WO2021010325A1 - 点灯回路および車両用灯具 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to a lamp used in an automobile or the like.
- LEDs light emitting diodes
- FIG. 1 is a block diagram of a conventional vehicle lamp 1.
- the vehicle lamp 1 receives a DC voltage (input voltage V IN ) from the battery 2 via the switch 4.
- the light source 10 includes a plurality of n LEDs 12 connected in series. The brightness of the light source 10 is controlled according to the drive current I LED flowing through the light source 10.
- the lighting circuit 20 includes an LED driver 22 that stabilizes the drive current I LED to a target amount I REF according to the target brightness.
- the LED 12 when a forward voltage when the stabilized drive current I LED to the target amount I REF flows and Vf 0, the voltage across (referred lowest lighting voltage) V MIN of the light source 10, Vf 0 ⁇ It becomes n.
- V MIN 3V for the white LED
- V MIN 9V for the red LED.
- the LED driver 22 is composed of a constant current series regulator or a constant current output switching converter.
- the output voltage V OUT of the LED driver 22 is lower than the input voltage V IN .
- the input voltage V IN is 13 V when the battery is fully charged, but it is not uncommon for the input voltage to drop to 10 V or less as the discharge progresses. Therefore, when the battery voltage drops (referred to as a low voltage state), a situation occurs in which the output voltage V OUT falls below the minimum lighting voltage V MIN , and the LED 12 is turned off.
- a bypass switch 24 and a bypass control circuit 26 are provided to prevent the light source 10 from being turned off in a low voltage state.
- the bypass switch 24 is connected in parallel with one LED 12_n.
- V TH a certain threshold value
- the same LED 12_n is always turned off in a low voltage state.
- a plurality of LEDs 12_1 to 12_n are arranged side by side on the same plane, so if the same LED 12_n is always off, only the portion corresponding to the LED 12_n becomes dark.
- the vehicle lighting tool 1 is a headlight, unevenness appears in the light distribution pattern, which may make it difficult for the driver to see the front of the vehicle. Further, when the vehicle lamp 1 is a stop lamp or a tail lamp, the appearance may be spoiled.
- the present invention has been made in view of such a problem, and one of an exemplary purpose of the embodiment is to provide a lighting circuit capable of suppressing brightness unevenness of a semiconductor light source in a low voltage state.
- the lighting circuit includes a drive circuit that receives an input voltage and supplies a drive current to a semiconductor light source, and a plurality of m (m ⁇ 2) bypass switches, each of which is connected in parallel with a corresponding part of a plurality of light emitting elements.
- a bypass control unit that has a duty ratio according to the input voltage, generates an m-phase gate pulse signal that is phase-shifted, and controls m bypass switches according to the m-phase gate pulse signal. Be prepared.
- the drive circuit increases the drive current as the input voltage decreases.
- This lighting circuit is a drive circuit that receives an input voltage and supplies a drive current to a semiconductor light source, and a plurality of m (m ⁇ 2) bypass switches, each of which is connected in parallel with a corresponding part of a plurality of light emitting elements.
- a bypass control unit is provided which determines the number k of bypass switches to be turned on at the same time according to the input voltage and changes the bypass switches in the on state at a predetermined cycle.
- the drive circuit increases the drive current as the number k increases.
- uneven brightness of the semiconductor light source can be suppressed.
- 9 (a) and 9 (b) are diagrams showing the relationship between the duty ratio of the input voltage VIN and the gate pulse signal Sg in the lighting circuit according to the first modification. It is a circuit diagram of the vehicle lamp according to the modification 5. It is a time chart of the operation of the vehicle lamp of FIG. It is an operation waveform diagram of the vehicle lamp of FIG.
- the lighting circuit includes a drive circuit that receives an input voltage and supplies a drive current to a semiconductor light source, and a plurality of m (m ⁇ 2) bypass switches, each of which is connected in parallel with a corresponding part of a plurality of light emitting elements. Generates an m-phase gate pulse signal having a duty ratio according to the input voltage and shifting the phase by 360 ° / m, and controls m bypass switches according to the m-phase gate pulse signal. It includes a bypass control unit.
- the drive circuit increases the drive current as the input voltage decreases.
- the duty ratio of the m-phase gate pulse signal may change continuously according to the input signal.
- the amount of light of the semiconductor light source can be continuously reduced as the input voltage is lowered, and a natural dimming power supply voltage characteristic such as that of a halogen lamp can be reproduced.
- chattering may occur in which the brightness of the semiconductor light source changes discontinuously when the input voltage fluctuates near a certain threshold value, but the duty ratio is continuously changed. By making it, chattering can be suppressed.
- the drive circuit may include a step-down converter and a converter controller that feedback-controls the step-down converter so that the drive current approaches the target amount.
- a ripple control method having high followability to load fluctuations may be adopted. As a result, an increase in drive current due to turn-on of the bypass switch can be suppressed.
- the drive circuit may further include a current smoothing filter connected to the output of the buck converter.
- the current smoothing filter can suppress fluctuations in the drive current due to load fluctuations.
- the "state in which the member A is connected to the member B” means that the member A and the member B are physically directly connected, and that the member A and the member B are electrically connected to each other. It also includes the case of being indirectly connected via other members, which does not substantially affect the connection state, or does not impair the functions and effects performed by the combination thereof.
- a state in which the member C is provided between the member A and the member B means that the member A and the member C, or the member B and the member C are directly connected, and their electricity. It also includes the case of being indirectly connected via other members, which does not substantially affect the connection state, or does not impair the functions and effects performed by the combination thereof.
- the reference numerals attached to electric signals such as voltage signals and current signals, or circuit elements such as resistors and capacitors have their respective voltage values, current values, resistance values and capacitance values as required. It shall be represented.
- FIG. 2 is a block diagram of a vehicle lamp 500 including the lighting circuit 600 according to the embodiment.
- the DC voltage (input voltage) VIN from the battery 2 is supplied to the vehicle lamp 500 via the switch 4.
- the vehicle lamp 500 includes a semiconductor light source 502 and a lighting circuit 600.
- the semiconductor light source 502 includes a plurality of n (n ⁇ 2) light emitting elements 504_1, 504_2, ... 504_n connected in series.
- an LED is suitable, but the present invention is not limited to this, and an LD (laser diode), an organic EL element, or the like may be adopted.
- the vehicle lamp 500 may be, for example, a headlamp, and the semiconductor light source 502 may be a white LED.
- the lighting circuit 600 includes a drive circuit 610, a plurality of bypass switches SW1 to SW3, and a bypass control unit 650.
- the drive circuit 610 receives an input voltage VIN and supplies the semiconductor light source 502 with a stabilized drive current I LED to a target amount I REF . Since the cost increases when the drive circuit 610 is composed of a boost converter, the drive circuit 610 includes (i) a constant current linear regulator, (ii) a constant current output step-down switching converter, or (iii) a constant voltage output step-down switching. It can be configured by either a combination of a converter and a constant current circuit. From the viewpoint of cost and power consumption, it is preferable to use a step-down switching converter having a constant current output.
- the plurality of m bypass switches SW1 to SWm are connected in parallel with the corresponding portions of the plurality of light emitting elements 504_1 to 504_n, respectively.
- the number n of the light emitting elements 504 is the same as the number m of the bypass switches SW, and one bypass switch SW is associated with one light emitting element 504.
- the m-phase gate pulse signals Sg1 to Sg3 shifted by 120 °) are generated, and m bypass switches SW1 to SW3 are controlled according to the m-phase gate pulse signals Sg1 to Sg3.
- the gate pulse signal Sg # is high, the corresponding bypass switch SW # is on and the corresponding light emitting element 504_ # is turned off. That is, the duty ratio of a certain gate pulse signal Sg # and the lighting duty ratio of the corresponding light emitting element 504_ # are in a complementary relationship (that is, the total is 100%).
- the frequencies of the gate pulse signals Sg1 to Sg3 are equal and specified higher than 60 Hz, preferably about 100 to 400 Hz. As a result, the blinking of the light emitting element 504 cannot be perceived by the human eye.
- the drive circuit 610 increases the drive current I LED as the input voltage VIN decreases. For example, the drive circuit 610 increases the drive current I LED so as to compensate for the decrease in the amount of light accompanying the decrease in the lighting duty ratio of the light emitting element 504.
- FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the input voltage VIN in the lighting circuit 600, the duty ratio of the gate pulse signal, the lighting duty ratio, the drive current I LED , and the amount of light.
- the number k of the bypass switches that are turned on at the same time is changed to 0, 1, or 2 according to the decrease of the input voltage VIN , and therefore, the light emitting element 504 that lights up at the same time.
- the number varies from 3, 2, and 1 according to the input voltage VIN .
- the duty ratio of the gate pulse signal Sg increases from 0% to ( kMAX ⁇ 100 / m)% as the input voltage VIN decreases.
- k MAX is the maximum number of bypass switches that are turned on at the same time, in other words, the maximum number of light emitting elements 504 that are turned off at the same time.
- the drive current I LED increases as the input voltage VIN decreases, with a current lower than the maximum rated current during pulse drive as the upper limit.
- FIGS. 4A to 4D show four states in which the input voltage VIN is different. Each state corresponds to the operating points (i) to (iv) in FIG.
- the lighting circuit 600 the number of light emitting elements 504 to be lit can be gradually reduced as the input voltage VIN decreases. Further, since the light emitting elements 504 that are turned off are sequentially replaced by the cycle of the gate pulse signal Sg, it is possible to avoid the situation where the same light emitting element 504 is always turned off, and it is possible to eliminate the unevenness of the brightness distribution of the semiconductor light source 502. When the vehicle lamp 500 is a headlamp, unevenness in the light distribution pattern can be reduced.
- the drive current I LED if kept constant regardless of the input voltage V IN, decreases the input voltage V IN, according lighting duty ratio of the light-emitting element decreases, the amount of all of the plurality of light emitting elements is reduced.
- the present embodiment by increasing the drive current I LED as the input voltage VIN decreases, it is possible to suppress the decrease in the amount of light of the entire plurality of light emitting elements.
- chattering luminance of the semiconductor light source 502 changes discontinuously may occur
- the present embodiment also has an advantage that such chattering can be suppressed.
- FIG. 5 is a diagram showing another example of the relationship between the input voltage VIN and the duty ratio of the gate pulse signal in the lighting circuit 600.
- k MAX 1, and the number k of bypass switches that are turned on at the same time is changed to 0 and 1 according to the decrease of the input voltage VIN . Therefore, the light emitting element 504 that lights up at the same time.
- the number varies from 3 to 2 depending on the input voltage VIN .
- the drive current I LED increases with a decrease in the input voltage VIN , whereby the decrease in the amount of light is suppressed.
- the present invention extends to various devices and methods grasped as the block diagram and circuit diagram of FIG. 2 or derived from the above description, and is not limited to a specific configuration.
- more specific configuration examples and examples will be described not to narrow the scope of the present invention but to help understanding the essence and operation of the invention and to clarify them.
- FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example of the bypass control unit 650.
- a plurality of (m) lamp wave generators 652_1 to 652_m generate lamp waves Vramp1 to Vramp3 having a phase difference of 360 ° / m.
- the non-inverting amplifier 654 amplifies the input voltage V IN .
- the clamp circuit 656 clamps the duty ratio command voltage Vctt of the non-inverting amplifier 654 so as not to fall below a predetermined lower limit voltage Vcl. This lower limit voltage Vcl is set so that the duty ratio is 66.6%.
- the duty ratios of these pulses are equal and their phases are shifted by 360 ° / m.
- the driver 659_ # outputs a gate pulse signal Sg # corresponding to the PWM signal Spwm # output from the corresponding voltage comparator 658_ #.
- FIG. 7 is an operation waveform diagram of the bypass control unit 650 of FIG. As described above, according to the bypass control unit 650 of FIG. 6, a plurality of gate pulse signals Sg1 to Sg3 having a duty ratio corresponding to the input voltage VIN and having a phase shift can be generated.
- the non-inverting amplifier 654 may be configured by an inverting amplifier.
- the clamp circuit 656 may limit the duty ratio command voltage Vctt, which is the output of the inverting amplifier, so as not to exceed a predetermined upper limit level. Then, the same operation can be realized by exchanging the inverting input of the voltage comparator 658 and the non-inverting force, or by configuring the driver 659 as an inverting type.
- FIG. 8 is a block diagram showing a configuration example of the drive circuit 610.
- the drive circuit 610 includes a buck converter (Back converter) 612, a converter controller 614, and a current smoothing filter 616.
- the converter controller 614 controls the switching state of the converter controller 614 by feedback so that the drive current I LED approaches the target amount I REF .
- the converter controller 614 uses a feedback circuit that uses an error amplifier instead of the ripple control method, or even if the ripple control method is used, an overcurrent may occur in the drive current LED , so a buck converter A current smoothing filter 616 may be connected to the output of 612.
- the current smoothing filter 616 can remove the ripple of the drive current I LED due to the ripple control method and suppress the overcurrent of the drive current I LED due to the steep load fluctuation.
- the drive current I LED can keep the light amount of the lamp constant by making it 1.5 times the current amount when the pulse duty ratio is 0%. ..
- the maximum rated current is exceeded when the current amount is increased by 1.5 times, the current amount may be suppressed to a value lower than the maximum rated current.
- the drive current I LED when the pulse duty ratio is 33% and 66% keeps the amount of light of the lamp constant by making it 1.5 times and 2 times the amount of current when the pulse duty ratio is 0%. Can be kept in. However, if the maximum rated current is exceeded when the current amount is 1.5 times or 2 times, the current amount may be suppressed to a value lower than the maximum rated current.
- bypass control unit 650 determines the number k of the bypass switches SW1 to SW3 to be turned on at the same time according to the input voltage VIN . Then, the bypass control unit 650 replaces the k bypass switches that are in the ON state at a predetermined cycle (about 100 to 200 Hz).
- the duty ratio is changed with a constant slope with respect to the input voltage VIN , but this is not the case.
- the duty ratio may change according to a combination of a plurality of linear functions having different slopes, a quadratic function, or another curve instead of a straight line having a constant slope (linear function).
- the phase difference of the m-phase gate pulse signal is set to 360 ° / m equally, but this is not the case, and the phase difference does not necessarily have to be uniform.
- the vehicle lamp 500 may be a stop lamp or a tail lamp, or may be an LED socket in which the semiconductor light source 502 and the lighting circuit 600 are housed in one package.
- the brightness distribution of the semiconductor light source 502 is made uniform, so that the aesthetic appearance can be prevented from being spoiled.
- a current smoothing filter 616 for suppressing overcurrent or ringing is provided in the output stage of the drive circuit 610.
- a component having a small chip size and therefore a small inductance as the inductor of the current smoothing filter 616, or to omit the inductor itself.
- the inductance is small (or zero)
- the electric charge is discharged from the capacitor of the current smoothing filter 616 due to the fluctuation of the voltage Vout between both ends of the semiconductor light source 502 due to the turn-on of the bypass switch, and the discharge current is the output current of the buck converter 612. Is superimposed on.
- an overshoot may occur in the drive current I LED supplied to the semiconductor light source 502, or an overcurrent may flow.
- FIG. 10 is a circuit diagram of the vehicle lamp 500A according to the modified example 5.
- the bypass control unit 650 generates a timing signal St in which each of the bypass switches SW1 to SW3 is synchronized with the turn-on.
- This timing signal St is supplied to the enable pin (inversion logic) ⁇ EN ( ⁇ represents logic inversion) of the converter controller 614.
- the converter controller 614 fixes the drive signal Sd supplied to the gate of the switching transistor to the off level during the stop period ⁇ , and stops the switching of the buck converter 612.
- the length of the stop period ⁇ is determined so as to cancel the overshoot and overcurrent of the drive current caused by the turn-on of each of the bypass switches SW1 to SW3, as will be described later.
- FIG. 11 is a time chart of the operation of the vehicle lamp 500A of FIG.
- the timing signal St is asserted (high) at the timing when each of the bypass switches SW1 to SW3 turns off, and then negated (low) after a predetermined time ⁇ has elapsed.
- the drive signal Sd is fixed to low (off level of the switching transistor), and the switching of the buck converter 612 is stopped. While all the bypass switches SW1 to SW3 are off, the voltage Vout between both ends of the load is 3 ⁇ Vf, and while any of the bypass switches is on, the voltage Vout is 2 ⁇ Vf.
- FIG. 12 is an operation waveform diagram of the vehicle lamp 500A of FIG.
- the converter controller 614 stabilizes the output current Iout of the buck converter 612 by Bang-Bang control.
- Converter controller 614 is specifically a period of the timing signal St negated, the output current Iout to transition off level and the driving signal Sd reaches the peak current I H, and the output current Iout decreases to bottom current I L driven
- the signal Sd is transitioned to the on-level. Further, the drive signal Sd is fixed to the off level during the assertion period of the timing signal St.
- the switching operation of the step-down converter 612 is stopped during the stop period ⁇ from time t 0 to t 1 , and the output current Iout is reduced.
- the overshoot of the load current I LED can be suppressed as shown by the solid line.
- the length of the stop period ⁇ may be optimized so that overshoot can be suppressed.
- the inductor of the current smoothing filter 616 can be omitted, or an inexpensive and / or small inductor having a small inductance value can be used.
- FIG. 10 shows a diode rectifying type converter, but as shown in FIG. 8, this modification is also effective for a synchronous rectifying type converter.
- Bang-Bang control is taken as an example here, another ripple control method such as a peak detection off-time fixed mode or a bottom detection on-time fixed mode may be adopted.
- a control method using an error amplifier may be used.
- the timing signal St is input to the EN pin of the converter controller 614, but this is not the case.
- the timing signal St may be a signal indicating the start timing of the stop period ⁇
- the converter controller 614 specifies the drive of the buck converter 612 in response to the assertion of the timing signal St, and the internal timer sets the stop period ⁇ . May be measured and the drive of the buck converter 612 may be restarted after the stop period ⁇ has elapsed.
- the present invention relates to a lamp used in an automobile or the like.
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Abstract
駆動回路(610)は、入力電圧(VIN)を受け、半導体光源(502)に駆動電流(ILED)を供給する。複数m個(m≧2)のバイパススイッチ(SW1~SW3)は、複数の発光素子(504_1~504_3)と並列に接続される。バイパス制御部(650)は、入力電圧(VIN)に応じたデューティ比を有し、位相が360°/mずつシフトしているm相のゲートパルス信号(Sg1~Sg3)を生成し、m相のゲートパルス信号に応じてm個のバイパススイッチ(SW1~SW3)を制御する。駆動回路(610)は、入力電圧(VIN)が低下するほど、駆動電流(ILED)を増加させる。
Description
本発明は、自動車などに用いられる灯具に関する。
車両用灯具に用いられる光源として、従来は電球が多く用いられてきたが、近年では、LED(発光ダイオード)などの半導体光源が広く採用されるようになっている。
図1は、従来の車両用灯具1のブロック図である。車両用灯具1には、スイッチ4を介してバッテリ2からの直流電圧(入力電圧VIN)を受ける。光源10は、直列に接続される複数n個のLED12を含む。光源10の輝度は、それに流れる駆動電流ILEDに応じて制御される。点灯回路20は、駆動電流ILEDを目標輝度に応じた目標量IREFに安定化するLEDドライバ22を含む。
LED12に、目標量IREFに安定化された駆動電流ILEDが流れているときの順方向電圧をVf0とすると、光源10の両端間電圧(最低点灯電圧という)VMINは、Vf0×nとなる。n=3とすると、白色LEDではVMIN≒11Vであり、赤色LEDではVMIN≒9Vである。言い換えると、LEDドライバ22の出力電圧VOUTが、この最低点灯電圧VMINを下回ると、駆動電流ILEDが目標量IREFを維持できなくなり、複数のLED12が消灯する。
低コスト化が求められる点灯回路20では、LEDドライバ22は、定電流シリーズレギュレータあるいは定電流出力のスイッチングコンバータで構成される。この場合、LEDドライバ22の出力電圧VOUTは、入力電圧VINより低くなる。入力電圧VINは、バッテリの満充電状態で13Vであるが、放電が進むと、10V以下まで低下することも珍しくない。したがって、バッテリ電圧が低下すると(低電圧状態という)、出力電圧VOUTが最低点灯電圧VMINを下回る状況が生じ、LED12が消灯する。
低電圧状態における光源10の消灯を防止するためにバイパススイッチ24およびバイパス制御回路26が設けられる。バイパススイッチ24は、1個のLED12_nと並列に接続される。バイパス制御回路26は、入力電圧VINがあるしきい値VTHより低くなると低電圧状態と判定し、バイパススイッチ24をオンする。この状態では、最低点灯電圧VMIN=Vf0×(n-1)となり、VIN>VMINが保たれる。つまり、LED12_nの消灯と引き換えに、残りのLED12_1~12_(n-1)の点灯を維持することができる。
本発明者らは図1の点灯回路20について検討した結果、以下の課題を認識するに至った。
図1の点灯回路20では、低電圧状態において常に同じLED12_nが消灯する。通常、複数のLED12_1~12_nは、同一平面上に並べて配置されるため、同じLED12_nが常に消灯していると、そのLED12_nに対応する箇所だけが暗くなる。車両用灯具1が前照灯である場合、配光パターンにむらが現れ、運転者が車両前方を見にくくなるおそれがある。また車両用灯具1がストップランプやテールランプである場合、美観を損ねるおそれがある。
本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、低電圧状態における半導体光源の輝度ムラを抑制可能な点灯回路の提供にある。
本発明のある態様は、直列に接続される複数の発光素子を含む半導体光源のための点灯回路に関する。点灯回路は、入力電圧を受け、半導体光源に駆動電流を供給する駆動回路と、それぞれが複数の発光素子の対応する一部と並列に接続される複数m個(m≧2)のバイパススイッチと、入力電圧に応じたデューティ比を有し、位相シフトしているm相のゲートパルス信号を生成し、m相のゲートパルス信号に応じてm個のバイパススイッチを制御するバイパス制御部と、を備える。駆動回路は、入力電圧が低下するほど、駆動電流を増加させる。
本発明の別の態様もまた、点灯回路である。この点灯回路は、入力電圧を受け、半導体光源に駆動電流を供給する駆動回路と、それぞれが複数の発光素子の対応する一部と並列に接続される複数m個(m≧2)のバイパススイッチと、入力電圧に応じて、同時にオン状態とすべきバイパススイッチの個数kを決定し、オン状態のバイパススイッチを所定の周期で変化させるバイパス制御部と、を備える。駆動回路は、個数kが増加するほど、駆動電流を増加させる。
なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明のある態様によれば、半導体光源の輝度ムラを抑制できる。
本明細書に開示される一実施の形態は、直列に接続される複数の発光素子を含む半導体光源のための点灯回路に関する。点灯回路は、入力電圧を受け、半導体光源に駆動電流を供給する駆動回路と、それぞれが複数の発光素子の対応する一部と並列に接続される複数m個(m≧2)のバイパススイッチと、入力電圧に応じたデューティ比を有し、位相が360°/mずつシフトしているm相のゲートパルス信号を生成し、m相のゲートパルス信号に応じてm個のバイパススイッチを制御するバイパス制御部と、を備える。駆動回路は、入力電圧が低下するほど、駆動電流を増加させる。
デューティ比が角度換算で360°/mとなると、常に1個のバイパススイッチがオン状態となり、発光素子の一部が消灯した状態となる。そしてオン状態となるバイパススイッチは順に入れ替わるため、消灯する発光素子も順に入れ替わり、半導体光源の輝度ムラを抑制できる。駆動電流を一定に保つ場合、入力電圧が低下して、発光素子の点灯デューティ比が低下するにしたがい、複数の発光素子全体の光量が低下するところ、入力電圧の低下にともない駆動電流を増大させることで、複数の発光素子全体の光量の低下を抑制できる。
m相のゲートパルス信号のデューティ比は、入力信号に応じて連続的に変化してもよい。これにより、入力電圧の低下にともなって、半導体光源の光量を連続的に低下させることができ、ハロゲンランプのような自然な減光な電源電圧特性を再現できる。また、デューティ比を不連続に変化させると、あるしきい値近傍で入力電圧が変動するときに、半導体光源の輝度が不連続に変化するチャタリングが発生しうるが、デューティ比を連続的に変化させることで、チャタリングを抑制できる。
駆動回路は、降圧コンバータと、駆動電流が目標量に近づくように降圧コンバータをフィードバック制御するコンバータコントローラと、を含んでもよい。負荷変動に対する追従性の高いリップル制御方式を採用してもよい。これによりバイパススイッチのターンオンに起因する駆動電流の増大を抑制できる。
駆動回路は、降圧コンバータの出力と接続される電流平滑化フィルタをさらに含んでもよい。電流平滑化フィルタによって、負荷変動に起因する駆動電流の変動を抑制できる。
(実施の形態)
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
本明細書において、「部材Aが、部材Bと接続された状態」とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Aと部材Bが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態」とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。
図2は、実施の形態に係る点灯回路600を備える車両用灯具500のブロック図である。車両用灯具500には、スイッチ4を介してバッテリ2からの直流電圧(入力電圧)VINが供給される。車両用灯具500は、半導体光源502および点灯回路600を備える。半導体光源502は、直列に接続される複数n個(n≧2)の発光素子504_1,504_2,…504_nを含む。図2にはn=3の場合が示される。発光素子504はたとえばLEDが好適であるが、その限りでなく、LD(レーザダイオード)や有機EL素子などを採用してもよい。車両用灯具500は、たとえばヘッドランプであり、半導体光源502は白色LEDであってもよい。
点灯回路600は、駆動回路610、複数のバイパススイッチSW1~SW3、バイパス制御部650を備える。
駆動回路610は入力電圧VINを受け、半導体光源502に目標量IREFに安定化された駆動電流ILEDを供給する。駆動回路610を昇圧コンバータで構成するとコストが高くなることから、駆動回路610は、(i)定電流リニアレギュレータ、(ii)定電流出力の降圧スイッチングコンバータあるいは、(iii)定電圧出力の降圧スイッチングコンバータと定電流回路の組み合わせ、のいずれかで構成することができる。コストと消費電力の観点からは、定電流出力の降圧スイッチングコンバータを用いるとよい。
複数m個のバイパススイッチSW1~SWmはそれぞれ、複数の発光素子504_1~504_nの対応する一部と並列に接続される。本実施の形態では、発光素子504の個数nはバイパススイッチSWの個数mと同じであり、1個のバイパススイッチSWは、1個の発光素子504に対応付けられる。バイパススイッチSWi(i=1,2,3)がオン状態となると、駆動電流ILEDはバイパススイッチSWi側に引き込まれ、対応する発光素子504_iは消灯する。
バイパス制御部650は、入力電圧VINに応じたデューティ比、より正確には入力電圧VINと負の相関を有するデューティ比を有し、位相が(360/m)°(m=3のとき120°)ずつシフトしているm相のゲートパルス信号Sg1~Sg3を生成し、m相のゲートパルス信号Sg1~Sg3に応じてm個のバイパススイッチSW1~SW3を制御する。本実施の形態ではゲートパルス信号Sg#がハイのときに、対応するバイパススイッチSW#はオンであり、対応する発光素子504_#は消灯する。つまり、あるゲートパルス信号Sg#のデューティ比と、それに対応する発光素子504_#の点灯デューティ比は、相補的な関係にある(すなわち合計が100%)。
ゲートパルス信号Sg1~Sg3の周波数は等しく、60Hzより高く規定され、好ましくは100~400Hz程度としてもよい。これにより、発光素子504の点滅は人間の目によって知覚できなくなる。
駆動回路610は、入力電圧VINが低下するほど、駆動電流ILEDを増加させる。たとえば駆動回路610は、発光素子504の点灯デューティ比の低下にともなる光量の低下を補うように、駆動電流ILEDを増加させる。
以上が点灯回路600の基本的な構成である。続いてその動作を説明する。図3は、点灯回路600における入力電圧VINとゲートパルス信号のデューティ比、点灯デューティ比、駆動電流ILED、光量の関係を示す図である。本実施の形態では、同時にオン状態となるバイパススイッチの個数kを、入力電圧VINの低下に応じて、0個、1個、2個と変化させるものとし、したがって同時点灯する発光素子504の個数は、入力電圧VINに応じて、3個、2個、1個と変化する。
ゲートパルス信号Sgのデューティ比は、入力電圧VINの低下とともに、0%から、(kMAX×100/m)%まで増大する。kMAXは同時にオン状態となるバイパススイッチの最大個数、言い換えれば同時に消灯する発光素子504の最大個数である。m=3、kMAX=2のとき、デューティ比は0%から66%の範囲で変化する。
駆動電流ILEDは、パルス駆動時の最大定格電流より低い電流を上限として、入力電圧VINの低下とともに増大する。
図4(a)~(d)は、点灯回路600の動作波形図である。図4(a)~(d)は、入力電圧VINが異なる4つの状態を示している。各状態は、図3の動作点(i)~(iv)に対応する。
以上が点灯回路600および車両用灯具500の動作である。この点灯回路600によれば、入力電圧VINの低下にともない、点灯する発光素子504の個数を徐々に減らすことができる。さらに消灯している発光素子504が、ゲートパルス信号Sgの周期で順に入れ替わるため、常に同じ発光素子504が消灯する状況を回避でき、半導体光源502の輝度分布のムラを解消できる。車両用灯具500がヘッドランプである場合、配光パターンのムラを低減できる。
駆動電流ILEDを、入力電圧VINにかかわらず一定に保つ場合、入力電圧VINが低下して、発光素子の点灯デューティ比が低下するにしたがい、複数の発光素子全体の光量が低下する。これに対して本実施の形態では、入力電圧VINの低下にともない駆動電流ILEDを増大させることで、複数の発光素子全体の光量の低下を抑制できる。
入力電圧VINに対して、デューティ比を不連続に変化させると、不連続点の近傍で入力電圧VINが変動したときに、半導体光源502の輝度が不連続に変化するチャタリングが発生しうるが、本実施の形態では、このようなチャタリングを抑制できるという利点もある。
なお、駆動電流ILEDが増えても、発光素子の順方向電圧Vfはほとんど変わらないことから、入力電圧VIN低下による灯具の消灯の効果は損なわれない。
図5は、点灯回路600における入力電圧VINとゲートパルス信号のデューティ比の関係の別の一例を示す図である。この例ではkMAX=1であり、同時にオン状態となるバイパススイッチの個数kを、入力電圧VINの低下に応じて0個、1個と変化させるものとし、したがって同時点灯する発光素子504の個数は、入力電圧VINに応じて、3個、2個と変化する。ゲートパルス信号Sgのデューティ比は、入力電圧VINの低下とともに、0%から33%(=kMAX×100/m)まで増大する。駆動電流ILEDは、入力電圧VINの低下とともに増大し、これにより光量の低下が抑制される。
本発明は、図2のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、方法に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や実施例を説明する。
図6は、バイパス制御部650の構成例を示すブロック図である。複数(m個)のランプ波発生器652_1~652_mは、位相差が360°/mであるランプ波Vramp1~Vramp3を生成する。
非反転アンプ654は、入力電圧VINを増幅する。クランプ回路656は、非反転アンプ654のデューティ比指令電圧Vcntを、所定の下限電圧Vclを下回らないようにクランプする。この下限電圧Vclは、デューティ比が66.6%となるように定められる。
電圧コンパレータ658_#(#=1,2,3)は、デューティ比指令電圧Vcntと対応するランプ波Vramp#を比較し、矩形のパルス(PWM信号)Spwm#を出力する。これらのパルスのデューティ比は等しく、それらの位相は360°/mずつシフトしている。
ドライバ659_#は、対応する電圧コンパレータ658_#から出力されるPWM信号Spwm#に応じたゲートパルス信号Sg#を出力する。
図7は、図6のバイパス制御部650の動作波形図である。このように図6のバイパス制御部650によれば、入力電圧VINに応じたデューティ比を有し、位相がシフトした複数のゲートパルス信号Sg1~Sg3を生成できる。
なお図6において、非反転アンプ654を反転アンプで構成してもよい。クランプ回路656は、反転アンプの出力であるデューティ比指令電圧Vcntを、所定の上限レベルを超えないように制限してもよい。そして、電圧コンパレータ658の反転入力と非反転有力を入れ替えるか、あるいはドライバ659を反転型で構成することで、同じ動作を実現できる。
図8は、駆動回路610の構成例を示すブロック図である。駆動回路610は、降圧コンバータ(Buckコンバータ)612と、コンバータコントローラ614、電流平滑化フィルタ616を備える。コンバータコントローラ614は、駆動電流ILEDが目標量IREFに近づくように、フィードバックによりコンバータコントローラ614のスイッチング状態を制御する。
図4(a)や(b)に示す動作モードでは、すべてのバイパススイッチがオフの状態とが1個のバイパススイッチのみがオンの状態と、が交互に現れる。すべてのバイパススイッチがオフであるとき、半導体光源502の両端間電圧の電圧(すなわち降圧コンバータ612の出力電圧)は3×Vf0であり、1個のバイパススイッチがオンの状態では、半導体光源502の両端間電圧は2×Vf0となり、不連続に変動する。このような不連続かつ急峻な負荷変動は、駆動電流ILEDの過電流状態(あるいはリンギング)を引き起こすおそれがある。そこで急峻な負荷変動に追従するために、高速応答性に優れるリップル制御方式のコンバータコントローラ614を採用するとよい。リップル制御方式は、ヒステリシス制御(Bang-Bang制御)、ボトム検出オン時間固定制御、ピーク検出オフ時間固定制御などが例示される。
なお、コンバータコントローラ614にリップル制御方式でなく、エラーアンプを用いたフィードバック回路を採用する場合、あるいはリップル制御方式を採用したとしても、駆動電流ILEDに過電流が生ずるおそれがあるため、降圧コンバータ612の出力に、電流平滑化フィルタ616を接続してもよい。電流平滑化フィルタ616は、リップル制御方式にともなう駆動電流ILEDのリップルを除去するとともに、急峻な負荷変動にともなう駆動電流ILEDの過電流を抑制できる。
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。
(変形例1)
実施の形態では、ゲートパルスSgのデューティ比を、入力電圧VINに応じて連続的に変化させたがその限りでない。図9(a)、(b)は、変形例1に係る点灯回路600における入力電圧VINとゲートパルス信号のデューティ比および駆動電流の関係を示す図である。図9(a)はm=3、kMAX=1の場合である。パルスデューティ比が33%であるとき、駆動電流ILEDは、パルスデューティ比が0%のときの電流量に比べて、1.5倍とすることで、灯具の光量を一定に保つことができる。ただし、電流量を1.5倍とすると最大定格電流を超える場合には、最大定格電流より低い電流量に抑えればよい。
実施の形態では、ゲートパルスSgのデューティ比を、入力電圧VINに応じて連続的に変化させたがその限りでない。図9(a)、(b)は、変形例1に係る点灯回路600における入力電圧VINとゲートパルス信号のデューティ比および駆動電流の関係を示す図である。図9(a)はm=3、kMAX=1の場合である。パルスデューティ比が33%であるとき、駆動電流ILEDは、パルスデューティ比が0%のときの電流量に比べて、1.5倍とすることで、灯具の光量を一定に保つことができる。ただし、電流量を1.5倍とすると最大定格電流を超える場合には、最大定格電流より低い電流量に抑えればよい。
図9(b)はm=3、kMAX=2の場合である。パルスデューティ比が33%、66%のときの駆動電流ILEDは、パルスデューティ比が0%のときの電流量に比べて、1.5倍、2倍とすることで、灯具の光量を一定に保つことができる。ただし、電流量を1.5倍あるいは2倍とすると最大定格電流を超える場合には、最大定格電流より低い電流量に抑えればよい。
これらの変形例によっても、入力電圧VINが低下した状態において、特定の発光素子504が固定的にオフとなるのを防止でき、半導体光源502の輝度ムラを抑制できる。
なお、この変形例におけるバイパス制御部650の機能は、以下のように把握できる。すなわちバイパス制御部650は、入力電圧VINに応じて、同時にオン状態とすべきバイパススイッチSW1~SW3の個数kを決定する。そしてバイパス制御部650は、所定の周期(100~200Hz程度)で、オン状態であるk個のバイパススイッチを入れ替える。
(変形例2)
図3や図5においてデューティ比を入力電圧VINに対して一定の傾きで変化させたがその限りでない。たとえばデューティ比0%と33%の途中、あるいは33%と66%mの途中に、デューティ比が入力電圧に依存しない平坦な部分があってもよい。あるいは、一定の傾きの直線(1次関数)でなく、傾きが異なる複数の1次関数の組み合わせ、あるいは2次関数やその他の曲線にしたがってデューティ比が変化してもよい。
図3や図5においてデューティ比を入力電圧VINに対して一定の傾きで変化させたがその限りでない。たとえばデューティ比0%と33%の途中、あるいは33%と66%mの途中に、デューティ比が入力電圧に依存しない平坦な部分があってもよい。あるいは、一定の傾きの直線(1次関数)でなく、傾きが異なる複数の1次関数の組み合わせ、あるいは2次関数やその他の曲線にしたがってデューティ比が変化してもよい。
(変形例3)
図3や図5において、駆動電流ILEDを入力電圧VINに対してリニアに変化させたがその限りでなく、傾きが異なる複数の1次関数の組み合わせ、あるいは2次関数やその他の曲線にしたがって駆動電流ILEDを変化させてもよい。
図3や図5において、駆動電流ILEDを入力電圧VINに対してリニアに変化させたがその限りでなく、傾きが異なる複数の1次関数の組み合わせ、あるいは2次関数やその他の曲線にしたがって駆動電流ILEDを変化させてもよい。
(変形例4)
実施の形態では、m相のゲートパルス信号の位相差を等しく360°/mとしたがその限りでなく、位相差は必ずしも均一でなくてもよい。
実施の形態では、m相のゲートパルス信号の位相差を等しく360°/mとしたがその限りでなく、位相差は必ずしも均一でなくてもよい。
(変形例5)
実施の形態では、車両用灯具500がヘッドランプである場合を説明したが、その限りでなく、DRL(Daytime Running Lamps)であってもよいし、ターンシグナル用のアンバーLEDにも適用できる。
実施の形態では、車両用灯具500がヘッドランプである場合を説明したが、その限りでなく、DRL(Daytime Running Lamps)であってもよいし、ターンシグナル用のアンバーLEDにも適用できる。
あるいは車両用灯具500は、ストップランプやテールランプであってもよく、半導体光源502と点灯回路600とが1パッケージに収容されたLEDソケットであってもよい。この場合、低電圧状態において、半導体光源502の輝度分布が均一化されることにより、美観が損なわれるのを防止できる。
(変形例6)
図8の車両用灯具500では、駆動回路610の出力段に、過電流あるいはリンギングを抑制するための電流平滑化フィルタ616が設けられている。実装面積やコストなどの都合から、電流平滑化フィルタ616のインダクタとして、チップサイズの小さい、したがってインダクタンスの小さい部品を選択し、あるいはインダクタ自体を省略したい場合がある。インダクタンスが小さい(あるいはゼロである)と、バイパススイッチのターンオンにともなう半導体光源502の両端間電圧Voutの変動によって電流平滑化フィルタ616のキャパシタから電荷が放電され、放電電流が降圧コンバータ612の出力電流に重畳される。これにより半導体光源502に供給される駆動電流ILEDにオーバーシュートが発生し、あるいは過電流が流れるおそれがある。
図8の車両用灯具500では、駆動回路610の出力段に、過電流あるいはリンギングを抑制するための電流平滑化フィルタ616が設けられている。実装面積やコストなどの都合から、電流平滑化フィルタ616のインダクタとして、チップサイズの小さい、したがってインダクタンスの小さい部品を選択し、あるいはインダクタ自体を省略したい場合がある。インダクタンスが小さい(あるいはゼロである)と、バイパススイッチのターンオンにともなう半導体光源502の両端間電圧Voutの変動によって電流平滑化フィルタ616のキャパシタから電荷が放電され、放電電流が降圧コンバータ612の出力電流に重畳される。これにより半導体光源502に供給される駆動電流ILEDにオーバーシュートが発生し、あるいは過電流が流れるおそれがある。
図10は、変形例5に係る車両用灯具500Aの回路図である。バイパス制御部650は、バイパススイッチSW1~SW3それぞれがターンオンと同期したタイミング信号Stを発生する。このタイミング信号Stは、コンバータコントローラ614のイネーブルピン(反転論理)\EN(\は論理反転を表す)に供給される。コンバータコントローラ614は、タイミング信号Stにもとづいて、停止期間τの間、スイッチングトランジスタのゲートに供給する駆動信号Sdをオフレベルに固定し、降圧コンバータ612のスイッチングを停止する。停止期間τの長さは、後述のように、バイパススイッチSW1~SW3それぞれのターンオンに起因する駆動電流のオーバーシュートや過電流をキャンセルできるように定められる。
続いて車両用灯具500の動作を、図11,図12を参照して説明する。図11は、図10の車両用灯具500Aの動作のタイムチャートである。タイミング信号Stは、バイパススイッチSW1~SW3それぞれがターンオフするタイミングでアサート(ハイ)され、それから所定時間τの経過後にネゲート(ロー)される。タイミング信号Stがアサートの期間、駆動信号Sdがロー(スイッチングトランジスタのオフレベル)に固定され、降圧コンバータ612のスイッチングが停止する。すべてバイパススイッチSW1~SW3がオフの間、負荷の両端間の電圧Voutは3×Vf、いずれかのバイパススイッチがオンの間、電圧Voutは2×Vfである。
図12は、図10の車両用灯具500Aの動作波形図である。この例では、コンバータコントローラ614は、Bang-Bang制御によって降圧コンバータ612の出力電流Ioutを安定化している。具体的にはコンバータコントローラ614は、タイミング信号Stがネゲートの期間、出力電流Ioutがピーク電流IHに達すると駆動信号Sdをオフレベルに遷移させ、出力電流Ioutがボトム電流ILまで低下すると駆動信号Sdをオンレベルに遷移させる。またタイミング信号Stがアサートの期間、駆動信号Sdをオフレベルに固定する。
時刻t0にあるバイパススイッチSW#がターンオンすると、負荷の両端間電圧Voutが低下する。このとき、電流平滑化フィルタ616のキャパシタC1が放電され、放電電流Idisが半導体光源502に供給される。もしこのとき降圧コンバータ612の出力電流Ioutが一定レベルに維持されていれば、半導体光源502に供給される負荷電流ILEDは、一点鎖線で示すようにオーバーシュートする。
これに対して本変形例では、時刻t0~t1の停止期間τの間、降圧コンバータ612のスイッチング動作が停止し、その出力電流Ioutが減少する。出力電流Ioutの減少と放電電流Idisが相殺することにより、実線で示すように負荷電流ILEDのオーバーシュートを抑制することができる。停止期間τの長さは、オーバーシュートを抑制できるように最適化すればよい。この変形例によれば、電流平滑化フィルタ616のインダクタを省略することができ、あるいはインダクタンス値の小さい安価および/または小型のインダクタを用いることができる。
なお図10はダイオード整流型のコンバータを示すが、図8のように同期整流型のコンバータにもこの変形は有効である。またここではBang-Bang制御を例としたが、ピーク検出オフ時間固定モードや、ボトム検出オン時間固定モードなど、別のリップル制御方式を採用してもよい。あるいは、エラーアンプを用いた制御方式を用いてもよい。
図10では、コンバータコントローラ614のENピンに、タイミング信号Stを入力したがその限りでない。タイミング信号Stは、停止期間τの開始タイミングを示す信号であってもよく、コンバータコントローラ614は、タイミング信号Stのアサートに応答して降圧コンバータ612の駆動を指定し、内部のタイマーで停止期間τを測定し、停止期間τの経過後に、降圧コンバータ612の駆動を再開してもよい。
実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。
本発明は、自動車などに用いられる灯具に関する。
2 バッテリ
4 スイッチ
500 車両用灯具
502 半導体光源
504 発光素子
505 被バイパス素子
600 点灯回路
610 駆動回路
612 降圧コンバータ
614 コンバータコントローラ
616 電流平滑化フィルタ
650 バイパス制御部
652 ランプ波発生器
654 反転アンプ
656 クランプ回路
658 電圧コンパレータ
659 ドライバ
4 スイッチ
500 車両用灯具
502 半導体光源
504 発光素子
505 被バイパス素子
600 点灯回路
610 駆動回路
612 降圧コンバータ
614 コンバータコントローラ
616 電流平滑化フィルタ
650 バイパス制御部
652 ランプ波発生器
654 反転アンプ
656 クランプ回路
658 電圧コンパレータ
659 ドライバ
Claims (6)
- 直列に接続される複数の発光素子を含む半導体光源のための点灯回路であって、
入力電圧を受け、前記半導体光源に駆動電流を供給する駆動回路と、
それぞれが前記複数の発光素子の対応する一部と並列に接続される複数m個(m≧2)のバイパススイッチと、
前記入力電圧に応じたデューティ比を有し、位相シフトしているm相のゲートパルス信号を生成し、前記m相のゲートパルス信号に応じて前記m個のバイパススイッチを制御するバイパス制御部と、
を備え、
前記駆動回路は、前記入力電圧が低下するほど、前記駆動電流を増加させることを特徴とする点灯回路。 - 前記m相のゲートパルス信号のデューティ比は、前記入力電圧に応じて連続的に変化することを特徴とする請求項1に記載の点灯回路。
- 直列に接続される複数の発光素子を含む半導体光源のための点灯回路であって、
入力電圧を受け、前記半導体光源に駆動電流を供給する駆動回路と、
それぞれが前記複数の発光素子の対応する一部と並列に接続され、オン状態において前記駆動電流を迂回させる複数m個(m≧2)のバイパススイッチと、
前記入力電圧に応じて、同時にオン状態とすべきバイパススイッチの個数kを決定し、所定の周期毎に、オン状態であるk個のバイパススイッチを変化させるバイパス制御部と、
を備え、
前記駆動回路は、前記個数kが増加するほど、前記駆動電流を増加させることを特徴とする点灯回路。 - 前記駆動回路は、
降圧コンバータと、
前記駆動電流が目標量に近づくように前記降圧コンバータをフィードバック制御するコンバータコントローラと、
を含むことを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の点灯回路。 - 前記駆動回路は、前記降圧コンバータの出力と接続される電流平滑化フィルタをさらに含むことを特徴とする請求項4に記載の点灯回路。
- 複数の発光素子を含む半導体光源と、
前記半導体光源を駆動する請求項1から5のいずれかに記載の点灯回路と、
を備えることを特徴とする車両用灯具。
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