JP6830774B2 - 点灯回路および車両用灯具 - Google Patents

Description

本発明は、自動車などに用いられる灯具に関する。

車両用灯具は、一般にロービームとハイビームとを切りかえることが可能である。ロービームは、近方を所定の照度で照明するものであって、対向車や先行車にグレアを与えないよう配光規定が定められており、主に市街地を走行する場合に用いられる。一方、ハイビームは、前方の広範囲および遠方を比較的高い照度で照明するものであり、主に対向車や先行車が少ない道路を高速走行する場合に用いられる。したがって、ハイビームはロービームと比較してより運転者による視認性に優れているが、車両前方に存在する車両の運転者や歩行者にグレアを与えてしまうという問題がある。

近年、車両の周囲の状態にもとづいて、ハイビームの配光パターンを動的、適応的に制御するＡＤＢ（Adaptive Driving Beam）技術が提案されている。ＡＤＢ技術は、車両の前方の先行車、対向車や歩行者の有無を検出し、車両あるいは歩行者に対応する領域を減光するなどして、車両あるいは歩行者に与えるグレアを低減するものである。

ＡＤＢ機能を有する車両用灯具について説明する。図１（ａ）、（ｂ）は、比較技術に係るＡＤＢ機能を有する車両用灯具のブロック図である。なおこの比較技術を公知技術として認定してはならない。

図１（ａ）を参照する。車両用灯具１Ｒは、光源２および点灯回路２０Ｒを備える。ＡＤＢにおいては、ハイビーム照射領域は、複数Ｎ個（Ｎは２以上の自然数）のサブ領域に分割される。光源２は、Ｎ個のサブ領域に対応づけられる複数の発光素子３＿１〜３＿Ｎを含む。各発光素子３は、ＬＥＤ（発光ダイオード）やＬＤ（レーザダイオード）などの半導体デバイスであり、それぞれが対応するサブ領域を照射するよう配置される。

点灯回路２０Ｒは、バッテリ４からの電源電圧Ｖ_ＢＡＴを受け、複数の発光素子３＿１〜３＿Ｎそれぞれのオン（点灯）、オフ（消灯）を制御することで、ハイビームの配向を変化させる。あるいは点灯回路２０Ｒは、高い周波数で発光素子３に流れる電流Ｉ_ＬＡＭＰをＰＷＭ（パルス幅変調）制御することで、実効的な輝度を調節する。

点灯回路２０Ｒは、昇降圧コンバータ２２、バイパススイッチ回路２４、配光コントローラ２６を備える。昇降圧コンバータ２２は、目標値Ｉ_ＲＥＦに安定化された出力電流Ｉ_ＬＡＭＰを生成して光源２に供給する定電流コンバータである。

バイパススイッチ回路２４は、複数の発光素子３＿１〜３＿Ｎに対応する複数のバイパススイッチ２８＿１〜２８＿Ｎを備える。各バイパススイッチ２８＿ｉは、対応する発光素子３と並列に接続される。あるバイパススイッチ２８＿ｉがオフのとき、駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰは発光素子３＿ｉに流れて点灯状態となり、バイパススイッチ２８＿ｉがオンのとき、駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰはバイパススイッチ２８＿ｉに流れるため、発光素子３＿ｉは消灯状態となる。

配光コントローラ２６は、配光パターンにもとづいて、複数のバイパススイッチ２８＿１〜２８＿Ｎのオン、オフを制御する。さらに配光コントローラ２６は、複数のバイパススイッチ２８＿１〜２８＿ＮそれぞれをＰＷＭ制御することにより、複数の発光素子３＿１〜３＿ＮをＰＷＭ調光する。

複数の発光素子３＿１〜３＿Ｎのうち、駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰが流れている個数をＭ個（０≦Ｍ≦Ｎ）とすると光源２の両端間の電圧、すなわち昇降圧コンバータ２２の出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、Ｍ×Ｖ_Ｆとなる。ここでは理解の容易化のため、発光素子３の順方向電圧Ｖ_Ｆが均一であるものとする。したがって、昇降圧コンバータ２２の出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、複数のバイパススイッチ２８＿１〜２８＿Ｎのオン、オフの組み合わせによって時々刻々と変化する。

なお上述のように、昇降圧コンバータ２２は一定の駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰを生成する定電流源とみなすことができ、昇降圧コンバータ２２が出力電圧Ｖ_ＯＵＴを能動的に変化させているのではなく、光源２とバイパススイッチ回路２４の合成インピーダンス、言い換えれば昇降圧コンバータ２２の負荷インピーダンスが動的に変化した結果、出力電圧Ｖ_ＯＵＴがそれに追従して変化していることに留意されたい。

図１（ｂ）を参照する。点灯回路２０Ｓは、図１（ａ）の昇降圧コンバータ２２に代えて、直列に接続された昇圧コンバータ３０および降圧コンバータ３２を備える。Ｖ_Ｆ＝５Ｖ、Ｎ＝１２個とすると、光源２の両端間電圧は０〜６０Ｖの間でダイナミックに変化する。昇圧コンバータ３０は定電圧コンバータであり、その出力である直流電圧Ｖ_ＤＣを光源２の両端間電圧の最大値６０Ｖよりも高い電圧レベルに安定化する。降圧コンバータ３２は、図１（ａ）の昇降圧コンバータ２２と同様に定電流出力を有し、光源２の電流Ｉ_ＬＡＭＰを所定の目標値に安定化する。

特開２０１５−１５３６５７号公報

本発明者らは、図１（ｂ）の点灯回路２０Ｓについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。バイパススイッチ回路２４によるＰＷＭ調光の周波数は数百Ｈｚであるため、降圧コンバータ３２の負荷インピーダンスも数百Ｈｚで変化する。このような高速応答性を実現するために、降圧コンバータ３２にヒステリシス制御（Bang-Bang制御）を導入する必要がある。図２は、ヒステリシス制御の降圧コンバータ３２の回路図である。

降圧コンバータ３２は、出力回路４０およびヒステリシスコントローラ５０を備える。出力回路４０は、入力キャパシタＣ_１、スイッチングトランジスタＭ_１、整流ダイオードＤ_１、インダクタＬ_１および電流センス抵抗Ｒ_ＣＳを含む。

ヒステリシス制御では、制御対象である駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰの目標値Ｉ_ＲＥＦの近傍に上限電流Ｉ_{ＵＰＰＥＲ}と下限電流Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}が規定される。そして駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰ（コイル電流Ｉ_Ｌ）が上限電流Ｉ_{ＵＰＰＥＲ}に達するとスイッチングトランジスタをターンオフし、駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰが下限電流Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}まで低下すると、スイッチングトランジスタをターンオンする動作を繰り返す。

ヒステリシスコントローラ５０は、電流検出回路５２、ヒステリシスコンパレータ５４、ドライバ５６を含む。電流センス抵抗Ｒ_ＣＳは、駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰの経路上に設けられており、その両端間には駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰに比例した電圧降下が発生する。電流検出回路５２は、電流センス抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下に応じた電流検出信号Ｖ_ＣＳを生成する。ヒステリシスコンパレータ５４は、電流検出信号Ｖ_ＣＳを、上限電流Ｉ_{ＵＰＰＥＲ}に対応する上側しきい値Ｖ_ＴＨＨおよび下限電流Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}に対応する下側しきい値Ｖ_ＴＨＬと比較し、比較結果に応じた制御パルスＳ_ＣＮＴを生成する。ドライバ５６は、制御パルスＳ_ＣＮＴに応じてスイッチングトランジスタＭ_１を駆動する。

図３は、図２の降圧コンバータ３２の動作波形図である。制御パルスＳ_ＣＮＴがオンレベル（たとえばハイレベル）の区間、スイッチングトランジスタＭ_１はオンであり、オフレベル（たとえばローレベル）の区間、スイッチングトランジスタＭ_１はオフである。スイッチングトランジスタＭ_１がオンのとき、インダクタＬ_１の両端間電圧はＶ_ＩＮ−Ｖ_ＯＵＴとなる。したがってインダクタＬ_１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ（つまり駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰ）は、（Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ_１の傾きで増大する。Ｌ_１はインダクタＬ_１のインダクタンスである。スイッチングトランジスタＭ_１がオフのとき、インダクタＬ_１の両端間電圧は−Ｖ_ＯＵＴとなる。したがってコイル電流Ｉ_Ｌ（つまり駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰ）は、−Ｖ_ＯＵＴ／Ｌ_１の傾きで減少する。

スイッチングトランジスタＭ_１のオン時間Ｔ_ＯＮ、オフ時間Ｔ_ＯＦＦは式（１）、（２）で与えられる。
Ｔ_ＯＮ＝ΔＩ／｛（Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ_１｝ …（１）
Ｔ_ＯＦＦ＝ΔＩ／（Ｖ_ＯＵＴ／Ｌ_１） …（２）
ΔＩは、コイル電流Ｉ_Ｌのヒステリシス幅（リップル幅）、すなわちピーク値Ｉ_{ＵＰＰＥＲ}とボトム値Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}の差分であり、以下の式で表されるように上側しきい値信号Ｖ_ＴＨＨと下側しきい値信号Ｖ_ＴＨＬの差分ΔＶに比例する。
ΔＩ＝ΔＶ／Ｒ_ＣＳ

図１（ｂ）の車両用灯具１Ｓでは、降圧コンバータ３２の入力電圧Ｖ_ＩＮ（Ｖ_ＤＣ）は一定に保たれるが、バイパススイッチ回路２４のＰＷＭ制御に応じて出力電圧Ｖ_ＯＵＴがダイナミックに変動する。出力電圧Ｖ_ＯＵＴが変動すると、スイッチングトランジスタＭ_１のスイッチング周期Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦ、言い換えればスイッチング周波数ｆ_ＳＷが変動することとなり、電磁ノイズの対策が難しくなる。

本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、スイッチングコンバータの周波数変動を抑制可能な車両用灯具の提供にある。

本発明のある態様は、直列に接続される複数の発光素子を含む光源を駆動する点灯回路に関する。点灯回路は、バイパススイッチ回路、昇圧コンバータ、降圧コンバータ、電圧調節回路を備える。バイパススイッチ回路は、複数のバイパススイッチを含み、各バイパススイッチは、複数の発光素子の対応するひとつと並列に接続されている。昇圧コンバータは、電源電圧を昇圧して、可変の目標電圧に安定化された直流電圧を生成する。降圧コンバータは、直流電圧を受け、目標電流に安定化された駆動電流を光源に供給する。降圧コンバータはヒステリシス制御方式のヒステリシスコントローラを含み、当該ヒステリシスコントローラは、駆動電流を、目標電流の近傍に規定されるピーク値およびボトム値の間に安定化させ、かつ降圧コンバータのスイッチング周波数が一定値に近づくように、ピーク値とボトム値の差を変化させる。電圧調節回路は、昇圧コンバータの目標電圧を、降圧コンバータの出力電圧に応じて動的に変化させる。

この態様によると、ヒステリシス制御を用いることにより、降圧コンバータの出力電圧を、高速な負荷変動に追従させることができる。またピーク値とボトム値の差分を制御することによりスイッチング周波数を安定化できるため、ノイズスペックをクリアできる。

ここでもし、降圧コンバータの入力電圧を一定に保った状態で、スイッチング周波数の安定化のみを行うと、降圧コンバータの入力電圧と出力電圧の差分が大きい状況が生じうる。この場合に、コイル電流ひいては駆動電流の変動幅（リップル幅）を小さくするためには、インダクタ（コイル）に、インダクタンスの大きい、したがってサイズの大きい部品を選定する必要が生ずる。この問題に関連して、本態様によれば、降圧コンバータの入出力電圧の差を抑制できるため、同じインダクタンス値に対するリップル幅を小さくでき、したがって小さいインダクタを選定できる。

電圧調節回路は、昇圧コンバータの目標電圧と降圧コンバータの出力電圧の差分が所定値を超えないように、あるいは所定値に近づくように、目標電圧を変化させてもよい。
これにより、降圧コンバータのインダクタの両端間電圧を所定値に保つことができ、その所定値を小さくすることで、インダクタのサイズを小さくできる。

電圧調節回路は、降圧コンバータの出力電圧の上昇時に下降時よりも速く目標電圧を変化させてもよい。これにより、降圧コンバータの制御が不安定になるのを防止できる。

降圧コンバータの出力電圧の上昇時に、目標電圧は、バイパススイッチ回路の制御周期より短い時間で変化してもよい。これにより、降圧コンバータの出力電圧（光源の両端間電圧）が不足し、光源の輝度が低下するのを抑制できる。
降圧コンバータの出力電圧の上昇時に、目標電圧は、バイパススイッチ回路の制御周期の１／２より短い時間で変化してもよい。

降圧コンバータの出力電圧の下降時に、目標電圧は、バイパススイッチ回路の制御周期より長い時間で変化してもよい。これにより降圧コンバータの発振を抑制できる。

降圧コンバータの出力電圧の下降時に、目標電圧は、バイパススイッチ回路の制御周期の３倍より長い時間で変化してもよい。

電圧調節回路は、降圧コンバータの出力電圧に応じた出力検出電圧を受けるピークホールド回路を含み、目標電圧は、ピークホールド回路の出力電圧に応じていてもよい。これにより、きわめて簡単なアナログ回路で、目標電圧を制御できる。

電圧調節回路は、降圧コンバータの出力電圧に応じた出力検出電圧をアノードに受けるダイオードと、ダイオードのカソードと接地の間に設けられた第１抵抗と、一端が接地されたキャパシタと、キャパシタの他端とダイオードのカソードの間に設けられた第２抵抗と、を含み、キャパシタの電圧に応じて目標電圧が設定されてもよい。

電圧調節回路は、降圧コンバータの出力電圧に応じた出力検出電圧をデジタル値に変換するＤ／Ａコンバータと、デジタル値のピークを示すピーク検出信号を生成するピーク検出回路と、ピーク検出信号を受け、上昇方向に速く、下降方向に遅い応答性を有するフィルタと、フィルタの出力信号をアナログ電圧に変換するＤ／Ａコンバータと、を含み、アナログ電圧に応じて目標電圧が設定されてもよい。

点灯回路は、所望の配光パターンに応じて複数のバイパススイッチを制御する配光コントローラをさらに備えてもよい。電圧調節回路は、複数のバイパススイッチのオン、オフ状態から推定される光源の両端間電圧にもとづいて、目標電圧を制御してもよい。光源の両端間電圧の推定値にもとづくフィードフォワード制御により、応答遅延を抑制できる。

点灯回路は、複数の光源を駆動するものであり、複数の光源に対応する複数の降圧コンバータを備えてもよい。電圧調節回路は、複数の降圧コンバータの出力電圧のうち最も高い電圧に応じて目標電圧を変化させてもよい。これにより、複数の降圧コンバータでひとつの昇圧コンバータを共有でき、回路規模を小さくできる。

本発明の別の態様は、車両用灯具に関する。車両用灯具は、直列に接続される複数の発光素子を含む光源と、光源を駆動する上述のいずれかの点灯回路と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、スイッチングコンバータの周波数変動を抑制できる。

図１（ａ）、（ｂ）は、比較技術に係るＡＤＢ機能を有する車両用灯具のブロック図である。 ヒステリシス制御の降圧コンバータの回路図である。 図２の降圧コンバータの動作波形図である。 実施の形態に係る点灯回路を備える車両用灯具のブロック図である。 点灯回路の具体的な構成例を示す回路図である。 図６（ａ）、（ｂ）は、周波数安定回路の構成例を示す回路図である。 点灯回路の基本動作を示す波形図である。 図４の点灯回路がＰＷＭ調光を行ったときの動作波形図である。 図９（ａ）、（ｂ）は、点灯回路のさらなる利点を説明する図である。 図１０（ａ）、（ｂ）は、電圧調節回路の構成例を示す回路図である。 図１１（ａ）、（ｂ）は、配光パターンを変化させたときの点灯回路の動作波形図である。 変形例に係る電圧調節回路のブロック図である。 図１３（ａ）、（ｂ）は、第２変形例に係る点灯回路のブロック図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。

図４は、実施の形態に係る点灯回路４００を備える車両用灯具３００のブロック図である。車両用灯具３００は、バッテリ２０２および車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）２０４とともに灯具システム２００を構成する。バッテリ２０２は、１２Ｖあるいは２４Ｖのバッテリ電圧（電源電圧）Ｖ_ＢＡＴを生成する。点灯回路４００は、バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴを電源として受け、光源３１０を点灯する。点灯回路４００と車両ＥＣＵ２０４は、ＣＡＮ（Controller Area Network）やＬＩＮ（Local Interconnect Network）などのバス２０６を介して接続されている。車両用灯具３００は、ＡＤＢ機能を有しており、車両ＥＣＵ２０４からの情報あるいは指令値にもとづいて配光パターンを動的に変化させる。

車両用灯具３００は、光源３１０および点灯回路４００を備える。光源３１０は、直列に接続される複数（Ｎ個）の発光素子３１２＿１〜３１２＿Ｎを含む。発光素子３１２は、ＬＥＤ（発光ダイオード）やＬＤ（レーザダイオード）、有機ＥＬ（Electro Luminescence）などの、駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰに応じた輝度で発光する半導体発光デバイスである。発光素子３１２の個数Ｎは、配光パターンの制御の分解能に対応しており、たとえばＮ＝４、８、１２、２４などが例示されるがこの限りでない。

点灯回路４００はワイヤハーネス３２０を介して光源３１０と接続されている。点灯回路４００は、昇圧コンバータ４１０、降圧コンバータ４３０、バイパススイッチ回路４５０、電圧調節回路４６０、配光コントローラ４７０を備える。

バイパススイッチ回路４５０は、複数のバイパススイッチ４５２＿１〜４５２＿Ｎを含み、ｉ番目のバイパススイッチ４５２＿ｉは、複数の発光素子の対応するひとつ３１２＿ｉと並列に接続されている。図４ではバイパススイッチ４５２の個数と発光素子３１２の個数が同じであるがその限りでない。

配光コントローラ４７０は、車両ＥＣＵ２０４からの情報や制御指令にもとづく所望の配光パターンが得られるように、バイパススイッチ回路４５０の複数のバイパススイッチ４５２＿１〜４５２＿Ｎを制御する。発光素子３１２の順方向電圧Ｖ_Ｆを５Ｖ、Ｎ＝１２とすると、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは０〜６０Ｖの範囲で変動しうる。

昇圧コンバータ４１０は、設定（ＡＤＪ）端子を有し、電源電圧Ｖ_ＢＡＴを昇圧して、ＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪに応じた目標電圧Ｖ_{ＤＣ（ＲＥＦ）}に安定化された直流電圧Ｖ_ＤＣを生成する。もっとも簡易には昇圧コンバータ４１０は、直流電圧Ｖ_ＤＣをＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪに比例した目標レベルＶ_{ＤＣ（ＲＥＦ）}に安定化する。

一例として昇圧コンバータ４１０の出力電圧Ｖ_ＤＣは、抵抗Ｒ_３１，Ｒ_３２によって分圧され、フィードバックされる。昇圧コンバータ４１０は、分圧されたフィードバック信号Ｖ_ＦＢがＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪと一致するように、スイッチングのデューティ比が調節される。

定常状態において、
Ｋ_１＝Ｖ_ＡＤＪ／Ｖ_ＯＵＴ
Ｋ_２＝Ｖ_ＤＣ／Ｖ_ＡＤＪ
が成り立つとき、
Ｖ_ＤＣ＝Ｋ_１×Ｋ_２×Ｖ_ＯＵＴ
となる。Ｋ_１×Ｋ_２を制御ゲインＧと称する。Ｇ＝Ｋ_１×Ｋ_２＞１とすれば、Ｖ_ＤＣをＶ_ＯＵＴより高い電圧レベルに維持でき、降圧コンバータ４３０の入出力の電位差ΔＶを、Ｖ_ＤＣ−Ｖ_ＯＵＴ＝（Ｋ_１×Ｋ_２−１）×Ｖ_ＯＵＴに維持することができる。なおここでの電位差ΔＶは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの最大値と入力電圧の差分をいう。Ｖ_ＯＵＴの最大値が６０Ｖ、Ｋ_１×Ｋ_２＝１．１とすれば、入出力の電位差ΔＶを、０．１×６０＝６Ｖより小さくできる。電位差ΔＶは、１〜１０Ｖ程度とすることが望ましい。

降圧コンバータ４３０は、直流電圧Ｖ_ＤＣを受け、目標電流Ｉ_ＲＥＦに安定化された駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰを光源３１０に供給する。後述のように降圧コンバータ４３０は、ヒステリシス制御方式のヒステリシスコントローラ４８０を含む。ヒステリシスコントローラ４８０は、駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰを、目標電流Ｉ_ＲＥＦの近傍に規定されるピーク値Ｉ_{ＵＰＰＥＲ}およびボトム値Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}の間に安定化させる。さらにヒステリシスコントローラ４８０は、降圧コンバータ４３０のスイッチング周波数ｆ_ＳＷが一定値に近づくように、ピーク値Ｉ_{ＵＰＰＥＲ}とボトム値Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}の差ΔＩを変化させる。

電圧調節回路４６０は、昇圧コンバータ４１０のＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪを、降圧コンバータ４３０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴ、すなわち光源３１０の両端間電圧に応じて動的に変化させる。

好ましくは電圧調節回路４６０は、昇圧コンバータ４１０の出力電圧Ｖ_ＤＣの目標電圧Ｖ_{ＤＣ（ＲＥＦ）}と降圧コンバータ４３０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴの差分、言い換えれば降圧コンバータ４３０の入力電圧と出力電圧の差分が所定値を超えないように、あるいは所定値に近づくように、ＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪを変化させる。たとえば電圧調節回路４６０は、ＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪを降圧コンバータ４３０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴのピークに追従させてもよい。たとえば電圧調節回路４６０は、抵抗Ｒ_４１，Ｒ_４２によって分圧された出力電圧（出力検出電圧）Ｖ_ＯＵＴＳのピークにもとづいて、電圧Ｖ_ＡＤＪを生成してもよい。

図５は、点灯回路４００の具体的な構成例を示す回路図である。昇圧コンバータ４１０は、出力回路４１２とコントローラ４１４を備える。出力回路４１２は、インダクタＬ_２、スイッチングトランジスタＭ_２、ダイオードＤ_２、キャパシタＣ_２を含む。コントローラ４１４の基準（ＲＥＦ）ピンには、ＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＪＤが入力される。コントローラ４１４のフィードバック（ＦＢ）ピンには、昇圧コンバータ４１０の出力電圧Ｖ_ＤＣに応じたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢがフィードバックされている。コントローラ４１４は、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢが基準電圧Ｖ_ＡＤＪと一致するように、スイッチングトランジスタＭ_２を駆動する。コントローラ４１４は、市販のコントロールＩＣを用いればよく、その構成は特に限定されない。

降圧コンバータ４３０は、出力回路４３２およびヒステリシスコントローラ４８０を備える。出力回路４３２の構成は図１のそれと同様である。ヒステリシスコントローラ４８０は、電流検出信号Ｖ_ＣＳが、駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰの上限値Ｉ_{ＵＰＰＥＲ}に応じた上側しきい値Ｖ_ＴＨＨに達するとスイッチングトランジスタＭ_１をターンオフし、電流検出信号Ｖ_ＣＳが、駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰの下限値Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}に応じた下側しきい値Ｖ_ＴＨＬに達するとスイッチングトランジスタＭ_１をターンオンする動作を繰り返す。

上述のように、ヒステリシスコントローラ４８０は、上側しきい値Ｖ_ＴＨＨと下側しきい値Ｖ_ＴＨＬの差分を調節することにより、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを安定化する。ヒステリシスコントローラ４８０は、電圧源４８２、コンパレータ４８４、ドライバ４８６、周波数安定回路４８８を備える。電圧源４８２は、上側しきい値Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値Ｖ_ＴＨＬを生成する可変電圧源である。上側しきい値Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値Ｖ_ＴＨＬの平均値は、駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰの目標値Ｉ_ＲＥＦに応じている。

コンパレータ４８４は、その出力である制御パルスＳ_ＣＮＴがオンレベルであるとき（スイッチングトランジスタＭ_１のオン期間）、電流検出信号Ｖ_ＣＳを上側しきい値Ｖ_ＴＨＨと比較し、制御パルスＳ_ＣＮＴがオフレベルであるとき（スイッチングトランジスタＭ_１のオフ期間）、電流検出信号Ｖ_ＣＳを下側しきい値Ｖ_ＴＨＬと比較する。ドライバ４８６は、制御パルスＳ_ＣＮＴに応じてスイッチングトランジスタＭ_１を駆動する。

周波数安定回路４８８は、スイッチングトランジスタＭ_１のスイッチング周波数ｆ_ＳＷが目標周波数ｆ_ＲＥＦと一致するように、上側しきい値Ｖ_ＴＨＨと下側しきい値Ｖ_ＴＨＬの電位差（ヒステリシス幅）ΔＶ_ＨＹＳを調節する。具体的にはスイッチング周波数ｆ_ＳＷが目標周波数ｆ_ＲＥＦより高くなると、ヒステリシス幅ΔＶ_ＨＹＳを大きくしてスイッチング周波数ｆ_ＳＷを低下させ、スイッチング周波数ｆ_ＳＷが目標周波数ｆ_ＲＥＦより低くなると、ヒステリシス幅ΔＶ_ＨＹＳを小さくしてスイッチング周波数ｆ_ＳＷを上昇させる。

図６（ａ）、（ｂ）は、周波数安定回路４８８の構成例を示す回路図である。周波数安定回路４８８は、周波数検出回路４９０、エラーアンプ４９２を備える。周波数検出回路４９０は、制御パルスＳ_ＣＮＴあるいはそれと同じ周波数を有する信号を受け、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを示す周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱを生成する。エラーアンプ４９２は、周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱとスイッチング周波数の目標値を示す基準信号Ｖ_{ＦＲＥＱ（ＲＥＦ）}の誤差を増幅する。

電圧源４８２は、誤差信号Ｖ_ＥＲＲに応じて、しきい値Ｖ_ＴＨＨ，Ｖ_ＴＨＬを生成する。たとえば電圧源４８２は、抵抗Ｒ_Ｈ，Ｒ_Ｌ及び電流源４９４を含む。電流源４９４は、誤差信号Ｖ_ＥＲＲに応じた電流Ｉ_ＥＲＲを出力する。抵抗Ｒ_Ｈの一端には、アナログ電圧Ｖ_ＡＤＩＭが与えられており、抵抗Ｒ_Ｈの他端には、Ｖ_ＴＨＨ＝Ｖ_ＡＤＩＭ−Ｉ_ＥＲＲ×Ｒ_Ｈが発生する。抵抗Ｒ_Ｌの一端は接地されており、抵抗Ｒ_Ｌの他端には、Ｖ_ＴＨＬ＝Ｉ_ＥＲＲ×Ｒ_Ｌが発生する。

Ｒ_Ｈ＝Ｒ_Ｌ＝ＲとすればＶ_ＴＨＨとＶ_ＴＨＬの平均値はＶ_ＡＤＩＭ／２なる。したがって、電圧Ｖ_ＡＤＩＭに応じて、コイル電流Ｉ_Ｌの平均値、すなわち光源３１０の輝度を調光できる。またＶ_ＴＨＨとＶ_ＴＨＬの差（ヒステリシス幅ΔＶ_ＨＹＳ）は、ΔＶ_ＨＹＳ＝２×Ｉ_ＥＲＲ×Ｒとなる。

図６（ｂ）には、電圧源４８２の具体的な構成例が示される。電流源４９４は、オペアンプＯＡ_５１、トランジスタＭ_５１および抵抗Ｒ_Ｌを含む。この構成では、Ｖ_ＴＨＬ＝Ｖ_ＥＲＲであり、Ｉ_ＥＲＲ＝Ｖ_ＥＲＲ／Ｒ_Ｌとなる。

当業者によれば、図６（ａ）、（ｂ）に示した例のほか、同等の機能を有する周波数安定回路４８８や電圧源４８２を設計することが可能であり、それらも本発明に含まれる。

以上が点灯回路４００の構成である。続いてその動作を説明する。図７は、点灯回路４００の基本動作を示す波形図である。説明の簡潔化および理解の容易化のため、バイパススイッチ回路４５０においてＰＷＭ調光を行わずに、オン状態のバイパススイッチ４５２の個数を時間とともに減少させたときの動作が示される。このとき時間とともに出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇していく。出力電圧Ｖ_ＯＵＴの上昇に応じて、電圧調節回路４６０はＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪを上昇させる。その結果、降圧コンバータ４３０の入力電圧Ｖ_ＩＮ（Ｖ_ＤＣ）は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに追従して上昇する。ここでは説明の容易化のために、入出力電圧の差ΔＶが一定に保たれているとする。

このときの降圧コンバータ４３０の動作に着目する。入出力の電位差ΔＶが実質的に一定とすると、コイル電流Ｉ_Ｌ（ランプ電流Ｉ_ＬＡＭＰ）の上りスロープの傾き（Ｖ_ＩＮ−Ｖ_ＯＵＴ）／Ｌ_１は実質的に一定である。一方、下りスロープの傾き−Ｖ_ＯＵＴ／Ｌ_１は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇するほど急峻となっていく。降圧コンバータ４３０は、スイッチング周波数ｆ_ＳＷ（周期１／ｆ_ＳＷ）が一定となるように、上限電流Ｉ_{ＵＰＰＥＲ}と下限電流Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}の差ΔＩ_ＨＹＳを変化させる。

具体的には、降圧コンバータ４３０の周波数安定回路４８８はスイッチング周波数ｆ_ＳＷが一定となるように、上側しきい値Ｖ_ＴＨＨと下側しきい値Ｖ_ＴＨＬの差ΔＶ_ＨＹＳを調節する。ヒステリシス幅ΔＶ_ＨＹＳは出力電圧Ｖ_ＯＵＴが高いほど大きくなる。

以上が点灯回路４００の基本動作である。図８は、図４の点灯回路４００がＰＷＭ調光を行ったときの動作波形図である。配光パターンが一定であるとき、バイパススイッチ回路４５０の各バイパススイッチ４５２は同じパターンで繰り返し制御され、それによって降圧コンバータ４３０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、ＰＷＭ周期Ｔ_ＰＷＭで同じ波形を繰り返す。ＰＷＭ周期Ｔ_ＰＷＭは数ｍｓ、たとえば３〜５ｍｓ程度である。

この例ではＰＷＭ周期Ｔ_ＰＷＭにおいて、出力電圧Ｖ_ＯＵＴは１５〜４０Ｖの範囲で変動している。電圧調節回路４６０は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴのピークである４０Ｖに応じた電圧Ｖ_ＡＤＪを生成し、ＡＤＪ端子に供給する。制御ゲインＧ＝１．１とするとき、昇圧コンバータ４１０の出力電圧Ｖ_ＤＣは４４Ｖに安定化され、降圧コンバータ４３０の入出力の電位差ΔＶは４Ｖとなる。

以上が点灯回路４００の動作である。続いてその利点を説明する。

この点灯回路４００によれば、降圧コンバータ４３０にヒステリシス制御を用いることにより、降圧コンバータ４３０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴを、高速な負荷変動に追従させることができる。また駆動電流Ｉ_ＬＡＭＰのピーク値Ｉ_{ＵＰＰＥＲ}とボトム値Ｉ_{ＢＯＴＴＯＭ}の差分ΔＩ_ＨＹＳを調節することにより、スイッチング周波数ｆ_ＳＷを安定化できるため、ノイズスペックをクリアできる。

図９（ａ）、（ｂ）は、点灯回路４００のさらなる利点を説明する図である。図９（ａ）は、図４の点灯回路４００のコイル電流Ｉ_Ｌを、図９（ｂ）は、昇圧コンバータ３０の出力Ｖ_ＤＣを一定とした場合のコイル電流Ｉ_Ｌを示す。たとえば図９（ａ）では、Ｖ_ＯＵＴ＝２０Ｖ、Ｖ_ＤＣ＝２２Ｖであり、図９（ａ）では、Ｖ_ＯＵＴ＝２０Ｖ、Ｖ_ＤＣ＝６０Ｖである。図９（ａ）と（ｂ）を比較すると、下りスロープの傾きは等しいが、上りスロープの傾きが図９（ｂ）の方が大きくなる。このとき、降圧コンバータのインダクタンス値Ｌ_１を同じとし、同じスイッチング周波数ｆ_ＳＷを実現しようとすれば、図９（ｂ）の方が、コイル電流Ｉ_Ｌのリップル幅が大きくなる。特に周波数安定化制御を導入する場合、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの上昇に応じてリップル幅はさらに大きくなる。したがって直流電圧Ｖ_ＤＣ＝６０Ｖを保ったまま、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの変動範囲において、リップル幅を許容範囲に収めるためには、インダクタンス値Ｌ_１を著しく大きくしなければならず、インダクタＬ_１として、高価で大きな部品を選定しなければならない。

この点において、点灯回路４００によれば、電圧調節回路４６０によって降圧コンバータ４３０の入出力電位差を抑制できるため、降圧コンバータ４３０に周波数安定化制御を導入した場合においても、小さなインダクタンス値Ｌ_１を選定することが可能となり、小型化を実現できる。また一般にインダクタンス値の小さい部品の方が安価であるため、装置の低コスト化が実現される。

特に電圧調節回路４６０によって、昇圧コンバータ４１０の目標電圧Ｖ_{ＤＣ（ＲＥＦ）}と降圧コンバータ４３０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴの差分ΔＶが所定値を超えないように、あるいは所定値に近づくように、ＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪを変化させることとしており、所定値を小さくすることで、インダクタのサイズを小さくできる。

続いて、配光パターンを動的に変化させるときの制御を説明する。配光パターンが一定である場合、出力電圧Ｖ_ＯＵＴはＰＷＭ周期内で変化するものの、そのピークは一定であった。これに対して配光パターンを変化させると、出力電圧Ｖ_ＯＵＴのピーク値も変動する。

電圧調節回路４６０は、降圧コンバータ４３０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴの上昇時に、下降時よりも速くＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪを変化させる。ここでの上昇、下降は、ＰＷＭ周期内の短い時間スケールではなく、ＰＷＭ周期より長い時間スケールである。より詳しくは、降圧コンバータ４３０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴの上昇時にＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪは、バイパススイッチ回路４５０の制御周期（ＰＷＭ周期）Ｔ_ＰＷＭより短い時間で変化することが好ましく、たとえばＰＷＭ周期Ｔ_ＰＷＭの１／２より短い時間スケールで、ＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪを出力電圧Ｖ_ＯＵＴに追従させる。これにより、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが不足するのを抑制し、光源３１０の輝度低下を抑制できる。

反対に降圧コンバータ４３０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴの下降時に、ＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪは、バイパススイッチ回路４５０の制御周期Ｔ_ＰＷＭより長い時間で変化することが好ましく、たとえば、制御周期Ｔ_ＰＷＭの３倍より長い時間スケール、もしくは５倍より長い時間スケールで、ＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪを出力電圧Ｖ_ＯＵＴに追従させる。

図１０（ａ）、（ｂ）は、電圧調節回路４６０の構成例を示す回路図である。図１０（ａ）の電圧調節回路４６０ａは、ダイオードＤ_２１、第１抵抗Ｒ_２１、第２抵抗Ｒ_２２、キャパシタＣ_２１を含む。電圧調節回路４６０ａはピークホールド回路４６１と把握することができ、ＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪは、ピークホールド回路４６１の出力電圧Ｖ_Ｃ２１に応じている。

図１０（ｂ）の電圧調節回路４６０ｂはデジタル回路で構成される。Ａ／Ｄコンバータ４６２は、出力検出電圧Ｖ_ＯＵＴＳをデジタル値Ｓ_４１に変換する。ピーク検出回路４６３は、デジタル値Ｓ_４１のピークを示すピーク検出信号Ｓ_４２を生成する。フィルタ４６４は、ピーク検出信号Ｓ_４２を受け、上昇方向に速く、下降方向に遅い応答性を有する。Ｄ／Ａコンバータ４６５は、フィルタ４６４の出力信号Ｓ_４３をアナログ電圧Ｖ_ＡＤＪに変換する。

図１１（ａ）、（ｂ）は、配光パターンを変化させたときの点灯回路４００の動作波形図である。図１１（ａ）には暗い配光パターンＰＡＴ１から明るい配光パターンＰＡＴ２に変化させたときの動作を示す。このとき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの平均値およびピーク値は上昇し、またその波形も変化する。ＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪは、ＰＷＭ周期Ｔ_ＰＷＭより短い時間スケール（好ましくはＴ_ＰＷＭ／２より短い時間スケール）で、速やかに出力電圧Ｖ_ＯＵＴのピーク値の上昇に追従する。これにより、降圧コンバータ４３０の入力電圧Ｖ_ＤＣの不足による光源３１０の輝度低下を防止できる。

図１１（ｂ）には明るい配光パターンＰＡＴ２から暗い配光パターンＰＡＴ１に変化させたときの動作を示す。このとき、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの平均値およびピーク値は低下し、またその波形も変化する。ＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪは、ＰＷＭ周期Ｔ_ＰＷＭの数倍の長い時間スケール（好ましくは３×Ｔ_ＰＷＭより長い時間スケール）で、緩やかに出力電圧Ｖ_ＯＵＴのピーク値の上昇に追従する。これにより、昇圧コンバータ４１０および降圧コンバータ４３０を含む系が発振したり、不安定になるのを防止できる。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

（第１変形例）
実施の形態では出力電圧Ｖ_ＯＵＴにもとづいて、ＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪを変化させたがその限りでない。配光パターンごとに、複数のバイパススイッチ４５２のスイッチングパターンは既知である。したがってある配光パターンにおける出力電圧Ｖ_ＯＵＴの波形は計算により推定することが可能である。

図１２は、変形例に係る電圧調節回路４６０ｃのブロック図である。電圧調節回路４６０ｃは、複数のバイパススイッチ４５２＿１〜４５２＿Ｎのオン、オフ状態のパターンから、１ＰＷＭ周期内の光源３１０の両端間電圧のピーク値、すなわち降圧コンバータ４３０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴのピーク値を推定し、この推定値にもとづいてＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪを制御する。たとえば出力電圧推定器４６６は、配光パターンの情報Ｓ_５１を受け、この情報Ｓ_５１にもとづいて、ＰＷＭ周期内の出力電圧Ｖ_ＯＵＴのピーク値Ｓ_５２を生成する。たとえば出力電圧推定器４６６の中に、配光パターンとピーク値の関係を示すテーブルを保持しておいてもよい。Ｄ／Ａコンバータ４６７は、ピーク値Ｓ_５２をアナログ信号に変換し、ＡＤＪ端子に出力する。出力電圧推定器４６６およびＤ／Ａコンバータ４６７の機能は、配光コントローラ４７０の内部に、あるいは配光コントローラ４７０と共通の灯具ＥＣＵの内部に実装することが可能である。

この変形例によれば、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを検出することなく、フィードフォワードによって、降圧コンバータ４３０の入力電圧Ｖ_ＤＣを適切な電圧レベルに調節できる。

（第２変形例）
図１３（ａ）、（ｂ）は、第２変形例に係る点灯回路４００ｂのブロック図である。点灯回路４００ｂは、複数（ここでは２チャンネルとする）の光源３１０＿１，３１０＿２を駆動する。点灯回路４００ｂは、複数の光源３１０＿１，３１０＿２に対応する複数の降圧コンバータ４３０＿１，４３０＿２を備える。複数の降圧コンバータ４３０＿１，４３０＿２は、昇圧コンバータ４１０の出力電圧Ｖ_ＤＣを受ける。電圧調節回路４６０ｂは、複数の降圧コンバータ４３０＿１，４３０＿２の出力電圧Ｖ_ＯＵＴ１，Ｖ_ＯＵＴ２のうち最も高い電圧に応じて、ＡＤＪ端子の電圧Ｖ_ＡＤＪを変化させる。

図１３（ｂ）には、電圧調節回路４６０ｂの構成例が示される。電圧調節回路４６０ｂの構成は図１０（ａ）のそれと同様であり、複数のチャンネルに対応して、複数のダイオードＤ_２１がカソードを共通に設けられている。複数のダイオードＤ_２１は最大値回路として機能し、それらの共通のカソードには、複数の出力検出電圧Ｖ_{ＯＵＴＳ１}，Ｖ_{ＯＵＴＳ２}のうち、最大のひとつに応じた電圧が発生する。

２００…灯具システム、２０２…バッテリ、２０４…車両ＥＣＵ、３００…車両用灯具、３１０…光源、３１２…発光素子、４００…点灯回路、４１０…昇圧コンバータ、４１２…出力回路、４１４…コントローラ、４３０…降圧コンバータ、４８０…ヒステリシスコントローラ、４５０…バイパススイッチ回路、４５２…バイパススイッチ、４６０…電圧調節回路、４６１…ピークホールド回路、４６２…Ａ／Ｄコンバータ、４６３…ピーク検出回路、４６４…フィルタ、４６５…Ｄ／Ａコンバータ、４６６…出力電圧推定器、４６７…Ｄ／Ａコンバータ、４７０…配光コントローラ、４８０…ヒステリシスコントローラ、４８２…電圧源、４８４…コンパレータ、４８６…ドライバ、４８８…周波数安定回路、４９０…周波数検出回路、４９２…エラーアンプ。

Claims (12)

1. 直列に接続される複数の発光素子を含む光源を駆動する点灯回路であって、
   複数のバイパススイッチを含み、各バイパススイッチは、前記複数の発光素子の対応するひとつと並列に接続されているバイパススイッチ回路と、
   電源電圧を昇圧して可変の目標電圧に安定化された直流電圧を生成する昇圧コンバータと、
   前記直流電圧を受け、目標電流に安定化された駆動電流を前記光源に供給する降圧コンバータであり、ヒステリシス制御方式のヒステリシスコントローラを含み、前記ヒステリシスコントローラは、前記駆動電流を、前記目標電流の近傍に規定されるピーク値およびボトム値の間に安定化させ、かつ前記降圧コンバータのスイッチング周波数を検出し、前記スイッチング周波数の検出値が目標値に近づくように、前記ピーク値と前記ボトム値の差を変化させる、降圧コンバータと、
   前記昇圧コンバータの目標電圧を、前記降圧コンバータの出力電圧に応じて動的に変化させる電圧調節回路と、
   を備えることを特徴とする点灯回路。
2. 前記電圧調節回路は、前記昇圧コンバータの前記目標電圧と前記降圧コンバータの出力電圧の差分が所定値を超えないように、または所定値に近づくように、前記目標電圧を変化させることを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
3. 前記電圧調節回路は、前記降圧コンバータの出力電圧の上昇時に下降時よりも速く前記目標電圧を変化させることを特徴とする請求項１または２に記載の点灯回路。
4. 前記降圧コンバータの出力電圧の上昇時に、前記目標電圧は、前記バイパススイッチ回路の制御周期より短い時間で変化することを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の点灯回路。
5. 前記降圧コンバータの出力電圧の下降時に、前記目標電圧は、前記バイパススイッチ回路の制御周期より長い時間で変化することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の点灯回路。
6. 前記降圧コンバータの出力電圧の下降時に、前記目標電圧は、前記バイパススイッチ回路の制御周期の３倍より長い時間で変化することを特徴とする請求項５に記載の点灯回路。
7. 前記電圧調節回路は、前記降圧コンバータの出力電圧に応じた出力検出電圧を受けるピークホールド回路を含み、前記目標電圧は、前記ピークホールド回路の出力電圧に応じていることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の点灯回路。
8. 前記電圧調節回路は、
   前記降圧コンバータの出力電圧に応じた出力検出電圧をアノードに受けるダイオードと、
   前記ダイオードのカソードと接地の間に設けられた第１抵抗と、
   一端が接地されたキャパシタと、
   前記キャパシタの他端と前記ダイオードのカソードの間に設けられた第２抵抗と、
   を含み、前記キャパシタの電圧に応じて前記目標電圧が設定されることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の点灯回路。
9. 前記電圧調節回路は、
   前記降圧コンバータの出力電圧に応じた出力検出電圧をデジタル値に変換するＤ／Ａコンバータと、
   前記デジタル値のピークを示すピーク検出信号を生成するピーク検出回路と、
   前記ピーク検出信号を受け、上昇方向に速く、下降方向に遅い応答性を有するフィルタと、
   前記フィルタの出力信号をアナログ電圧に変換するＤ／Ａコンバータと、
   を含み、前記アナログ電圧に応じて前記目標電圧が設定されることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の点灯回路。
10. 所望の配光パターンに応じて前記複数のバイパススイッチを制御する配光コントローラをさらに備え、
    前記電圧調節回路は、前記複数のバイパススイッチのオン、オフ状態から推定される前記光源の両端間電圧にもとづいて、前記目標電圧を制御することを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の点灯回路。
11. 前記点灯回路は、複数の前記光源を駆動するものであり、前記複数の光源に対応する複数の降圧コンバータを備え、
    前記電圧調節回路は、前記複数の降圧コンバータの出力電圧のうち最も高い電圧に応じて前記目標電圧を変化させることを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の点灯回路。
12. 直列に接続される複数の発光素子を含む光源と、
    前記光源を駆動する請求項１から１１のいずれかに記載の点灯回路と、
    を備えることを特徴とする車両用灯具。

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