JP6396160B2 - 車両用灯具およびその点灯回路 - Google Patents

Description

本発明は、自動車などに用いられる車両用灯具に関する。

車両用灯具は、一般にロービームとハイビームとを切りかえることが可能である。ロービームは、近方を所定の照度で照明するものであって、対向車や先行車にグレアを与えないよう配光規定が定められており、主に市街地を走行する場合に用いられる。一方、ハイビームは、前方の広範囲および遠方を比較的高い照度で照明するものであり、主に対向車や先行車が少ない道路を高速走行する場合に用いられる。したがって、ハイビームはロービームと比較してより運転者による視認性に優れているが、車両前方に存在する車両の運転者や歩行者にグレアを与えてしまうという問題がある。

近年、車両の周囲の状態にもとづいて、ハイビームの配向パターンを動的、適応的に制御するＡＤＢ（Adaptive Driving Beam）技術が提案されている。ＡＤＢ技術は、車両の前方の先行車両、対向車両や歩行者の有無を検出し、車両あるいは歩行者に対応する領域を減光するなどして、車両あるいは歩行者に与えるグレアを低減するものである。

ＡＤＢ機能を有する車両用灯具について説明する。図１は、比較技術に係るＡＤＢ機能を有する車両用灯具のブロック図である。なおこの比較技術を公知技術として認定してはならない。

車両用灯具１ｒは、半導体光源１０および点灯回路２０ｒを備える。ＡＤＢにおいては、ハイビーム照射領域は、複数Ｎ個（Ｎは２以上の自然数）のサブ領域に分割される。半導体光源１０は、Ｎ個のサブ領域に対応づけられる複数の発光素子１２＿１〜１２＿Ｎを含む。各発光素子１２は、ＬＥＤ（発光ダイオード）やＬＤ（レーザダイオード）などの半導体デバイスであり、それぞれが対応するサブ領域を照射するよう配置される。点灯回路２０ｒは、複数の発光素子１２＿１〜１２＿Ｎそれぞれのオン（点灯）、オフ（消灯）を制御することで、ハイビームの配向を変化させる。あるいは点灯回路２０ｒは、高い周波数で発光素子１２をＰＷＭ（パルス幅変調）制御することで、実効的な輝度を調節する。

点灯回路２０ｒは、電流源３０ｒ、複数のバイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎ、コントローラ４２を備える。電流源３０ｒは、バッテリ２からスイッチ４を介してバッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴ（入力電圧Ｖ_ＩＮともいう）を受け、半導体光源１０に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶを、ある目標量に安定化する。

複数のバイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎは、複数の発光素子１２＿１〜１２＿Ｎに対応づけられる。バイパス回路４０はオン、オフが切りかえ可能に構成される。ｉ番目のバイパス回路４０＿ｉがオン状態となると、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが、発光素子１２＿ｉではなくバイパス回路４０＿ｉに流れ、発光素子１２＿ｉが消灯し、バイパス回路４０＿ｉがオフ状態となると、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが発光素子１２＿ｉに流れて点灯する。

車両用灯具１ｒを制御する上流のプロセッサ（たとえば電子制御ユニットＥＣＵ）６は、車両前方の状態にもとづいて、ハイビームにより照射すべきサブ領域を判定し、点灯回路２０ｒのコントローラ４２に指示する。コントローラ４２は、プロセッサ６からの制御指令にもとづいてバイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎの状態を制御する。具体的には、照射すべきサブ領域に対応する発光素子１２を選択し、選択された発光素子１２と並列なバイパス回路４０をオフ状態とし、残りの発光素子１２と並列なバイパス回路４０をオン状態とする。

特開２００８−２０５３５７号公報 特開２０１２−２２４３１７号公報

本発明者らは、図１の車両用灯具１ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。図１の車両用灯具１ｒは、駆動電流Ｉ_ＤＲＶを常時一定としつつ、バイパス回路４０のオン、オフを制御することにより配光パターンを変化させ、あるいは半導体光源１０全体としての光量を変化させるものである。

本発明者らは、図１の車両用灯具１ｒを、特許文献２に記載のブレードスキャン方式のＡＤＢに適用することを検討した。ブレードスキャン方式とは、光源からの光を反射するブレードを、高速に往復あるいは回転させて車両前方を反射光により走査し、配向パターンを形成する技術である。

ＡＤＢ技術の基本機能として、車両の前方の先行車両、対向車両や歩行者の有無を検出し、車両あるいは歩行者に対応する領域を遮光して、車両あるいは歩行者に与えるグレアを低減するもの（グレアフリー）が挙げられる。図１の車両用灯具１ｒを利用すれば、バイパス回路４０を制御することにより、領域ごとに光をオン、オフできるためグレアフリー制御が可能となる。

一方でＡＤＢ技術には、ドライバの視認性を高めるために、（i）照射エリアのうち、ホットゾーンのみの輝度を相対的に高める機能や、（ii）ステアリング情報にもとづき配向輝度を可変たとえば左端あるいは右端の輝度を高くするという電子スイブル機能が付加される場合もある。これらの機能をブレードスキャン方式の車両用灯具で実現しようとした場合、高速に変化するブレードの位置に応じて、光源の輝度を変化させる必要がある。ところが図１の車両用灯具１ｒを採用した場合、駆動電流Ｉ_ＤＲＶが時間的に一定であるため、全照射エリアの光量は略一定となってしまう。

本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、輝度を高速に可変な車両用灯具の提供にある。

本発明のある態様の点灯回路は、半導体光源とともに使用され、車両用灯具を構成する点灯回路に関する。点灯回路は、半導体光源に電力を供給するスイッチングコンバータと、スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、を備える。コンバータコントローラは、スイッチングコンバータから半導体光源に供給される電流を検出する電流検出回路と、電流の検出値を、上側しきい値電圧および下側しきい値電圧と比較し、比較結果に応じた制御パルスを生成するヒステリシスコンパレータと、制御パルスに応じてスイッチングコンバータのスイッチング素子をスイッチングするドライバと、電流の目標量を指示する可変の制御電圧を受け、当該制御電圧に応じて、上側しきい値電圧および下側しきい値電圧を生成するしきい値電圧生成回路と、を備える。

この態様によると、制御電圧を変化させることにより、半導体光源の輝度（光量）を時間とともに変化させることができ、またこの点灯回路のフィードバック系にはエラーアンプが存在しないため、高い応答性を実現でき、輝度を高速に変化させることができる。

しきい値電圧生成回路は、制御電圧の大きさにかかわらず、上側しきい値電圧と下側しきい値電圧の電位差を一定に保ってもよい。
これによりスイッチングコンバータの周波数の変動に起因するノイズを低減できる。

制御電圧は、下側しきい値電圧が０Ｖとなる電圧レベルを下限として変化してもよい。
これにより、スイッチング周波数の変動を抑制できる。

しきい値電圧生成回路は、制御電圧が与えられる制御ラインと接地電圧が与えられる接地ラインの間に直列に設けられた等しい抵抗値を有する第１抵抗および第２抵抗と、その第１端が、第１抵抗と第２抵抗の接続点である出力ノードと接続される第３抵抗と、制御電圧よりも電位差の目標値に応じた差分電圧だけ低い第１電圧と、接地電圧より差分電圧だけ高い第２電圧を生成する電圧源と、を備えてもよい。（i）第３抵抗の第２端に第１電圧を印加し、出力ノードに上側しきい値電圧を発生させる第１状態と、（ii）第３抵抗の第２端に第２電圧を印加し、出力ノードに下側しきい値電圧を発生させる第２状態と、が制御パルスに応じて切りかえ可能に構成されてもよい。
この態様によれば、上側しきい値電圧と下側しきい値電圧の電位差を一定に保ちながら、それらを制御電圧に応じて変化させることができる。

しきい値電圧生成回路は、電位差の目標値をスイッチングコンバータの入力電圧と出力電圧に応じて調節可能に構成されてもよい。これにより、スイッチング周波数を一定に保つことができる。

電圧源は、第１電圧を発生させる第１出力端子と、第２電圧を発生させる第２出力端子と、制御ラインと第１出力端子の間に設けられた第４抵抗と、第１出力端子と第２出力端子の間に設けられ、制御電圧、スイッチングコンバータの入力電圧および出力電圧に応じて調節される制御電流を生成する電流源と、を含んでもよい。

電圧源は、第１電圧を発生させる第１出力端子と、第２電圧を発生させる第２出力端子と、制御ラインと第１出力端子の間に設けられた第４抵抗と、第１出力端子と第２出力端子の間に設けられた第１トランジスタと、第２出力端子と接地ラインの間に設けられた第５抵抗と、第１入力、第２入力を有する誤差増幅器と、第１トランジスタの制御端子と誤差増幅器の出力の間に設けられた第６抵抗と、電源電圧が与えられる電源ラインと誤差増幅器の出力の間に設けられた第７抵抗と、誤差増幅器の第１入力と第２出力端子の間に設けられた第８抵抗と、入力電圧が与えられる入力ラインと誤差増幅器の第１入力の間に設けられた第９抵抗と、制御ラインと誤差増幅器の第２入力の間に設けられた第１０抵抗と、スイッチングコンバータの出力電圧が与えられる出力ラインと誤差増幅器の第２入力の間に設けられた第１１抵抗と、誤差増幅器の第２入力と接地ラインの間に設けられた第１２抵抗と、を含んでもよい。
この構成によれば、上側しきい値電圧と下側しきい値電圧の電位差を入力電圧と出力電圧に応じて変化させることができ、スイッチング周波数を一定に保つことができる。

しきい値電圧生成回路は、その第１端が、制御電圧が与えられる制御ラインと接続された第１３抵抗と、第１３抵抗の第２端に、電位差の目標値に応じた量の定電流をソースする第１電流源と、第１３抵抗の第２端から定電流をシンクする第２電流源と、を備えてもよい。（i）第１３抵抗の第２端に第１電流源を接続し、第２端に上側しきい値電圧を発生させる第１状態と、（ii）第１３抵抗の第２端に第２電流源を接続し、第２端に下側しきい値電圧を発生させる第２状態と、が切りかえ可能に構成されてもよい。
この態様によれば、上側しきい値電圧と下側しきい値電圧の電位差を一定に保ちながら、それらを制御電圧に応じて変化させることができる。

半導体光源は、直列接続された複数の発光素子を含んでもよい。点灯回路は、複数の発光素子のうちＮ個（Ｎは自然数）の発光素子に対応づけられ、それぞれが対応する発光素子と並列に設けられたＮ個のバイパス回路をさらに備えてもよい。
これにより、制御電圧を変化させることに加えて、バイパス回路を制御することで、半導体光源の光量を変化させることができる。特に、制御電圧を下側しきい値電圧が０Ｖ以上となる範囲で変化させる場合においては、制御電圧の下限値より低い領域で光量を制御できないが、この態様によれば、光量が小さな領域での制御も可能となる。

スイッチングコンバータは、Ｃｕｋコンバータを含んでもよい。
Ｃｕｋコンバータを用いることにより、制御電圧の変化に対する追従性を高めることができる。

本発明の別の態様は、車両用灯具に関する。車両用灯具は、半導体光源と、半導体光源を点灯させる点灯回路と、半導体光源から出射される光を受け、反射光を車両前方に照射するよう配置され、所定の周期運動を繰り返すブレードと、を備えてもよい。点灯回路に与えられる制御電圧は、周期運動と同期して周期的に変化してもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、高速に輝度を可変な車両用灯具を提供できる。

比較技術に係るＡＤＢ機能を有する車両用灯具のブロック図である。 実施の形態に係る車両用灯具のブロック図である。 図３（ａ）、（ｂ）は、しきい値電圧生成回路の構成例を示す回路図である。 スイッチングコンバータの動作波形図である。 図５（ａ）、（ｂ）は、スイッチング周波数を一定に制御可能なしきい値電圧生成回路の構成例の回路図である。 点灯回路の動作波形図である。 実施の形態に係る点灯回路を備える車両用灯具の水平断面図である。 本実施の形態に係る光学ユニットを含むランプユニットの構成を模式的に示した上面図である。 図７に示すＡ方向からランプユニットを見た場合の側面図である。 図１０（ａ）、（ｂ）は、変形例に係るしきい値電圧生成回路の回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。

図２は、実施の形態に係る車両用灯具１のブロック図である。車両用灯具１は、半導体光源１０および点灯回路２０を備える。半導体光源１０は、直列接続された複数の発光素子１２＿１〜１２＿Ｎを含む。点灯回路２０は半導体光源１０とともに使用され、車両用灯具１を構成する。発光素子１２はたとえばＬＥＤ（発光ダイオード）である。

点灯回路２０は、スイッチングコンバータ３０、コンバータコントローラ３２、ひとつまたは複数のバイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎ（Ｎは自然数）、バイパスコントローラ４２、を備える。

スイッチングコンバータ３０にはスイッチ４を介してバッテリ２からの電池電圧Ｖ_ＩＮが供給される。スイッチングコンバータ３０は、半導体光源１０に対して目標輝度に応じた駆動電流Ｉ_ＤＲＶを供給する。たとえばスイッチングコンバータ３０は、昇圧型あるいは降圧型のコンバータである。図２には、Ｃｕｋ型のコンバータが示される。Ｃｕｋコンバータのトポロジーは公知であるため説明を省略する。

バイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎは、複数の発光素子１２のうちＮ個（Ｎは２以上の整数）の発光素子１２に対応づけられる。本実施の形態では、すべての発光素子１２に対して、バイパス回路４０が設けられる場合を説明する。バイパス回路４０＿ｉは、対応する発光素子１２＿ｉと並列に設けられる。バイパス回路４０＿ｉは、オン状態とオフ状態が切りかえ可能であり、オン状態において発光素子１２＿ｉと並列なバイパス経路を形成するよう構成される。バイパスコントローラ４２は、上流のプロセッサ６からの制御指令に応じて、複数のバイパス回路４０＿１〜４０＿Ｎのオン、オフ状態を制御する。

コンバータコントローラ３２は、プロセッサ６からの制御指令に応じた制御電圧Ｖ_ＣＮＴを受け、制御電圧Ｖ_ＣＮＴに応じて、スイッチングコンバータ３０から半導体光源１０に供給する駆動電流Ｉ_ＤＲＶを動的に変化させる。

コンバータコントローラ３２は、電流検出回路３４、ヒステリシスコンパレータ３６、しきい値電圧生成回路３８、ドライバ３９を備える。

電流検出回路３４は、スイッチングコンバータ３０から半導体光源１０に供給される駆動電流Ｉ_ＤＲＶを検出する。たとえばスイッチングコンバータ３０は、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの経路上に設けられた電流検出抵抗Ｒ_ＣＳを含む。電流検出抵抗Ｒ_ＣＳには駆動電流Ｉ_ＤＲＶに比例した電圧降下（検出電圧という）が発生する。電流検出回路３４は、電流検出抵抗Ｒ_ＣＳの電圧降下に応じて、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの量を示す検出信号Ｖ_ＣＳを生成する。

ヒステリシスコンパレータ３６は、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの検出値Ｖ_ＣＳを、上側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＬと比較し、比較結果に応じた制御パルスＳ_ＯＵＴを生成する。ドライバ３９は、制御パルスＳ_ＯＵＴに応じて、スイッチングコンバータ３０のスイッチング素子Ｍ１をスイッチングする。たとえばドライバ３９は、制御パルスＳ_ＯＵＴがハイレベルの期間、スイッチングトランジスタＭ１をオンし、ローレベルの期間、スイッチングトランジスタＭ１をオフする。

しきい値電圧生成回路３８は、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの目標量Ｉ_ＲＥＦを指示する可変の制御電圧Ｖ_ＣＮＴを受ける。しきい値電圧生成回路３８は、制御電圧Ｖ_ＣＮＴに応じて上側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＨおよび下側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＬを生成する。ここで、しきい値電圧生成回路３８は、制御電圧Ｖ_ＣＮＴの大きさにかかわらず、上側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＨと下側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＬの電位差ΔＶを一定に保つ。

しきい値電圧生成回路３８には、ヒステリシスコンパレータ３６の出力Ｓ_ＯＵＴが入力される。しきい値電圧生成回路３８は、２つのしきい値電圧Ｖ_ＴＨＨ、Ｖ_ＴＨＬのうち、制御パルスＳ_ＯＵＴのレベルに応じた一方を、ヒステリシスコンパレータ３６の非反転入力端子に供給する。具体的には、しきい値電圧生成回路３８は、制御パルスＳ_ＯＵＴがハイレベルのときＶ_ＴＨＨを出力し、制御パルスＳ_ＯＵＴがローレベルのときＶ_ＴＨＬを出力する。

また制御電圧Ｖ_ＣＮＴは、下側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＬが０Ｖとなる電圧レベルを下限として変化する。

図３（ａ）、（ｂ）は、しきい値電圧生成回路３８の構成例を示す回路図である。図３（ａ）のしきい値電圧生成回路３８は、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３、電圧源５０を備える。制御ライン５２には、制御電圧Ｖ_ＣＮＴが与えられる。第１抵抗Ｒ１および第２抵抗Ｒ２が直列に設けられる。第１抵抗Ｒ１および第２抵抗Ｒ２は等しい抵抗値を有する。第３抵抗Ｒ３の第１端は、第１抵抗Ｒ１と第２抵抗Ｒ２の接続点である出力ノード５４と接続される。

電圧源５０は、制御電圧Ｖ_ＣＮＴよりも電位差ΔＶの目標値に応じた差分電圧ΔＶｒだけ低い第１電圧Ｖ１（＝Ｖ_ＣＮＴ−ΔＶｒ）と、接地電圧Ｖ_ＧＮＤ（＝０Ｖ）より差分電圧ΔＶｒだけ高い第２電圧Ｖ２（＝Ｖ_ＧＮＤ＋ΔＶｒ＝ΔＶｒ）を生成する。

しきい値電圧生成回路３８は、制御パルスＳ_ＯＵＴに応じて、第１状態φ１と第２状態φ２とが切りかえ可能に構成される。第１状態φ１では、第３抵抗Ｒ３の第２端に第１電圧Ｖ１を印加し、出力ノード５４に上側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＨを発生させる。第２状態φ２では、第３抵抗Ｒ３の第２端に第２電圧Ｖ２を印加し、出力ノード５４に下側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＬを発生させる。

図３（ａ）の構成では、第１状態φ１と第２状態φ２を切りかえるために、セレクタ５６が設けられる。セレクタ５６は、制御パルスＳ_ＯＵＴがハイレベルであり、スイッチングトランジスタＭ１がオンの期間、第１電圧Ｖ１を選択する（第１状態φ１）。またセレクタ５６は、制御パルスＳ_ＯＵＴがローレベルであり、スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間、第２電圧Ｖ２を選択する（第２状態φ２）。

図３（ｂ）と図３（ａ）のしきい値電圧生成回路３８と等価である。図３（ｂ）のしきい値電圧生成回路３８では、第１状態φ１と第２状態φ２を切りかえるために、第１抵抗Ｒ１〜第３抵抗Ｒ３が、２セット（添え字のａ、ｂで区別される）設けられ、さらにセレクタ５８が設けられる。第１セットの第３抵抗Ｒ３ａには、第１電圧Ｖ１が入力され、第２セットの第３抵抗Ｒ３ｂには第２電圧Ｖ２が入力される。第１セットの出力ノード５４ａには上側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＨが、第２セットの出力ノード５４ｂには下側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＬが発生する。セレクタ５８は、制御パルスＳ_ＯＵＴがハイレベルであり、スイッチングトランジスタＭ１がオンの期間、上側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＨを選択する（第１状態φ１）。またセレクタ５８は、制御パルスＳ_ＯＵＴがローレベルであり、スイッチングトランジスタＭ１がオフの期間、下側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＬを選択する（第２状態φ２）。

Ｒ１＝Ｒ２とした場合、図３（ａ）あるいは（ｂ）のしきい値電圧生成回路３８によれば、第１状態φ１、第２状態φ２それぞれにおいて、以下のしきい値電圧Ｖ_ＴＨＨ，Ｖ_ＴＨＬを生成できる。
Ｖ_ＴＨＨ＝Ｖ_ＣＮＴ／２＋Ｒ１／（Ｒ１＋２×Ｒ３）×（Ｖ_ＣＮＴ／２−ΔＶｒ）
Ｖ_ＴＨＬ＝Ｖ_ＣＮＴ／２−Ｒ１／（Ｒ１＋２×Ｒ３）×（Ｖ_ＣＮＴ／２−ΔＶｒ）
ΔＶ＝Ｖ_ＴＨＨ−Ｖ_ＴＨＬ＝２×Ｒ１／（Ｒ１＋２×Ｒ３）×（Ｖ_ＣＮＴ／２−ΔＶｒ）

好ましくは、しきい値電圧生成回路３８は、電位差ΔＶの目標値をスイッチングコンバータ３０の入力電圧Ｖ_ＩＮと出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じて調節可能に構成される。電位差ΔＶの目標値は、スイッチングコンバータ３０のスイッチング周波数（スイッチング周期）が一定となるように調節される。

図４は、スイッチングコンバータ３０の動作波形図である。スイッチングトランジスタＭ１のオン時間Ｔ_ＯＮにおける出力電流Ｉ_ＤＲＶの増加量ΔＩ_ＯＮは、式（１）で与えられる。
ΔＩ_ＯＮ＝（Ｖ_ＩＮ／Ｌ_Ｓ）×Ｔ_ＯＮ …（１）
同様にスイッチングトランジスタＭ１のオフ時間Ｔ_ＯＦＦにおける出力電流Ｉ_ＤＲＶの減少量ΔＩ_ＯＦＦは、式（２）で与えられる。
ΔＩ_ＯＦＦ＝（Ｖ_ＯＵＴ／Ｌ_Ｓ）×Ｔ_ＯＦＦ …（２）

定常状態では、ΔＩ_ＯＮ＝ΔＩ_ＯＦＦ＝ΔＩが成り立つ。
式（１）、（２）から、式（３）、（４）を得る。
Ｔ_ＯＮ＝ΔＩ×Ｌ_Ｓ／Ｖ_ＩＮ …（３）
Ｔ_ＯＦＦ＝ΔＩ×Ｌ_Ｓ／Ｖ_ＯＵＴ …（４）
したがってスイッチング周波数（スイッチング周期）Ｔ_Ｐ＝Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦを一定に保つための条件として関係式（５）を得る。
Ｔ_Ｐ＝Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦ＝ΔＩ×Ｌ_Ｓ×（１／Ｖ_ＩＮ＋１／Ｖ_ＯＵＴ）＝Ｋ （Ｋは定数）
ΔＩ＝Ｋ／Ｌ_Ｓ／（１／Ｖ_ＩＮ＋１／Ｖ_ＯＵＴ） …（５）

コイルＬ_Ｓのインダクタンスは一定とみなせるから、式（５ａ）を得る。
ΔＩ＝Ｋａ／（１／Ｖ_ＩＮ＋１／Ｖ_ＯＵＴ） …（５ａ）

電流のリップルΔＩと、検出電圧Ｖ_ＣＳのリップル幅ΔＶの間には、比例関係が成り立っている。したがって、式（５ｂ）を満たすように、入力電圧Ｖ_ＩＮおよび出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じて電位差ΔＶを調節することで、スイッチング周波数を一定に保つことができる。
ΔＶ＝Ｋｂ／（１／Ｖ_ＩＮ＋１／Ｖ_ＯＵＴ） …（５ｂ）

Ｒ１＝Ｒ２とした場合、図３（ａ）、（ｂ）により生成される２つのしきい値電圧Ｖ_ＴＨＨ、Ｖ_ＴＨＬの電位差ΔＶは、式（６）で与えられる。
ΔＶ＝Ｖ_ＴＨＨ−Ｖ_ＴＨＬ＝２×Ｒ１／（Ｒ１＋２×Ｒ３）×（Ｖ_ＣＮＴ／２−ΔＶｒ） …（６）

したがって、ΔＶｒは式（７）を満たすように生成すればよい。
ΔＶｒ＝Ｖ_ＣＮＴ／２−ΔＶ／（２×Ｒ１）×（Ｒ１＋２×Ｒ３）
＝Ｖ_ＣＮＴ／２−Ｋｂ／（１／Ｖ_ＩＮ＋１／Ｖ_ＯＵＴ）／（２×Ｒ１）×（Ｒ１＋２×Ｒ３） …（７）

図５（ａ）、（ｂ）は、スイッチング周波数を一定に制御可能なしきい値電圧生成回路３８の構成例の回路図である。電圧源５０は、第１出力端子６０、第２出力端子６２、第４抵抗Ｒ４、第５抵抗Ｒ５、電流源５１を含む。第４抵抗Ｒ４は、制御ライン５２と第１出力端子６０の間に設けられ、第５抵抗Ｒ５は、第２出力端子６２と接地ライン６６の間に設けられる。電流源５１は、第１出力端子６０と第２出力端子６２の間に設けられ、制御電圧Ｖ_ＣＮＴ、入力電圧Ｖ_ＩＮ、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じた制御電流Ｉ_Ｍ１１を生成する。

第１電圧Ｖ１および第２電圧Ｖ２は、電流Ｉ_Ｍ１１を用いて以下の式で表される。
Ｖ１＝Ｖ_ＣＮＴ−Ｒ４×Ｉ_Ｍ１１
Ｖ２＝Ｒ５×Ｉ_Ｍ１１
Ｒ４＝Ｒ５＝Ｒとすれば、ΔＶｒ＝Ｒ×Ｉ_Ｍ１１が成り立つ。

図５（ｂ）には、図５（ａ）のより具体的な構成例が示される。電流源５１は、抵抗Ｒ６〜Ｒ１２、第１トランジスタＭ１１、誤差増幅器６４を含む。第１トランジスタＭ１１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）であり、第１出力端子６０と第２出力端子６２の間に設けられる。

誤差増幅器６４は、第１入力（反転入力端子−）、第２入力（非反転入力端子＋）を有する。第６抵抗Ｒ６は、第１トランジスタＭ１１の制御端子（ゲート）と誤差増幅器６４の出力の間に設けられる。第７抵抗Ｒ７は、電源電圧Ｖ_ＤＤが与えられる電源ライン６８と誤差増幅器６４の出力の間に設けられる。第８抵抗Ｒ８は、誤差増幅器６４の第１入力（−）と第２出力端子６２の間に設けられる。第９抵抗Ｒ９は、入力電圧Ｖ_ＩＮが与えられる入力ライン７０と誤差増幅器６４の第１入力（−）の間に設けられる。第１０抵抗Ｒ１０は、制御ライン５２と誤差増幅器６４の第２入力（＋）の間に設けられる。第１１抵抗Ｒ１１は、スイッチングコンバータ３０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴが与えられる出力ライン７２と誤差増幅器６４の第２入力（＋）の間に設けられる。第１２抵抗Ｒ１２は、誤差増幅器６４の第２入力（＋）と接地ライン６６の間に設けられる。

図５（ｂ）のしきい値電圧生成回路３８において、第２電圧Ｖ２（＝ΔＶｒ）は式（８）で近似される。この近似式は回帰分析から導かれたものである。
Ｖ２＝ΔＶｒ＝−０．０４３９９×Ｖ_ＩＮ−０．０１３９３×Ｖ_ＯＵＴ＋（Ｒ８／Ｒ９＋１）×（Ｖ_ＣＮＴ／Ｒ１０）／（１／Ｒ１０＋１／Ｒ１１＋１／Ｒ１２） …（８）

これにより、入力電圧Ｖ_ＩＮおよび出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じて、上側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＨと下側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＬの電位差ΔＶを調節し、スイッチング周波数を一定に保つことができる。

以上が点灯回路２０の構成である。続いてその動作を説明する。
図６は、点灯回路２０の動作波形図である。制御電圧Ｖ_ＣＮＴは、時間とともに変化する。制御電圧Ｖ_ＣＮＴに応じて、上側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＨ、下側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＬが変化する。これにより駆動電流Ｉ_ＤＲＶのピーク値Ｉ_ＴＨＨ、ボトム値Ｉ_ＴＨＬが制御電圧Ｖ_ＣＮＴに応じて変化することとなり、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの実効値（平均値）を、制御電圧Ｖ_ＣＮＴに応じて変化させることができる。

また、２つのしきい値電圧Ｖ_ＴＨＨ、Ｖ_ＴＨＬの電位差（電圧リップル）ΔＶを、とある目標値に保つことにより、スイッチング周波数を一定とすることができ、ノイズを低減できる。

またスイッチングコンバータ３０の入力電圧Ｖ_ＩＮや出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、長い時間スケールで、あるいは短い時間スケールで変動しうる。そこで入力電圧Ｖ_ＩＮや出力電圧Ｖ_ＯＵＴにもとづいて、電位差ΔＶの目標値を変化させることにより、入力電圧Ｖ_ＩＮや出力電圧Ｖ_ＯＵＴが変化した場合においても、スイッチング周波数を一定に保つことができ、さらにノイズを低減できる。

制御電圧Ｖ_ＣＮＴを制限無く低下させると、下側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＬが０Ｖでクランプされた状態で、上側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＨのみが低下する。この状態では、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの実効値は低下するが、それとともにスイッチング周波数が上昇していく。そこで制御電圧Ｖ_ＣＮＴの変動範囲の下限Ｖ_ＭＩＮを、下側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＬが０Ｖ（ボトム電流Ｉ_ＴＨＬが０Ａ）となるレベルまたはそれより高く設定することで、スイッチング周波数の一定性を保証することができる。

図７は、実施の形態に係る点灯回路２０を備える車両用灯具（車両用前照灯）１の水平断面図である。車両用前照灯１は、自動車の前端部の右側に搭載される右側前照灯であり、左側に搭載される前照灯と左右対称である以外は同じ構造である。そのため、以下では、右側の車両用前照灯１について詳述し、左側の車両用前照灯については説明を省略する。

図７に示すように、車両用前照灯１は、前方に向かって開口した凹部を有するランプボディ１１２を備えている。ランプボディ１１２は、その前面開口が透明な前面カバー１１４によって覆われて灯室１１６が形成されている。灯室１１６は、２つのランプユニット１１８、１２０が車幅方向に並んで配置された状態で収容される空間として機能する。

これらランプユニットのうち外側、すなわち、右側の車両用前照灯１にあっては図７に示す上側に配置されたランプユニット１２０は、レンズを備えたランプユニットであり、可変ハイビームを照射するように構成されている。一方、これらランプユニットのうち内側、すなわち、右側の車両用前照灯１にあっては図７に示す下側に配置されたランプユニット１１８は、ロービームを照射するように構成されている。

ロービーム用のランプユニット１１８は、リフレクタ１２２とリフレクタ１２２に支持された光源バルブ（白熱バルブ）１２４と、不図示のシェードとを有し、リフレクタ１２２は図示しない既知の手段、例えば、エイミングスクリューとナットを使用した手段によりランプボディ１１２に対して傾動自在に支持されている。

ランプユニット１２０は、図７に示すように、回転リフレクタ１２６と、ＬＥＤ１２８（上述の半導体光源１０）と、回転リフレクタ１２６の前方に配置された投影レンズとしての凸レンズ１３０と、を備える。なお、ＬＥＤ１２８の代わりにＥＬ素子やＬＤ素子などの半導体発光素子を光源として用いることも可能である。特に後述する配光パターンの一部を遮光するための制御には、点消灯が短時間に精度よく行える光源が好ましい。凸レンズ１３０の形状は、要求される配光パターンや照度分布などの配光特性に応じて適宜選択すればよいが、非球面レンズや自由曲面レンズが用いられる。本実施の形態では、凸レンズ１３０として非球面レンズを用いている。

回転リフレクタ１２６は、不図示のモータなどの駆動源により回転軸Ｒを中心に一方向に回転する。また、回転リフレクタ１２６は、ＬＥＤ１２８から出射した光を回転しながら反射し、所望の配光パターンを形成するように構成された反射面を備えている。本実施の形態では、回転リフレクタ１２６が光学ユニットを構成している。

図８は、本実施の形態に係る光学ユニットを含むランプユニット１２０の構成を模式的に示した上面図である。図９は、図７に示すＡ方向からランプユニット１２０を見た場合の側面図である。

回転リフレクタ１２６は、反射面として機能する、形状の同じ３枚のブレード１２６ａが筒状の回転部１２６ｂの周囲に設けられている。回転リフレクタ１２６の回転軸Ｒは、光軸Ａｘに対して斜めになっており、光軸ＡｘとＬＥＤ１２８とを含む平面内に設けられている。換言すると、回転軸Ｒは、回転によって左右方向に走査するＬＥＤ１２８の光（照射ビーム）の走査平面に略平行に設けられている。これにより、光学ユニットの薄型化が図られる。ここで、走査平面とは、例えば、走査光であるＬＥＤ１２８の光の軌跡を連続的につなげることで形成される扇形の平面ととらえることができる。

また、本実施の形態に係るランプユニット１２０においては、備えているＬＥＤ１２８は比較的小さく、ＬＥＤ１２８が配置されている位置も回転リフレクタ１２６と凸レンズ１３０との間であって光軸Ａｘよりずれている。そのため、従来のプロジェクタ方式のランプユニットのように、光源とリフレクタとレンズとが光軸上に一列に配列されている場合と比較して、車両用前照灯１の奥行き方向（車両前後方向）を短くできる。

また、回転リフレクタ１２６のブレード１２６ａの形状は、反射によるＬＥＤ１２８の２次光源が凸レンズ１３０の焦点付近に形成されるように構成されている。また、ブレード１２６ａは、回転軸Ｒを中心とする周方向に向かうにつれて、光軸Ａｘと反射面とが成す角が変化するように捩られた形状を有している。これにより、図８に示すようにＬＥＤ１２８の光を用いた走査が可能となる。

ブレード１２６ａの周期運動（回転運動）により得られる照射像のスキャン周期Ｔ_ＳＣＡＮは、たとえば２０ｍｓ（５０Ｈｚ）〜５ｍｓ（２００Ｈｚ）程度であり、人間の眼には知覚されない。

実施の形態に係る点灯回路２０は、ブレードスキャン方式の車両用灯具に好適に用いることができ、ブレード１２６ａの周期運動（変位量）と連動して、制御電圧Ｖ_ＣＮＴを変化させることで、照射位置ごとに光の強度を増減させることができ、任意の照射パターンを形成することができる。具体的には、（i）照射エリアのうち、ホットゾーンのみの輝度を相対的に高めたり、（ii）ステアリング情報にもとづき配向輝度を可変たとえば左端あるいは右端の輝度を高くするという電子スイブル機能を実現することができる。

たとえば図６の波形図に示すように、スキャン周期Ｔ_ＳＣＡＮを複数（たとえば８個）の区間に等分割し、制御電圧Ｖ_ＣＮＴつまりＬＥＤ１２８の輝度を、区間ごとに切りかえるようにしてもよい。隣接する区間の境界において制御電圧Ｖ_ＣＮＴを緩やかに変化させてもよい。

このように、実施の形態に係る車両用灯具１は、ブレードスキャン方式の前照灯に好適に用いることができるものであるが、そのほかの方式の前照灯にも利用可能である。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（第１変形例）
図１０（ａ）、（ｂ）は、変形例に係るしきい値電圧生成回路３８の回路図である。しきい値電圧生成回路３８は、第１３抵抗Ｒ１３、第１電流源８０、第２電流源８２、を備える。第１３抵抗Ｒ１３の第１端は、制御電圧Ｖ_ＣＮＴが与えられる制御ライン５２と接続される。第１電流源８０は、第１３抵抗Ｒ１３の第２端Ｅ２に、電位差ΔＶの目標値に応じた量の定電流Δｉをソースする。第２電流源８２は、第１３抵抗Ｒ１３の第２端Ｅ２から定電流Δｉをシンクする。しきい値電圧生成回路３８は、（i）第１３抵抗Ｒ１３の第２端Ｅ２に第１電流源８０を接続し、第２端Ｅ２に上側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＨを発生させる第１状態φ１と、（ii）第１３抵抗Ｒ１３の第２端Ｅ２に第２電流源８２を接続し、第２端Ｅ２に下側しきい値電圧Ｖ_ＴＨＬを発生させる第２状態φ２と、が切りかえ可能に構成される。図１０（ａ）では、第１状態φ１と第２状態φ２を切りかえるためにセレクタ８４が設けられる。また図１０（ｂ）では、第１３抵抗Ｒ１３ａ、Ｒ１３ｂが、第１電流源８０、第２電流源８２それぞれに対して設けられており、２個の第１３抵抗Ｒ１３ａ、Ｒ１３ｂそれぞれの第２端Ｅ２の電圧が、セレクタ８６により選択可能となっている。

図１０（ａ）、（ｂ）のしきい値電圧生成回路３８によれば、第１状態φ１において、Ｖ_ＴＨＨ＝Ｖ_ＣＮＴ＋Ｒ１３×Δｉ、第２状態φ２において、Ｖ_ＴＨＬ＝Ｖ_ＣＮＴ−Ｒ１３×Δｉを生成できる。電圧変動時の周波数変動を抑制するために、Δｉを、入力電圧Ｖ_ＩＮ、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じて変化させてもよい。

（第２変形例）
半導体光源１０としては、ＬＥＤの他に、ＬＤ（レーザダイオード）や有機ＥＬ（エレクトロルミネッセンス）などの半導体光源を用いてもよい。

（第３変形例）
実施の形態では、スイッチングコンバータ３０をＣｕｋコンバータで構成したが本発明はそれには限定されない。たとえばスイッチングコンバータ３０は、降圧コンバータ（Ｂｕｃｋコンバータ）であり、降圧コンバータをコンバータコントローラ３２を用いて制御してもよい。この場合、降圧コンバータの前段に、電池電圧Ｖ_ＢＡＴを受けるフライバック型あるいはフォワード型の昇降圧コンバータを挿入してもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１…車両用灯具、２…バッテリ、４…スイッチ、６…プロセッサ、１０…半導体光源、１２…発光素子、２０…点灯回路、３０…スイッチングコンバータ、３２…コンバータコントローラ、３４…電流検出回路、３６…ヒステリシスコンパレータ、３８…しきい値電圧生成回路、３９…ドライバ、４０…バイパス回路、４２…バイパスコントローラ、Ｒ１…第１抵抗、Ｒ２…第２抵抗、Ｒ３…第３抵抗、Ｒ４…第４抵抗、Ｒ５…第５抵抗、Ｒ６…第６抵抗、Ｒ７…第７抵抗、Ｒ８…第８抵抗、Ｒ９…第９抵抗、Ｒ１０…第１０抵抗、Ｒ１１…第１１抵抗、Ｒ１２…第１２抵抗、Ｒ１３…第１３抵抗、５０…電圧源、５２…制御ライン、５４…出力ノード、５６，５８…セレクタ、Ｍ１１…トランジスタ、６０…第１出力端子、６２…第２出力端子、６４…誤差増幅器、６６…接地ライン、６８…電源ライン、８０…第１電流源、８２…第２電流源、８４，８６…セレクタ。

Claims (10)

1. 半導体光源とともに使用され、車両用灯具を構成する点灯回路であって、
   前記半導体光源に電力を供給するスイッチングコンバータと、
   前記スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、
   を備え、
   前記コンバータコントローラは、
   前記スイッチングコンバータから前記半導体光源に供給される電流を検出する電流検出回路と、
   前記電流の検出値を、上側しきい値電圧および下側しきい値電圧と比較し、比較結果に応じた制御パルスを生成するヒステリシスコンパレータと、
   前記制御パルスに応じて前記スイッチングコンバータのスイッチング素子をスイッチングするドライバと、
   前記電流の目標量を指示する可変の制御電圧を受け、当該制御電圧に応じて、前記上側しきい値電圧および前記下側しきい値電圧を生成するしきい値電圧生成回路と、
   を備え、
   前記しきい値電圧生成回路は、
   前記制御電圧が与えられる制御ラインと接地電圧が与えられる接地ラインの間に直列に設けられた等しい抵抗値を有する第１抵抗および第２抵抗と、
   その第１端が、前記第１抵抗と前記第２抵抗の接続点である出力ノードと接続される第３抵抗と、
   前記制御電圧よりも、前記上側しきい値電圧と前記下側しきい値電圧の電位差の目標値に応じた差分電圧だけ低い第１電圧と、接地電圧より前記差分電圧だけ高い第２電圧を生成する電圧源と、
   を備え、
   （i）前記第３抵抗の第２端に前記第１電圧を印加し、前記出力ノードに前記上側しきい値電圧を発生させる第１状態と、（ii）前記第３抵抗の前記第２端に前記第２電圧を印加し、前記出力ノードに前記下側しきい値電圧を発生させる第２状態と、が前記制御パルスに応じて切りかえ可能に構成されることを特徴とする点灯回路。
2. 半導体光源とともに使用され、車両用灯具を構成する点灯回路であって、
   前記半導体光源に電力を供給するスイッチングコンバータと、
   前記スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、
   を備え、
   前記コンバータコントローラは、
   前記スイッチングコンバータから前記半導体光源に供給される電流を検出する電流検出回路と、
   前記電流の検出値を、上側しきい値電圧および下側しきい値電圧と比較し、比較結果に応じた制御パルスを生成するヒステリシスコンパレータと、
   前記制御パルスに応じて前記スイッチングコンバータのスイッチング素子をスイッチングするドライバと、
   前記電流の目標量を指示する可変の制御電圧を受け、当該制御電圧に応じて、前記上側しきい値電圧および前記下側しきい値電圧を生成するしきい値電圧生成回路と、
   を備え、
   前記しきい値電圧生成回路は、
   その第１端が、前記制御電圧が与えられる制御ラインと接続された第１３抵抗と、
   前記第１３抵抗の第２端に、前記上側しきい値電圧と前記下側しきい値電圧の電位差の目標値に応じた量の定電流をソースする第１電流源と、
   前記第１３抵抗の前記第２端から前記定電流をシンクする第２電流源と、
   を備え、
   （i）前記第１３抵抗の前記第２端に前記第１電流源を接続し、前記第２端に前記上側しきい値電圧を発生させる第１状態と、（ii）前記第１３抵抗の前記第２端に前記第２電流源を接続し、前記第２端に前記下側しきい値電圧を発生させる第２状態と、が切りかえ可能に構成されることを特徴とする点灯回路。
3. 前記しきい値電圧生成回路は、前記制御電圧の大きさにかかわらず、前記上側しきい値電圧と前記下側しきい値電圧の電位差を一定に保つことを特徴とする請求項１または２に記載の点灯回路。
4. 前記制御電圧は、前記下側しきい値電圧が０Ｖとなる電圧レベルを下限として変化することを特徴とする請求項３に記載の点灯回路。
5. 前記しきい値電圧生成回路は、前記電位差の目標値を前記スイッチングコンバータの入力電圧と出力電圧に応じて調節可能に構成されることを特徴とする請求項３または４に記載の点灯回路。
6. 前記電圧源は、
   前記第１電圧を発生させる第１出力端子と、
   前記第２電圧を発生させる第２出力端子と、
   前記制御ラインと前記第１出力端子の間に設けられた第４抵抗と、
   前記第２出力端子と前記接地ラインの間に設けられた第５抵抗と、
   前記第１出力端子と前記第２出力端子の間に設けられ、前記制御電圧、前記スイッチングコンバータの入力電圧および出力電圧に応じて調節される制御電流を生成する電流源と、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
7. 前記電圧源は、
   前記第１電圧を発生させる第１出力端子と、
   前記第２電圧を発生させる第２出力端子と、
   前記制御ラインと前記第１出力端子の間に設けられた第４抵抗と、
   前記第２出力端子と前記接地ラインの間に設けられた第５抵抗と、
   前記第１出力端子と前記第２出力端子の間に設けられた第１トランジスタと、
   第１入力、第２入力を有する誤差増幅器と、
   前記第１トランジスタの制御端子と前記誤差増幅器の出力の間に設けられた第６抵抗と、
   電源電圧が与えられる電源ラインと前記誤差増幅器の出力の間に設けられた第７抵抗と、
   前記誤差増幅器の前記第１入力と前記第２出力端子の間に設けられた第８抵抗と、
   入力電圧が与えられる入力ラインと前記誤差増幅器の前記第１入力の間に設けられた第９抵抗と、
   前記制御ラインと前記誤差増幅器の前記第２入力の間に設けられた第１０抵抗と、
   前記スイッチングコンバータの出力電圧が与えられる出力ラインと前記誤差増幅器の前記第２入力の間に設けられた第１１抵抗と、
   前記誤差増幅器の前記第２入力と前記接地ラインの間に設けられた第１２抵抗と、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
8. 前記スイッチングコンバータは、Ｃｕｋコンバータを含むことを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の点灯回路。
9. 直列接続された複数の発光素子を含む半導体光源と、
   前記半導体光源を点灯させる請求項１から８のいずれかに記載の点灯回路と、
   前記半導体光源から出射される光を受け、反射光を車両前方に照射するよう配置され、所定の周期運動を繰り返すリフレクタと、
   を備えることを特徴とする車両用灯具。
10. 前記点灯回路に与えられる前記制御電圧は、前記周期運動と同期して周期的に変化することを特徴とする請求項９に記載の車両用灯具。

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