  7. 前記駆動回路は、
    降圧コンバータと、
    前記駆動電流が目標量に近づくように前記降圧コンバータをフィードバック制御するリップル制御方式のコンバータコントローラと、
    を含むことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の点灯回路。
  8. 前記駆動回路は、前記降圧コンバータの出力と接続される電流平滑化フィルタをさらに含むことを特徴とする請求項７に記載の点灯回路。
  9. 複数の発光素子を含む半導体光源と、
    前記半導体光源を駆動する請求項１から８のいずれかに記載の点灯回路と、
    を備えることを特徴とする車両用灯具。
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