JP5891454B2 - 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具に関するものである。

特許文献１（米国特許第７，０７１，７６２号公報）によれば、入力直流電源をスイッチング電源により電力変換してＬＥＤに直流電流を供給するＬＥＤ照明装置において、スイッチング電源の高周波動作を低周波で間欠的に停止させるバースト調光制御により、ＬＥＤを調光することが提案されている。また、ＬＥＤに流れる電流の検出値を受けて、スイッチング電源の高周波動作を低周波で間欠的に停止させる期間をフィードバック制御することも提案されている（同文献のクレーム２０、ＦＩＧ．１１参照）。

米国特許第７，０７１，７６２号公報（クレーム２０、ＦＩＧ．１１）

特許文献１の技術では、スイッチング電源が連続モード（同文献のＦＩＧ．１２参照）で動作することを前提としており、インダクタの磁気飽和を避けるために、インダクタに流れる電流のピーク値を規制する制御手段が必要であった。一方、スイッチング素子のオフ時にインダクタに流れる電流がゼロになった後、所定の休止期間を経てスイッチング素子がオンする不連続モードを採用すると、制御回路を簡略化できるうえに、スイッチング素子のオン期間に比べてオフ期間を極端に長く設定することにより、非常に微弱な光出力で安定に調光点灯させることができる（特願２０１１−０００４５７号）。しかしながら、不連続モードでは、低輝度域の調光点灯は比較的容易に達成できるものの、高輝度域〜中輝度域において、半導体発光素子の発熱による負荷特性の変動により出力の変動が大きくなるという問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、不連続モードで動作するスイッチング電源を用いて非常に微弱な光出力から定格点灯まで安定に調光点灯可能とした半導体発光素子の点灯装置を提供することを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｖｄｃを電力変換して半導体発光素子４に直流電流を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ３と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ３を制御して前記半導体発光素子４に流れる電流の大きさを調整する調光制御部とを備える半導体発光素子の点灯装置であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、スイッチング素子Ｑ１と誘導性素子Ｌ１と回生ダイオードＤ１を少なくとも備え、前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源Ｖｄｃから前記誘導性素子Ｌ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記回生ダイオードＤ１を介して放出し、前記誘導性素子Ｌ１のエネルギー放出が完了した後に前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる不連続モードで動作し、前記調光制御部は、前記半導体発光素子４に流れる電流を調整するバースト調光制御部と、前記半導体発光素子４に流れる電流または印加される電圧の少なくとも一方を検出する出力検出部５ａ，５ｂと、前記出力検出部５ａ，５ｂの検出値が目標値に近づく方向に、オンオフ動作中の前記スイッチング素子Ｑ１のオン期間を調整するフィードバック制御部６とを備え、前記バースト調光制御部は、調光レベルが所定値以上のときに前記スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅を制御し、かつ、前記調光レベルが前記所定値よりも低いときに前記スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅を制御可能な範囲における最短値に固定して前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に停止させるように構成されていることを特徴とするものである。

本願の別の第１発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源Ｖｄｃを電力変換して半導体発光素子４に直流電流を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を制御して半導体発光素子４に流れる電流の大きさを調整する調光制御部とを備える半導体発光素子の点灯装置であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、スイッチング素子Ｑ１と誘導性素子Ｌ１と回生ダイオードＤ１を少なくとも備え、スイッチング素子Ｑ１のオン時に直流電源Ｖｄｃから誘導性素子Ｌ１に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子Ｑ１のオフ時に回生ダイオードＤ１を介して放出し、誘導性素子Ｌ１のエネルギー放出が完了した後にスイッチング素子Ｑ１をオンさせる不連続モードで動作し、前記調光制御部は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に停止させることにより半導体発光素子４に流れる電流を調整するバースト調光制御部と、半導体発光素子４に流れる電流または印加される電圧の少なくとも一方を検出する出力検出部５ａ，５ｂと、前記出力検出部５ａ，５ｂの検出値が目標値に近づく方向に、オンオフ動作中のスイッチング素子Ｑ１のオン期間を調整するフィードバック制御部６とを備え、前記バースト調光制御部は、調光レベルの全範囲でスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に停止させることを特徴とする。

請求項２の発明は、請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記調光レベルが前記所定値よりも低いときに、前記フィードバック制御部への給電を停止させることを特徴とする。

本願の別の第２発明は、図５に示すように、直流電源Ｖｄｃを電力変換して半導体発光素子４に直流電流を供給するＤＣ−ＤＣコンバータ３と、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を制御して半導体発光素子４に流れる電流の大きさを調整する調光制御部とを備える半導体発光素子の点灯装置であって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、スイッチング素子Ｑ１と誘導性素子Ｌ１と回生ダイオードＤ１を少なくとも備え、スイッチング素子Ｑ１のオン時に直流電源Ｖｄｃから誘導性素子Ｌ１に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子Ｑ１のオフ時に回生ダイオードＤ１を介して放出し、誘導性素子Ｌ１のエネルギー放出が完了した後にスイッチング素子Ｑ１をオンさせる不連続モードで動作し、前記調光制御部は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に停止させることにより半導体発光素子４に流れる電流を調整するバースト調光制御部（トランジスタＴｒ２）と、半導体発光素子４に流れる電流または印加される電圧の少なくとも一方を検出する出力検出部５と、前記出力検出部５の検出値が目標値に近づく方向に、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に停止させる期間を調整するフィードバック制御部（エラーアンプＥＡ１）とを備えることを特徴とするものである。

請求項３の発明は、請求項１または請求項２記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記バースト調光制御部により前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に停止させる信号を平滑化した直流電圧に応じて前記スイッチング素子Ｑ１のオン期間またはオンオフ周期を可変とすることを特徴とする（図３（ｂ）、図５）。

請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、図２に示すように、調光下限付近において前記半導体発光素子４に流れる電流よりも大きなバイパス電流を流すバイパス回路（ダイオードＤ２＋抵抗Ｒ６）を前記半導体発光素子４と並列に接続し、前記出力検出部５ｂは前記半導体発光素子４に流れる電流を前記バイパス電流により嵩上げされた負荷電流として検出することを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置を備える照明器具である。

本発明によれば、スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に停止させることにより半導体発光素子に流れる電流を調整するバースト調光制御部を備えることにより、不連続モードで動作するスイッチング電源を用いて広い範囲で調光点灯することができると共に、半導体発光素子に流れる電流または印加される電圧の少なくとも一方を検出する出力検出部を設け、その検出値が目標値に近づく方向に、オンオフ動作中のスイッチング素子のオン期間またはスイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に停止させる期間を調整するフィードバック制御部を設けたので、非常に微弱な光出力から定格点灯まで安定に調光点灯することが可能となる。

本発明の実施形態１の概略構成を示すブロック回路図である。 本発明の実施形態２の回路図である。 本発明の実施形態３の要部回路図である。 本発明の実施形態４の回路図である。 本発明の実施形態５の回路図である。 本発明の実施形態５の動作波形図である。 本発明に用いるＤＣ−ＤＣコンバータの例を示す回路図である。 本発明の実施形態７の照明器具の概略構成を示す断面図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の回路図である。入力直流電源１は、フィルタ回路１ａ、整流回路１ｂ、昇圧チョッパ回路１ｃよりなり、商用交流電源Ｖｓを整流平滑して略一定の入力直流電圧Ｖｄｃを出力する。制御用電源回路２は、例えばＩＰＤ素子を用いた降圧チョッパ回路（後述の図４参照）よりなり、入力直流電圧Ｖｄｃを降圧して制御電源電圧Ｖｃｃを生成する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、スイッチング素子Ｑ１とインダクタＬ１、回生ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ１よりなる降圧チョッパ回路（バックコンバータ）であり、スイッチング素子Ｑ１が高周波でオンオフすることにより、入力直流電圧Ｖｄｃを電圧変換して出力する。

降圧チョッパ回路の構成は周知であり、入力直流電源１に、平滑コンデンサＣ１とインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１の直列回路が接続されており、平滑コンデンサＣ１とインダクタＬ１の直列回路には回生ダイオードＤ１が閉回路を構成するように並列接続されている。

降圧チョッパ回路の動作も周知であり、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、入力直流電源１→平滑コンデンサＣ１→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→入力直流電源１の経路で漸増電流が流れて、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１の誘起電圧により、インダクタＬ１→回生ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→インダクタＬ１の経路で漸減電流が流れて、インダクタＬ１のエネルギーが放出される。

インダクタＬ１のエネルギー放出が完了するよりも前にスイッチング素子Ｑ１がオンされる動作を連続モード、インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したタイミングでスイッチング素子Ｑ１がオンされる動作を臨界モード、インダクタＬ１のエネルギー放出が完了した後、休止期間を経てスイッチング素子Ｑ１がオンされる動作を不連続モードと呼ぶ。本発明では、不連続モードを用いており、特許文献１では連続モード（同文献のＦｉｇ．１２参照）を用いている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力は、コネクタＣＮ２を介して半導体発光素子４に供給される。半導体発光素子４は例えばＬＥＤの直列回路よりなり、その負荷電圧は電圧検出回路５ａにより検出され、負荷電流は電流検出回路５ｂにより検出される。各検出回路５ａ，５ｂの検出信号は、フィードバック制御回路６に帰還されて、スイッチング素子Ｑ１の制御に用いられる。検出回路５ａ，５ｂは、いずれか一方でも構わないし、両方を併用しても構わない。

スイッチング素子Ｑ１は、高周波発振回路７の出力により高周波でオンオフ制御される。高周波発振回路７によるスイッチング素子Ｑ１のオン時間とオフ時間の比率は、スイッチング素子Ｑ１のオン時に入力直流電源１からインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子Ｑ１のオフ時に回生ダイオードＤ１を介して放出し、インダクタＬ１のエネルギー放出が完了した後にスイッチング素子Ｑ１をオンさせる不連続モードで動作するように設定される。この不連続モードでは、低光束点灯時において、スイッチング素子Ｑ１の（オン時間／オフ時間）の比率を極端に小さく設定することにより、極めて微弱な光出力まで安定して点灯させることができる。

しかし、高輝度域〜中輝度域では、半導体発光素子４の発熱による温度上昇により素子自体のＶ−Ｉ特性が変動するので、フィードバック制御を掛けないと、光出力が安定しない。一方、低輝度域では、半導体発光素子４の発熱が少ないので、温度上昇による素子のＶ−Ｉ特性の変動は限定的となる。

そこで、本実施形態では、半導体発光素子４の発熱が比較的に大きい高輝度域〜中輝度域ではフィードバック制御回路６を有効とし、フィードバック制御回路６の出力により高周波発振回路７によるスイッチング素子Ｑ１のオン時間幅をフィードバック制御している。また、低輝度域では、フィードバック制御回路６の動作を停止させると共に、スイッチング素子Ｑ１の高周波的なオンオフ動作を、調光制御回路８により間欠的に停止させることで（オン時間／オフ時間）の比率を極端に小さく設定可能とし、極めて微弱な光出力まで安定して調光点灯させることを可能としている。

調光制御回路８は、調光信号回路９からの調光電圧に応じて、高輝度域〜中輝度域では、検出回路５ａ，５ｂによる検出信号が目標値に収束するように、高周波発振回路７によるスイッチング素子Ｑ１のオン時間幅をフィードバック制御するように動作する。また、低輝度域では、高周波発振回路７によるスイッチング素子Ｑ１のオン時間幅を固定幅とするか、または、調光信号回路９からの調光電圧に応じて可変とし、なおかつ、スイッチング素子Ｑ１の高周波的なオンオフ動作を間欠的に停止させる割合を調光信号回路９からの調光電圧に応じて可変とする。

調光信号回路９は、無極性化回路９ａ、絶縁回路９ｂ、直流変換回路９ｃを備え、外部から調光信号線を介して受信した調光信号を信号変換して調光電圧を出力するものである。外部から受信される調光信号は、例えば、振幅が１０Ｖ、周波数が１ｋＨｚ程度のＰＷＭ信号である。無極性化回路９ａは、例えば、全波整流器よりなり、調光信号線の接続極性を無極性化する。絶縁回路９ｂは、例えば、フォトカプラよりなり、調光信号線と点灯装置を絶縁する。直流変換回路９ｃは、例えば、平滑回路よりなり、調光信号としてのＰＷＭ信号のパルス幅に応じたレベルの直流電圧を調光電圧として出力する。

以下、図１の基本構成をさらに具体化した実施形態を図２に例示して説明する。

（実施形態２）
図２は本発明の実施形態２の回路図である。本実施形態では、図１の電流検出回路５ｂ、フィードバック制御回路６、高周波発振回路７の構成をさらに具体化して示したものである。

《高周波発振回路７について》
高周波発振回路７は、汎用のタイマー回路ＴＭ１、ＴＭ２とその周辺回路により構成されている。第１のタイマー回路ＴＭ１は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数を設定する無安定マルチバイブレータであり、第２のタイマー回路ＴＭ２は、スイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅を設定する単安定マルチバイブレータである。

タイマー回路ＴＭ１、ＴＭ２は、図３（ａ）に示す内部構成を有する周知のタイマーＩＣ（いわゆる５５５）であり、例えば、ルネサスエレクトロニクス社（旧ＮＥＣエレクトロニクス所管）のμＰＤ５５５５またはそのデュアル版（μＰＤ５５５６）もしくはそれらの互換品を用いれば良い。１番ピンはグランド端子、８番ピンは電源端子である。

２番ピンはトリガー端子であり、この端子が５番ピンの電圧の半分（通常は電源電圧Ｖｃｃの１／３）よりも低くなると、第１コンパレータＣＰ１の出力により内部のフリップフロップＦＦがセットされて、３番ピン（出力端子）がＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。

４番ピンはリセット端子であり、この端子がＬｏｗレベルになると、動作停止状態となり、３番ピン（出力端子）はＬｏｗレベルに固定される。
５番ピンは制御端子であり、内部のブリーダ抵抗（３個の抵抗Ｒの直列回路）により通常は電源電圧Ｖｃｃの２／３となる基準電圧が印加されている。

６番ピンはスレショルド端子であり、この端子が５番ピンの電圧（通常は電源電圧Ｖｃｃの２／３）よりも高くなると、第２コンパレータＣＰ２の出力により内部のフリップフロップＦＦがリセットされて、３番ピン（出力端子）がＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は内部のトランジスタＴｒにより１番ピンと短絡された状態となる。

第１のタイマー回路ＴＭ１は、時定数設定用の抵抗Ｒ１、Ｒ２とコンデンサＣ２を外付けされて、無安定マルチバイブレータとして動作する。コンデンサＣ２の電圧は、２番ピン（トリガー端子）と６番ピン（スレショルド端子）に入力されて、内部の基準電圧（電源電圧Ｖｃｃの１／３、２／３）と比較されている。５番ピンの電圧はコンデンサＣ３により安定化されている。

電源投入初期には、コンデンサＣ２の電圧は２番ピン（トリガー端子）で比較される基準電圧（電源電圧Ｖｃｃの１／３）よりも低いので、３番ピン（出力端子）がＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。これにより、コンデンサＣ２は電源電圧Ｖｃｃから抵抗Ｒ２、Ｒ１を介して充電される。

コンデンサＣ２の電圧が６番ピン（スレショルド端子）で比較される基準電圧（電源電圧Ｖｃｃの２／３）よりも高くなると、３番ピン（出力端子）はＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は１番ピンと短絡された状態となる。これにより、コンデンサＣ２は抵抗Ｒ１を介して放電される。

コンデンサＣ２の電圧が２番ピン（トリガー端子）で比較される基準電圧（電源電圧Ｖｃｃの１／３）よりも低くなると、３番ピン（出力端子）がＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。これにより、コンデンサＣ２は電源電圧Ｖｃｃから抵抗Ｒ２、Ｒ１を介して再び充電される。以下、同じ動作を繰り返す。

抵抗Ｒ１、Ｒ２とコンデンサＣ２の時定数は、３番ピン（出力端子）の発振周波数が数十ｋＨｚの高周波となるように設定される。また、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値はＲ１≪Ｒ２となるように設定される。このため、抵抗Ｒ２、Ｒ１を介してコンデンサＣ２を充電している期間（３番ピンの出力端子がＨｉｇｈレベルである期間）に比べて、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ２を放電する期間（３番ピンの出力端子がＬｏｗレベルである期間）は極端に短くなる。これにより、第１のタイマー回路ＴＭ１の３番ピン（出力端子）からは、パルス幅の短いＬｏｗレベルのパルスが数十ｋＨｚの高周波で繰り返し出力されることになる。このパルス幅の短い立下りパルスを用いて、第２のタイマー回路ＴＭ２の２番ピンを１周期毎に１回だけトリガーする。

第２のタイマー回路ＴＭ２は、時定数設定用の抵抗Ｒ３とコンデンサＣ４を外付けされて、単安定マルチバイブレータとして動作する。第２のタイマー回路ＴＭ２の２番ピン（トリガー端子）に、パルス幅の短いＬｏｗレベルのパルスが入力されると、その立下りエッジにおいて、第２のタイマー回路ＴＭ２の３番ピン（出力端子）はＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。このため、コンデンサＣ４は、時定数設定用の抵抗Ｒ３を介して充電される。その充電電圧が６番ピン（スレショルド端子）の第２コンパレータＣＰ２で比較される基準電圧（５番ピンの電圧）よりも高くなると、３番ピン（出力端子）はＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は１番ピンと短絡された状態となる。これにより、コンデンサＣ４は瞬時に放電される。

したがって、第２のタイマー回路ＴＭ２の３番ピンから出力されるＨｉｇｈレベルのパルス信号のパルス幅は、コンデンサＣ４をグランド電位から基準電圧（５番ピンの電圧）まで充電するのに要する時間で決まる。その時間の最大値は、第１のタイマー回路ＴＭ１の発振周期よりも短くなるように設定される。また、その時間の最小値は、第１のタイマー回路ＴＭ１の３番ピンから出力されるＬｏｗレベルのトリガーパルスのパルス幅よりも長くなるように設定される。

第２のタイマー回路ＴＭ２の３番ピンから出力されるＨｉｇｈレベルのパルス信号は、スイッチング素子Ｑ１のオン駆動信号となる。そのオン時間幅は、第２のタイマー回路ＴＭ２の５番ピンの電圧により制御可能であり、５番ピンの電圧が低くなるほど、短くなる。

《フィードバック制御回路６について》
次に、第２のタイマー回路ＴＭ２の５番ピンの電圧を制御するフィードバック制御回路６の構成について説明する。フィードバック制御回路６は、オペアンプＯＰ１とその周辺回路により構成されている。オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子の間には、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２とコンデンサＣ６よりなる帰還インピーダンスが接続されている。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。オペアンプＯＰ１の出力端子の電圧は、オペアンプＯＰ１の反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧（基準電圧Ｖｒｅｆ）と一致するように変化する。オペアンプＯＰ１の反転入力端子には、第１の入力抵抗Ｒ９を介して電流検出回路５ｂの検出電圧Ｖｄｅｔが入力されると共に、第２の入力抵抗Ｒ１０を介して調光制御回路８からの調光制御電圧Ｖｄｉｍが入力されている。

調光制御電圧Ｖｄｉｍが増加すると、オペアンプＯＰ１の出力電圧は低下し、抵抗Ｒ１３とダイオードＤ４を介して５番ピンから引き出される電流が増加するので、５番ピンの基準電圧は低下する。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は短くなる。逆に、調光制御電圧Ｖｄｉｍが減少すると、オペアンプＯＰ１の出力電圧は上昇し、抵抗Ｒ１３とダイオードＤ４を介して５番ピンから引き出される電流が減少するので、５番ピンの基準電圧は上昇する。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は長くなる。

また、調光制御電圧Ｖｄｉｍが一定であるときに、検出電圧Ｖｄｅｔが変動した場合にも、上記と同様の動作により、検出電圧Ｖｄｅｔが増加すると、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は短くなり、逆に、検出電圧Ｖｄｅｔが減少すると、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は長くなるから、出力変動を抑制するようにフィードバック制御が掛かることになる。これにより、調光制御電圧Ｖｄｉｍの大きさに対して、相応の検出電圧Ｖｄｅｔとなるように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅が制御される。

以上の動作は、高輝度域〜中輝度域の範囲で実施され、低輝度域（例えば、全点灯時に対して１０％未満の低光束域）では、オペアンプＯＰ１によるフィードバック制御は停止し、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は最短値に固定され、代わりに、スイッチング素子Ｑ１の高周波的なオンオフ動作を間欠的に停止させることにより、さらなる調光が実施される。

そのために、調光制御回路８の端子ａを低輝度域ではＨｉｇｈレベルとする。調光制御回路８の端子ａがＨｉｇｈレベルになると、ダイオードＤ３を介してスイッチング素子Ｑ２の制御電極にオン駆動信号が入力されて、スイッチング素子Ｑ２がオン状態となる。このため、第２のタイマー回路ＴＭ２の５番ピンの基準電圧は、内部のブリーダ抵抗と抵抗Ｒ１３の分圧比で決まる最低値に固定され、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅はオペアンプＯＰ１により制御可能な範囲の最短値に固定される。また、調光制御回路８の端子ａがＨｉｇｈレベル（制御電源電圧Ｖｃｃのレベル）になると、抵抗Ｒ１４を介するトランジスタＴｒ４のベース電流が遮断されるので、トランジスタＴｒ４がＯＦＦとなり、オペアンプＯＰ１に対して制御電源電圧Ｖｃｃが供給されなくなる。これにより、低輝度域でのオペアンプＯＰ１による余分な消費電力を節減することができる。

なお、調光制御回路８の端子ａがＨｉｇｈレベルに切り替わるときのオペアンプＯＰ１の出力電圧は最低値となっているように、つまり、スイッチング素子Ｑ２がオンする前後で、ダイオードＤ４のアノード電位が殆ど変動しないように、設計しておくことが好ましい。

次に、低輝度域の制御から中輝度域の制御に戻す場合には、オペアンプＯＰ１を再度動作開始させるために、調光制御回路８は端子ａをＬｏｗレベルに切り替える。すると、抵抗Ｒ１４を介してトランジスタＴｒ４にベース電流が流れるから、トランジスタＴｒ４はＯＮ状態となり、オペアンプＯＰ１に制御電源電圧Ｖｃｃが供給される。また、ダイオードＤ３を介して供給されていたオン駆動信号が遮断されるから、スイッチング素子Ｑ２がＯＦＦされることになるが、オペアンプＯＰ１の動作が十分に安定するまでは、スイッチング素子Ｑ２はＯＮ状態を暫時継続することが望ましい。

そこで、コンデンサＣ５と抵抗Ｒ１５よりなるタイマー回路をスイッチング素子Ｑ２の制御電極に接続しておいて、その時定数をオペアンプＯＰ１の動作が十分に安定するまでの時間程度に設定しておく。これにより、コンデンサＣ５の電圧が低下するにつれて、スイッチング素子Ｑ２は徐々にＯＦＦ状態へと移行する。そして、スイッチング素子Ｑ２が完全にＯＦＦする頃には、オペアンプＯＰ１の動作が安定しており、ダイオードＤ４を介してオペアンプＯＰ１の出力端子に抵抗Ｒ１３を介する電流が引き込まれることにより、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅はオペアンプＯＰ１により制御される状態となる。

なお、調光制御回路８の端子ａがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへ移行するときの調光制御電圧Ｖｄｉｍ１と、調光制御回路８の端子ａがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへ移行するときの調光制御電圧Ｖｄｉｍ２の関係は、Ｖｄｉｍ１＞Ｖｄｉｍ２となるように、若干のヒステリシス特性を持たせておけば、低輝度域の制御と中輝度域の制御が頻繁に切り替わる現象を回避できる。

次に、低輝度域の制御について説明する。低輝度域の制御に移行すると、調光制御回路８はスイッチング素子Ｑ２をＯＮ状態に固定しているので、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は最短値に固定されており、さらに調光を深めるには、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を延長する必要がある。

そのために、調光制御回路８の端子ｃから低周波のＰＷＭ信号を出力し、第２のタイマー回路ＴＭ２の４番ピンの電圧を低周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替えることにより、スイッチング素子Ｑ１の高周波的なオンオフ動作を間欠的に休止させる。端子ｃは高輝度域〜中輝度域ではＨｉｇｈレベルに固定されており、第２のタイマー回路ＴＭ２は常に動作可能な状態となっている。これに対して、低輝度域では、端子ｃは低周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わり、そのＬｏｗレベルの期間の割合は、調光が深くなるにつれて（輝度が低くなるにつれて）長くなるように制御される。つまり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅が最短値のままで、バースト調光によりスイッチング素子Ｑ１のオフ期間を増大させて行くことにより、（オン時間／オフ時間）の比率を極端に小さい値まで制御することにより、極めて微弱な光出力となるまで調光点灯させることができる。

ところで、このように極めて微弱な光出力となるまで調光点灯させる場合には、半導体発光素子４と並列に点灯電流よりも大きなバイパス電流を流すバイパス回路を設けることが好ましいことが知られている（特開２０１１−６５９２２号公報参照）。そこで、本実施形態では、そのようなバイパス回路を有効に活用して電流検出回路５ｂの検出可能域を拡大している。

《電流検出回路５ｂについて》
図２の電流検出回路５ｂでは、半導体発光素子４と並列に、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ６の直列回路を接続している。抵抗Ｒ６は定電流回路に置き換えても良い。ダイオードＤ２はトランジスタＴｒ３のベース・エミッタ間のダイオードと略同等の温度特性のものを用いることが好ましい。ダイオードＤ２の順電圧とトランジスタＴｒ３のベース・エミッタ間電圧がほぼ相殺し合うことにより、電流検出抵抗Ｒ４の両端電圧をベースバイアス抵抗Ｒ５の両端電圧として写し取ることができる。電流検出抵抗Ｒ４は低抵抗、ベースバイアス抵抗Ｒ５は高抵抗であるが、ベースバイアス抵抗Ｒ５に流れる電流は、その両端電圧÷抵抗Ｒ５であるから、電流検出抵抗Ｒ４に流れる電流（点灯電流＋バイパス電流）に応じたベース電流をトランジスタＴｒ３に流すことができる。そのベース電流に応じたコレクタ電流が抵抗Ｒ７、Ｒ８の直列回路に流れるから、抵抗Ｒ８の両端には、電流検出抵抗Ｒ４の両端電圧に応じた検出電圧Ｖｄｅｔを得ることができる。

仮に、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ６の直列回路よりなるバイパス回路が無いとすると、低抵抗である電流検出抵抗Ｒ４の両端電圧は点灯電流が低下するにつれて微弱なものとなり、トランジスタＴｒ３のベース・エミッタ間ダイオードがオンしなくなるから、電流検出が困難となる。本実施形態では、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ６の直列回路よりなるバイパス回路のバイパス電流を電流検出抵抗Ｒ４に常に流しておくことにより、点灯電流が小さくても電流検出抵抗Ｒ４の両端電圧を嵩上げすることができ、また、ダイオードＤ２の順電圧によりトランジスタＴｒ３のベース・エミッタ間ダイオードをオンさせておくことができるから、負荷電流が小さくなっても、点灯電流を検出可能となる。

電流検出抵抗Ｒ４は、本来は、半導体発光素子４に流れる点灯電流のみを検出したいところであるが、本実施形態では、半導体発光素子４に流れる点灯電流に加えてダイオードＤ２及び抵抗Ｒ６の直列回路に流れるバイパス電流により嵩上げされた電流を検出していることになる。しかし、半導体発光素子４の負荷電圧は比較的安定しているから、バイパス電流は点灯電流に比べると変動範囲が限られているし、また、抵抗Ｒ６を定電流回路に置き換える等の手段によりバイパス電流の影響は簡単に除去できるから、実質的には点灯電流を検出できることになる。

なお、本実施形態では、上述のように、低輝度域（例えば、全点灯時に対して１０％未満の低光束域）ではフィードバック制御を省略しており、点灯電流がバイパス電流よりも大きくなる高輝度域〜中輝度域の範囲でフィードバック制御を実施しているので、検出電圧Ｖｄｅｔは主として点灯電流を反映したものとなり、バイパス電流による嵩上げ分は無視できる。

《調光制御回路８について》
図２の調光制御回路８は、マイクロコンピュータで構成しても良い。例えば、図１の調光信号回路９から出力されるアナログの調光電圧をＡ／Ｄ変換入力ポートから読み取り、その読み取り値に基づいて内部のメモリテーブルを参照して調光制御電圧Ｖｄｉｍを決定し、Ｄ／Ａ変換出力端子ｂから出力する。高輝度域〜中輝度域の範囲では調光制御電圧Ｖｄｉｍに応じたフィードバック制御を実施するべく、端子ａをＬｏｗレベルとし、端子ｃはＨｉｇｈレベルに固定しておく。低輝度域では、フィードバック制御を停止させるべく、端子ａをＨｉｇｈレベルとし、また、高周波のオンオフ動作を低周波で間欠的に停止させるべく、端子ｃを低周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替える。そのＬｏｗレベルの期間の割合は、図１の調光信号回路９から出力されるアナログの調光電圧をＡ／Ｄ変換入力ポートから読み取った値に基づいて、内部のメモリテーブルを参照して決定すれば良い。

（実施形態３）
図３（ｂ）は本発明の実施形態３の要部構成を示している。本実施形態では、図２に示した実施形態２において、第１のタイマー回路ＴＭ１の５番ピンの電圧を低輝度域において可変とすることにより、スイッチング素子Ｑ１の高周波のオンオフ動作の周波数を可変とするものである。

上述のように、極めて微弱な光出力となるまで調光点灯させるには、調光下限に近づくにつれて、スイッチング素子Ｑ１の高周波のオンオフ動作の周波数は低くした方が有利となる。

図２の実施形態では、第１のタイマー回路ＴＭ１の５番ピンの電圧は固定されているので、スイッチング素子Ｑ１の高周波のオンオフ動作の周波数は固定されている。これに対して、図３（ｂ）に示す変形例では、第１のタイマー回路ＴＭ１の５番ピンに接続されたコンデンサＣ３と並列に、抵抗Ｒｏとスイッチング素子Ｑ３の直列回路を接続し、スイッチング素子Ｑ３を低周波のＰＷＭ信号によりオンオフ制御可能としたものである。低周波のＰＷＭ信号は、図２の調光制御回路８の端子ｃから出力される信号を用いれば良い。

図２の調光制御回路８の端子ｃが常にＨｉｇｈレベルである状態（高輝度域〜中輝度域）では、スイッチング素子Ｑ３が常にオン状態となるから、第１のタイマー回路ＴＭ１の５番ピンの電圧は内部のブリーダ抵抗（図３（ａ）参照）と外付けの抵抗Ｒｏの分圧比で決まる電圧となり、（２／３）Ｖｃｃよりは低い電圧となっている。このため、第１のタイマー回路ＴＭ１の発振周波数は、５番ピンの電圧が（２／３）Ｖｃｃである場合に比べると、高くなっている。

次に、図２の調光制御回路８の端子ｃが低周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わる状態（低輝度域）になると、スイッチング素子Ｑ３が間欠的にオフ状態となる。スイッチング素子Ｑ３がオフ状態となる期間が長くなるにつれて、つまり、スイッチング素子Ｑ１の高周波的な発振動作が停止している期間が長くなるにつれて、第１のタイマー回路ＴＭ１の５番ピンの電圧は（２／３）Ｖｃｃに向けて上昇して行く。このため、第１のタイマー回路ＴＭ１の高周波的な発振周波数は低くなっていく。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオン回数が少なくなるから、極めて微弱な光出力となるまで調光点灯可能となる。

（実施形態４）
図４は本発明の実施形態４の回路図である。本実施形態では、降圧チョッパ回路のスイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置され、半導体発光素子４が低電位側に配置されている。半導体発光素子４が低電位側に配置されていることにより、半導体発光素子４に流れる点灯電流の検出は、他の実施形態に比べて容易となる。また、フィードバック制御回路６を低電位側に配置し、調光回路８０から得られる制御目標信号と、電流検出抵抗Ｒ４から得られる検出信号を直接比較できる。

その反面、スイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置されているので、何らかの駆動回路を高電位側に配置する必要がある。本実施形態では、タイマー回路ＴＭ１とＴＭ２よりなる高周波発振回路７を高電位側に配置している。その構成は、図２の実施形態２と基本的には同じであるが、２段目のタイマー回路ＴＭ２にフォトカプラＰＣ１、ＰＣ２を付加した点が異なる。

図２のタイマー回路ＴＭ２では、５番ピンの基準電圧を可変制御し、時定数設定用の抵抗Ｒ３は固定値としていた。これに対して、図４のタイマー回路ＴＭ２では、５番ピンの基準電圧はコンデンサＣ８により安定化された固定値とし、代わりに、時定数設定用の抵抗Ｒ３と並列に抵抗Ｒ１７とフォトカプラＰＣ１の受光素子の直列回路を接続している。フォトカプラＰＣ１の発光素子はフィードバック制御回路６により通電量を制御されている。フォトカプラＰＣ１の受光素子の抵抗値が下がると、コンデンサＣ４の充電速度が上昇するので、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は短縮される方向に制御される。

また、タイマー回路ＴＭ２の８番ピンと４番ピンの間に低周波でオン／オフ可能なフォトカプラＰＣ２の受光素子を挿入し、４番ピンは抵抗Ｒ１８により１番ピンの電位にプルダウンしている。フォトカプラＰＣ２の発光素子は、調光回路８０により低周波で通電／遮断を切り替え可能となっている。フォトカプラＰＣ２の発光素子が通電されているとき、フォトカプラＰＣ２の受光素子はオンとなる。フォトカプラＰＣ２の発光素子の電流が遮断されているとき、フォトカプラＰＣ２の受光素子はオフとなる。

フォトカプラＰＣ２の受光素子がオフのとき、タイマー回路ＴＭ２の４番ピンは抵抗Ｒ１８によりプルダウンされてＬｏｗレベルとなるので、出力端子（３番ピン）の電圧はＬｏｗレベルに固定される。フォトカプラＰＣ２の受光素子がオンのとき、タイマー回路ＴＭ２の４番ピンはＨｉｇｈレベルとなるので、タイマーＴＭ２は動作可能な状態となり、単安定マルチバイブレータとして動作する。

本実施形態のように、高周波発振回路７を高電位側に配置すれば、低電位側に配置する場合に比べると、高周波の制御信号を低電位側から高周波側に伝達する必要がなくなる。つまり、図４のフォトカプラＰＣ１の伝達信号はスイッチング素子Ｑ１のオン時間幅の制御に関するアナログ信号であり、また、フォトカプラＰＣ２の伝達信号はバースト調光のための低周波のオン／オフ信号であるから、いずれも伝達速度の遅い安価な素子を用いることができる。仮に、高周波発振回路７を低電位側に配置してしまうと、２段目のタイマー回路ＴＭ２のドライブ能力を高電位側のスイッチング素子Ｑ１のオンオフ制御に直接的に活用できないうえに、高電位側に別途設けた駆動回路に対して高速のフォトカプラを用いて制御信号を伝達する必要が生じる。したがって、図４に示すように、タイマー回路ＴＭ１、ＴＭ２よりなる高周波発振回路７を高電位側に配置する構成が有利である。

ただし、高周波発振回路７を高電位側に配置するには、高電位側に安定した制御電源電圧ＨＶｃｃが必要となる。本実施形態では、調光状態にかかわらず、低電位側と高電位側に安定した制御電源電圧Ｖｃｃ、ＨＶｃｃを供給可能な制御用電源回路２を半導体発光素子４と並列に接続している。制御用電源回路２は、安定した制御電源電圧Ｖｃｃ、ＨＶｃｃを生成するために、相応の消費電流を常に流す必要が生じるが、その電流をバイパス電流として有効に活用することにより、半導体発光素子４の調光点灯を安定化させている。
以下、制御用電源回路２の構成について説明する。

《制御用電源回路２について》
半導体発光素子４を接続された平滑コンデンサＣ１には、ＩＰＤ素子ＩＣ１とその周辺回路よりなる制御用電源回路２が接続されている。ＩＰＤ素子ＩＣ１は、いわゆるインテリジェント・パワー・デバイスであり、例えば、パナソニック製のＭＩＰ２Ｅ２Ｄよりなる。この素子は、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとコントロール端子Ｃを有する３ピンのＩＣであり、内部にパワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子と、そのオンオフ動作を制御するための制御回路を内蔵している。

ＩＰＤ素子ＩＣ１のドレイン端子Ｄとソース端子Ｓの間に内蔵されたスイッチング素子と、インダクタＬ２と、平滑コンデンサＣ１３とダイオードＤ７により降圧チョッパ回路が構成されている。また、ツェナーダイオードＺＤ３とダイオードＤ８、平滑コンデンサＣ１２、コンデンサＣ１１によりＩＰＤ素子ＩＣ１の電源回路が構成されている。

電源投入初期において、起動回路２１を介して平滑コンデンサＣ１の電圧が上昇すると、ＩＰＤ素子ＩＣ１のドレイン端子Ｄ→コントロール端子Ｃ→平滑コンデンサＣ１２→インダクタＬ２→平滑コンデンサＣ１３の経路で電流が流れて、平滑コンデンサＣ１２が図示された極性に充電される。この平滑コンデンサＣ１２の電圧がＩＰＤ素子ＩＣ１の内部の制御回路の動作電源となって、ＩＰＤ素子ＩＣ１が動作を開始し、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓの間のスイッチング素子がオンオフを開始する。

ＩＰＤ素子ＩＣ１のドレイン端子Ｄとソース端子Ｓの間のスイッチング素子がオンのとき、平滑コンデンサＣ１→ＩＰＤ素子ＩＣ１のドレイン端子Ｄ→ソース端子Ｓ→インダクタＬ２→平滑コンデンサＣ１３の経路で電流が流れて、平滑コンデンサＣ１３が充電される。前記スイッチング素子がオフすると、インダクタＬ２の蓄積エネルギーがダイオードＤ７を介して平滑コンデンサＣ１３に放出される。これにより、ＩＰＤ素子ＩＣ１とインダクタＬ２、ダイオードＤ７、平滑コンデンサＣ１３よりなる回路は降圧チョッパ回路として動作し、平滑コンデンサＣ１の電圧を降圧した制御電源電圧Ｖｃｃが平滑コンデンサＣ１３に得られる。

また、ＩＰＤ素子ＩＣ１のドレイン端子Ｄとソース端子Ｓの間のスイッチング素子がオフのとき、ダイオードＤ７を介して回生電流が流れるが、このとき、インダクタＬ２の両端電圧は、平滑コンデンサＣ１３の電圧Ｖｃ１３とダイオードＤ７の順電圧Ｖｄ７の和の電圧（Ｖｃ１３＋Ｖｄ７）にクランプされる。この電圧から、ツェナーダイオードＺＤ３のツェナー電圧Ｖｚ３とダイオードＤ８の順電圧Ｖｄ８の和の電圧（Ｖｚ３＋Ｖｄ８）を差し引いた電圧がコンデンサＣ１２の電圧Ｖｃ１２となる。ＩＰＤ素子ＩＣ１に内蔵された制御回路は、ソース端子Ｓとコントロール端子Ｃの間に接続されたコンデンサＣ１２の電圧Ｖｃ１２が一定となるように、ＩＰＤ素子ＩＣ１のドレイン端子Ｄとソース端子Ｓの間のスイッチング素子をオンオフ制御する。これにより、結果的に、平滑コンデンサＣ１３の電圧は一定となるように制御され、同時に、ＩＰＤ素子ＩＣ１に動作電源を与えることができる。

平滑コンデンサＣ１３に制御電源電圧Ｖｃｃが得られると、調光回路８０とフィードバック制御回路６が動作を開始する。また、高電位側に配置されたタイマー回路ＴＭ１、ＴＭ２には、ハイサイド電源回路から制御電源電圧ＨＶｃｃが供給される。ハイサイド電源回路は、低電位側に配置された制御用電源回路２のインダクタＬ２の２次巻線Ｌ２ａの出力により、ダイオードＤ５と抵抗Ｒ１９を介して平滑コンデンサＣ９を充電し、その充電電圧ＨＶｃｃをツェナーダイオードＺＤ１により定電圧化している。タイマー回路ＴＭ１、ＴＭ２が動作を開始することにより、スイッチング素子Ｑ１が高周波でオンオフされる。

次に、制御用電源回路２の起動回路２１について説明する。電源投入初期に、平滑コンデンサＣ１の充電電圧が低いときには、抵抗Ｒ２０、トランジスタＴｒ５のベース・エミッタ間、抵抗Ｒ２２を介して平滑コンデンサＣ１に電流が流れることで、トランジスタＴｒ５がオン状態となり、抵抗Ｒ２１、トランジスタＴｒ５のコレクタ・エミッタ間、抵抗Ｒ２２を介して平滑コンデンサＣ１が充電される。平滑コンデンサＣ１の充電電圧が制御用電源回路２のＩＰＤ素子ＩＣ１の起動可能電圧に達すると、ＩＰＤ素子ＩＣ１が発振動作を開始する。これにより、平滑コンデンサＣ１３に低電位側の制御電源電圧Ｖｃｃが得られると共に、タイマー回路ＴＭ１、ＴＭ２の電源用の平滑コンデンサＣ９に高電位側の制御電源電圧ＨＶｃｃが得られる。これらの電源電圧Ｖｃｃ、ＨＶｃｃが得られることで、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が開始し、平滑コンデンサＣ１の充電電圧はさらに上昇する。

ツェナーダイオードＺＤ２のツェナー電圧は、制御用電源回路２のＩＰＤ素子ＩＣ１の起動可能電圧よりも高く設定されており、なおかつ、半導体発光素子４の発光可能な電圧（例えば、８０Ｖ〜９８Ｖ）よりも低く設定されている。このため、スイッチング素子Ｑ１がオンオフ動作を開始することで平滑コンデンサＣ１の電圧が半導体発光素子４の発光可能な電圧に達すると、平滑コンデンサＣ１から抵抗Ｒ２２、ダイオードＤ６、ツェナーダイオードＺＤ２の経路で逆方向に電流が流れて、トランジスタＴｒ５のベース・エミッタ間が逆バイアスされる。これにより、トランジスタＴｒ５のコレクタ・エミッタ間はオフ状態に維持されて、トランジスタＴｒ５を介する起動電流は遮断される。

図４の回路では、半導体発光素子４の調光範囲（例えば、５０μＡ〜３００ｍＡの範囲）において、制御用電源回路２の消費電流と、起動回路２１の抵抗Ｒ２２、ダイオードＤ６、ツェナーダイオードＺＤ２の直列回路を介する消費電流の合計が、実施形態２のダイオードＤ２と抵抗Ｒ６に流れていたバイパス電流（例えば、６〜７ｍＡ）と同程度か、または、それ以上となるように設計される。これにより、実施形態２ではジュール熱として消費されていたバイパス電流の有効活用が可能となり、電力ロスを低減できる利点がある。

《フィードバック制御回路６について》
次に、フィードバック制御回路６について説明する。フィードバック制御回路６は、オペアンプＡ１、Ａ２と出力トランジスタＱ４を内蔵したフィードバック制御用の集積回路ＩＣ３（例えば、新日本無線のＮＪＭ２１４６Ｂ）とその周辺回路よりなる。オペアンプＡ１の＋入力端子（３番ピン）には、入力抵抗Ｒ６１を介して電流検出抵抗Ｒ４による検出電圧が入力されており、−入力端子（２番ピン）には、調光回路８０から出力される制御目標電圧が入力されている。出力端子（１番ピン）と＋入力端子（３番ピン）の間に接続された抵抗Ｒ６２とコンデンサＣ６２の直列回路は帰還インピーダンスである。他方のオペアンプＡ２は本実施形態では使用していないが、必要であれば、調光が深いときに半導体発光素子４の印加電圧を目標電圧に一定化する電圧フィードバック制御に用いても良い（特開２００９−２３２６２３号公報参照）。

集積回路ＩＣ３の電源端子（８番ピン）とグランド端子（４番ピン）の間には、平滑コンデンサＣ１３から制御電源電圧Ｖｃｃが供給されている。集積回路ＩＣ３の電源端子（８番ピン）と出力端子（１番ピン）の間には、抵抗Ｒ６３を介してフォトカプラＰＣ１の発光素子が接続されている。電流検出抵抗Ｒ４により検出される点灯電流が調光回路８０により設定される目標電流よりも高くなると、トランジスタＱ４の抵抗値が下がって、フォトカプラＰＣ１の発光素子に流れる電流が増加するから、フォトカプラＰＣ１の受光素子の抵抗値が低下する。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅が短くなる方向に制御されるから、平滑コンデンサＣ１の電圧は低下し、電流検出抵抗Ｒ４により検出される点灯電流は減少する。

電流検出抵抗Ｒ４により検出される点灯電流が調光回路８０により設定される目標電流よりも低くなると、トランジスタＱ４の抵抗値が高くなって、フォトカプラＰＣ１の発光素子に流れる電流が減少するから、フォトカプラＰＣ１の受光素子の抵抗値が増加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅が長くなる方向に制御されるから、平滑コンデンサＣ１の電圧は上昇し、電流検出抵抗Ｒ４により検出される点灯電流は増加する。結果的に、電流検出抵抗Ｒ４により検出される点灯電流は調光回路８０により設定される目標電流に応じた一定値となるように制御される。

なお、図示はしないが、図２に示した実施形態２と同様に、低輝度域では集積回路ＩＣ３の８番ピンへの給電を停止すると共に、１番ピンをグランドレベルに短絡させることで、フィードバック制御を停止させるように構成しても構わない。

《調光回路８０について》
次に、調光回路８０の構成及び動作について説明する。調光回路８０は、低周波のＰＷＭ信号よりなる調光信号を受光するフォトカプラＰＣ３と、その受光出力を波形整形するためのシュミットインバータＩＣ２とその周辺回路よりなる。

シュミットインバータＩＣ２は、例えば、東芝製ＴＣ７ＳＨ１４Ｆよりなり、入力電圧が上側しきい値よりも高くなると、出力電圧がＬｏｗレベルとなり、入力電圧が下側しきい値よりも低くなると、出力電圧がＨｉｇｈレベルとなる。上側しきい値と下側しきい値との間には、電源電圧Ｖｃｃの２０〜３０％程度のヒステリシス特性を有しており、入力電圧の波形が鈍っていても出力電圧は波形整形された矩形波電圧となる。

シュミットインバータＩＣ２の入力端子は、プルアップ用の抵抗Ｒ８５を介して制御電源電圧Ｖｃｃのラインに接続されると共に、抵抗Ｒ８４とトランジスタＱ５の直列回路を介してグランドに接続されている。抵抗Ｒ８４とトランジスタＱ５の直列回路に並列接続されたコンデンサＣ８２はノイズ除去用の小容量のコンデンサであり、平滑作用は有していない。

トランジスタＱ５のベース・エミッタ間には、抵抗Ｒ８２とＲ８３の抵抗分圧回路により制御電源電圧Ｖｃｃを分圧したバイアス電圧が供給されている。抵抗Ｒ８３にはコンデンサＣ８１が並列接続されると共に、フォトカプラＰＣ３の受光素子が抵抗Ｒ８１を介して並列接続されている。コンデンサＣ８１はノイズ除去用の小容量のコンデンサであり、平滑作用は有していない。

フォトカプラＰＣ３の発光素子には、低周波のＰＷＭ信号（例えば、１ｋＨｚ、１０Ｖの矩形波電圧信号）よりなる調光信号が抵抗（図示せず）を介して入力されている。この種の調光信号は、蛍光灯のインバータ点灯装置の分野において広く用いられている。

調光信号がＨｉｇｈレベルのとき、フォトカプラＰＣ３の発光素子の光信号によりフォトカプラＰＣ３の受光素子がオンとなり、トランジスタＱ５のベースバイアスがバイパスされるので、トランジスタＱ５は高抵抗状態となる。これによりシュミットインバータＩＣ２の入力電圧が上側しきい値よりも高くなると、シュミットインバータＩＣ２の出力電圧はＬｏｗレベルとなる。

調光信号がＬｏｗレベルのとき、フォトカプラＰＣ３の発光素子の光信号が消失することによりフォトカプラＰＣ３の受光素子はオフとなり、トランジスタＱ５に抵抗Ｒ８２を介してベースバイアスが供給されるので、トランジスタＱ５は低抵抗状態となる。これによりシュミットインバータＩＣ２の入力電圧が下側しきい値よりも低くなると、シュミットインバータＩＣ２の出力電圧はＨｉｇｈレベルとなる。

シュミットインバータＩＣ２の出力電圧がＨｉｇｈレベルのとき、ダイオードＤ９、抵抗Ｒ８７を介してコンデンサＣ８３が充電され、コンデンサＣ８３の電圧は上昇する。コンデンサＣ８３には放電用の抵抗Ｒ８８が並列接続されており、シュミットインバータＩＣ２の出力電圧がＬｏｗレベルのとき、コンデンサＣ８３の電圧は低下する。その充放電の時定数は調光信号の周期に比べると比較的大きく設定されており、コンデンサＣ８３は実質的な平滑作用を有している。これにより、コンデンサＣ８３の電圧はシュミットインバータＩＣ２の出力電圧がＨｉｇｈレベルである期間に応じた電圧となり、フォトカプラＰＣ３に入力される調光信号がＬｏｗレベルである期間が長くなるほど高くなる。

シュミットインバータＩＣ２の出力には、抵抗Ｒ８６を介してフォトカプラＰＣ２の発光素子が接続されている。シュミットインバータＩＣ２の出力電圧がＨｉｇｈレベルのとき、抵抗Ｒ８６を介してフォトカプラＰＣ２の発光素子に電流が流れる。このとき、フォトカプラＰＣ２の受光素子はオン状態となり、タイマー回路ＴＭ２の４番ピンはＨｉｇｈレベルとなるから、タイマー回路ＴＭ２は動作可能な状態となる。また、シュミットインバータＩＣ２の出力電圧がＬｏｗレベルのとき、フォトカプラＰＣ２の発光素子に電流は流れないから、フォトカプラＰＣ２の受光素子はオフ状態となる。このとき、タイマー回路ＴＭ２の４番ピンはＬｏｗレベルとなるから、タイマー回路ＴＭ２は動作禁止状態となる。

したがって、シュミットインバータＩＣ２の出力電圧がＨｉｇｈレベルのとき、つまり、調光回路８０のフォトカプラＰＣ３で受信される低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、スイッチング素子Ｑ１の高周波的なオンオフ動作が許可され、反対に、シュミットインバータＩＣ２の出力電圧がＬｏｗレベルのとき、つまり、調光回路８０のフォトカプラＰＣ３で受信される低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持される。これにより、フォトカプラＰＣ３で受信される低周波のＰＷＭ信号に応じてバースト調光される。

スイッチング素子Ｑ１の高周波的なオンオフ動作が許可されているバーストＯＮの状態において、スイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅は、フィードバック制御回路６によりフィードバック制御される。つまり、平滑コンデンサＣ１から半導体発光素子４に流れる平滑化された直流電流を電流検出抵抗Ｒ４で検出した検出値が調光回路８０のコンデンサＣ８３の電圧と一致するように、スイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅が制御される。

なお、図４において、コンデンサＣ１０は平滑コンデンサＣ１の高周波リップルをバイパスするための小容量のフィルムコンデンサである。

また、入力直流電源としてのコンデンサＣ７は、図１に示すような昇圧チョッパ回路１ｃの出力コンデンサであり、その電圧Ｖｄｃは一定となるように制御される。制御電源回路２により生成される制御電源電圧Ｖｃｃは、昇圧チョッパ回路を制御するＰＦＣ制御回路にも供給しても良い。

（実施形態５）
図５は本発明の実施形態５の回路図である。本実施形態では、高周波発振回路７を１個のタイマー回路ＴＭで構成している。また、その高周波の発振動作を低周波で間欠的に停止させる制御と、高周波のオン時間幅とオフ時間幅の制御を、ＰＷＭ制御回路ＩＣ４により実施している。ＰＷＭ制御回路ＩＣ４は、タイマー回路ＴＭの動作を許可するときには、タイマー回路ＴＭの４番ピンをＨｉｇｈレベルに設定する。

タイマー回路ＴＭとしては、図３（ａ）に示した汎用のタイマーＩＣ（いわゆる５５５）を用いることができる。タイマー回路ＴＭは無安定マルチバイブレータとして動作し、２番ピンが５番ピンの電圧の半分よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、３番ピンがＨｉｇｈレベルとなり、７番ピンが開放状態となるので、コンデンサＣ４は充電抵抗ＲｃとダイオードＤ１０を介して充電される。６番ピンに印加されるコンデンサＣ４の充電電圧が５番ピンの電圧よりも高くなると、内部のフリップフロップが反転して、３番ピン（出力端子）がＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は１番ピンと短絡された状態となる。これによりコンデンサＣ４は放電抵抗Ｒｄを介して放電されて、電圧が降下して行く。２番ピンに印加されるコンデンサＣ４の充電電圧が５番ピンの電圧の半分よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、３番ピンがＨｉｇｈレベルとなり、７番ピンが開放状態となるので、コンデンサＣ４は充電抵抗ＲｃとダイオードＤ１０を介して充電される。以下、同じ動作を繰り返す。

このように、タイマー回路ＴＭは一般的な無安定マルチバイブレータとして動作するものであり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は充電抵抗ＲｃとコンデンサＣ４の時定数と５番ピンの電圧により決まる可変幅となる。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間幅は放電抵抗ＲｄとコンデンサＣ４の時定数と５番ピンの電圧により決まる可変幅となる。したがって、スイッチング素子Ｑ１は、タイマー回路ＴＭの５番ピンの電圧に応じたオン時間幅とオフ時間幅で駆動される。５番ピンの電圧が低下すると、発振用のコンデンサＣ４の電圧の変化幅が小さくなるので、オン時間幅もオフ時間幅も共に短くなるが、抵抗Ｒｃを介する充電電流は増加するのに対して、抵抗Ｒｄを介する放電電流は減少するから、オン時間幅の短縮率の方がオフ時間幅の短縮率よりも大きくなる。

これは負荷電圧が略一定である発光ダイオードの駆動には好都合なことであり、５番ピンの電圧が最大のときに、図６（ａ）に示すように、インダクタＬ１に流れる電流が臨界モードに近い不連続モードとなるように、オン時間幅とオフ時間幅の比率を設計しておけば、５番ピンの電圧が変化しても、常に不連続モードで動作させることができる。具体的には、「オン時間幅×（電源電圧−負荷電圧）≒オフ時間幅×負荷電圧」となる臨界条件よりも僅かにオン時間幅が短くなるように、抵抗Ｒｃ、ＲｄとコンデンサＣ４の値を設計しておけば良い。

このように設計した場合、５番ピンの電圧が低下すると、図６（ｂ）のように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅、オフ時間幅は共に短縮するが、オン時間幅の短縮率の方がオフ時間幅の短縮率よりも大きくなるので、インダクタＬ１に流れる電流の休止期間は増大して行くことになる。

したがって、ＰＷＭ制御回路ＩＣ４によりタイマー回路ＴＭの５番ピンの電圧を低下させることにより、図６（ｂ）のように、インダクタＬ１に流れる電流のピークを減少させると共に、電流の休止期間も長くすることができるから、バーストＯＮの期間にインダクタＬ１に流れる平均電流を減少させることができる。

この制御と組み合わせて、ＰＷＭ制御回路ＩＣ４によりタイマー回路ＴＭの４番ピンを低周波（例えば１ｋＨｚ）でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替えて、バーストＯＮの期間を可変とすることにより、高い平均電流を長い時間にわたり流す状態から、低い平均電流を短い時間にわたり流す状態まで制御することで、広い範囲で安定した調光を実現することができる。

ＰＷＭ制御回路ＩＣ４としては、例えば、テキサスインスツルメンツ社のＴＬ４９４もしくはその同等品を用いることができる。このＩＣは、のこぎり波発振器ＯＳＣとコンパレータＣＰとエラーアンプＥＡ１，ＥＡ２、出力トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２、基準電圧源などを内蔵しており、５番、６番ピンに外付けされたコンデンサＣｔと抵抗Ｒｔで決まる固定周波数で発振し、３番ピンの電圧に応じたパルス幅でＰＷＭ信号を生成できる。発振周波数は、例えば１ｋＨｚのような低周波とすることも可能である。４番ピンはデッドタイム設定端子であり、本実施形態ではグランドに接続している。

１−２番ピンに接続されたエラーアンプＥＡ１と、１５−１６番ピンに接続されたエラーアンプＥＡ２は、ダイオードＯＲ接続されており、いずれか高い方の出力がコンパレータＣＰの基準電圧となる。ここでは、図４の実施形態と同様に、第２のエラーアンプＥＡ２は使用していない。

１３番ピンはシングルエンド動作とプッシュプル動作を選択するための端子であり、本実施形態ではグランドに接続することにより、シングルエンド動作となっている。この場合、内部のロジック回路によりトランジスタＴｒ１とＴｒ２の動作は同じとなる。

１１−１０番ピンのトランジスタＴｒ２がオンのとき、タイマー回路ＴＭの４番ピンはＬｏｗレベルとなるから、高周波発振回路７の高周波発振動作は停止し、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持される。また、トランジスタＴｒ２がオフのとき、タイマー回路ＴＭの４番ピンは抵抗Ｒ３３により制御電源電圧Ｖｃｃの電位にプルアップされて、高周波発振回路７の高周波発振動作が開始する。

８−９番ピンのトランジスタＴｒ１がオンのとき、抵抗Ｒｏを介してコンデンサＣ３の電荷が放電される。また、トランジスタＴｒ１がオフのとき、コンデンサＣ３はタイマー回路ＴＭに内蔵されたブリーダ抵抗の分圧出力により充電される。トランジスタＴｒ１が低周波でオン／オフすることにより、その１周期中のオン期間の比率が増加するほど、コンデンサＣ３の電圧は低下する。これにより、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は短くなる。

トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の１周期中のオン期間の比率は、出力検出回路５の検出出力を受けてフィードバック制御されているので、結果的に、スイッチング素子Ｑ１のバーストＯＮの期間と共に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅もフィードバック制御されることになる。

フィードバック制御回路は、エラーアンプＥＡ１と外付けのＣＲ回路により構成されている。エラーアンプＥＡ１の反転入力端子と出力端子の間には、抵抗Ｒ１１、Ｒ１２とコンデンサＣ６よりなる帰還インピーダンスが接続されている。エラーアンプＥＡ１の非反転入力端子には、１４番ピンの基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ３１、Ｒ３２により分圧した一定電圧が印加されている。エラーアンプＥＡ１の出力端子の電圧は、エラーアンプＥＡ１の反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧と一致するように変化する。エラーアンプＥＡ１の反転入力端子には、第１の入力抵抗Ｒ９を介して出力検出回路５の検出電圧Ｖｄｅｔが入力されると共に、第２の入力抵抗Ｒ１０を介して調光制御電圧Ｖｄｉｍが入力されている。

調光制御電圧Ｖｄｉｍが増加すると、エラーアンプＥＡ１の出力電圧は低下し、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のオン期間が長くなるので、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が停止している期間が長くなる。また、タイマー回路ＴＭの５番ピンの基準電圧が低下するので、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は短くなる。逆に、調光制御電圧Ｖｄｉｍが減少すると、エラーアンプＥＡ１の出力電圧は上昇し、トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のオン期間が短くなるので、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が停止している期間が短くなる。また、タイマー回路ＴＭの５番ピンの基準電圧が上昇するので、スイッチング素子Ｑ１のオン時間幅は長くなる。

また、調光制御電圧Ｖｄｉｍが一定であるときに、検出電圧Ｖｄｅｔが変動した場合にも、上記と同様の動作により、出力変動を抑制するようにフィードバック制御が掛かることになる。つまり、検出電圧Ｖｄｅｔが増加すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が停止している期間が長くなると共に、スイッチング素子Ｑ１の高周波のオン時間幅が短くなる。逆に、検出電圧Ｖｄｅｔが減少すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が停止している期間が短くなると共に、スイッチング素子Ｑ１の高周波のオン時間幅が長くなる。これにより、出力変動を抑制するようにフィードバック制御が掛かり、調光制御電圧Ｖｄｉｍの大きさに対して、相応の検出電圧Ｖｄｅｔとなるように制御される。

次に、出力検出回路５について説明する。半導体発光素子４には電流検出抵抗Ｒ４が直列接続されると共に、分圧抵抗Ｒ１６、Ｒ６とツェナーダイオードＺＤ４の直列回路よりなるバイパス回路が並列接続されている。このバイパス回路は、調光下限付近において、半導体発光素子４に流れる点灯電流よりも大きいバイパス電流を流すように定数を設定されている。これにより、調光下限付近において、安定した調光点灯が可能となる。

半導体発光素子４に流れる点灯電流が増減すると、抵抗Ｒ４の両端電圧が増減する。また、半導体発光素子４の印加電圧が増減すると、抵抗Ｒ１６の両端電圧が増減する。したがって、半導体発光素子４の点灯電流または印加電圧が増減すると、抵抗Ｒ４とＲ１６の直列回路の両端電圧が増減する。

抵抗Ｒ４とＲ１６の直列回路の両端電圧からトランジスタＴｒ３のベース・エミッタ間電圧を差し引いた電圧が抵抗Ｒ５に印加されるから、トランジスタＴｒ３には、抵抗Ｒ４とＲ１６の直列回路の両端電圧に応じたベース電流が流れる。このベース電流に応じたコレクタ電流が抵抗Ｒ７、Ｒ８の直列回路に流れるから、検出電圧Ｖｄｅｔは半導体発光素子４の点灯電流と印加電圧の両方を反映した電圧となる。

なお、抵抗Ｒ４がゼロの場合、出力検出回路５は電圧検出回路５ａとして機能し、抵抗Ｒ１６がゼロの場合、出力検出回路５は電流検出回路５ｂとして機能する。また、抵抗Ｒ４、Ｒ１６の値を適切に設定すると、出力検出回路５は擬似的に負荷電力を検出する回路として機能する。

抵抗Ｒ４には半導体発光素子４に流れる点灯電流とバイパス回路に流れるバイパス電流の和に相当する電流が流れる。したがって、半導体発光素子４に流れる点灯電流がゼロに近い状態であっても、抵抗Ｒ４にはバイパス回路に流れるバイパス電流による電圧（嵩上げ電圧）が発生しており、トランジスタＴｒ３が遮断状態となることはない。

また、ツェナーダイオードＺＤ４のツェナー電圧は、半導体発光素子４が点灯可能な電圧よりも低い電圧に設定しておく。これにより、半導体発光素子４が点灯している状態では、必ず抵抗Ｒ１６に電圧が発生しており、トランジスタＴｒ３が遮断状態となることはない。

このように、図５の出力検出回路５では、バイパス回路に流れるバイパス電流を、出力検出用トランジスタＴｒ３のベース・エミッタ間ダイオードを導通させておくためのバイアス電流として利用している。これにより、半導体発光素子４の点灯電流または印加電圧が低い状態であっても、出力検出用のトランジスタＴｒ３が遮断状態となることはなく、常に能動領域で動作するようにバイアスすることができる。

なお、図４の実施形態でも述べたように、半導体発光素子４の点灯電流と印加電圧を個別に検出し、第１のエラーアンプＥＡ１により点灯電流に応じたフィードバック制御を実施すると共に、第２のエラーアンプＥＡ２により印加電圧に応じたフィードバック制御を実施しても良い。前者の制御を高輝度〜中輝度域において実施し、後者の制御を低輝度域において実施すると良いことが知られている（特開２００９−２３２６２３号公報参照）。

（実施形態６）
上述の各実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３として、降圧チョッパ回路を用いたが、図７（ａ）〜（ｃ）に例示するような各種のスイッチング電源回路を本発明のＤＣ−ＤＣコンバータとして使用しても構わない。図７（ａ）は昇圧チョッパ回路３ａ、図７（ｂ）はフライバックコンバータ回路３ｂ、図７（ｃ）は昇降圧チョッパ回路３ｃの例である。

いずれの回路を用いた場合においても、ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子Ｑ１と誘導性素子（インダクタＬ１またはトランスＴ１）と回生ダイオードＤ１を少なくとも備え、スイッチング素子Ｑ１のオン時に直流電源から誘導性素子に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子Ｑ１のオフ時に回生ダイオードＤ１を介して放出し、誘導性素子のエネルギー放出が完了した後にスイッチング素子Ｑ１をオンさせる不連続モードで動作するものとする。

（実施形態７）
図８は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０の筐体４２とは別のケースに電源ユニットとしての点灯装置３０を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール４０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての点灯装置３０は場所によらず設置可能となる。

器具筐体４２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板４３で覆われている。この光拡散板４３に対向するように、ＬＥＤモジュール４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４０のＬＥＤ４ａ，４ｂ，４ｃ，…を実装している。器具筐体４２は天井１００に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての点灯装置３０からリード線４４とコネクタ４５を介して配線されている。

電源ユニットとしての点灯装置３０の内部には、上述の各実施形態で説明した回路が収納されている。ＬＥＤ４ａ，４ｂ，４ｃ，…の直列回路（ＬＥＤモジュール４０）が上述の半導体発光素子４に対応している。

本実施形態では、電源ユニットとしての点灯装置３０がＬＥＤモジュール４０とは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、ＬＥＤモジュール４０と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。

また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子４として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。また、スイッチング素子Ｑ１としてＭＯＳＦＥＴを例示したが、他の半導体スイッチング素子、例えば、ＩＧＢＴなどを用いても良い。

Ｑ１ スイッチング素子
Ｌ１ インダクタ
Ｄ１ 回生ダイオード
３ ＤＣ−ＤＣコンバータ
４ 半導体発光素子
５ａ 電圧検出回路
５ｂ 電流検出回路
６ フィードバック制御回路
７ 高周波発振回路
８ 調光制御回路

Claims (5)

1. 直流電源を電力変換して半導体発光素子に直流電流を供給するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを制御して前記半導体発光素子に流れる電流の大きさを調整する調光制御部とを備える半導体発光素子の点灯装置であって、
   前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、スイッチング素子と誘導性素子と回生ダイオードを少なくとも備え、前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から前記誘導性素子に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に前記回生ダイオードを介して放出し、前記誘導性素子のエネルギー放出が完了した後に前記スイッチング素子をオンさせる不連続モードで動作し、
   前記調光制御部は、
   前記半導体発光素子に流れる電流を調整するバースト調光制御部と、
   前記半導体発光素子に流れる電流または印加される電圧の少なくとも一方を検出する出力検出部と、
   前記出力検出部の検出値が目標値に近づく方向に、オンオフ動作中の前記スイッチング素子のオン期間を調整するフィードバック制御部とを備え、
   前記バースト調光制御部は、調光レベルが所定値以上のときに前記スイッチング素子のオン時間幅を制御し、かつ、前記調光レベルが前記所定値よりも低いときに前記スイッチング素子のオン時間幅を制御可能な範囲における最短値に固定して前記スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に停止させるように構成されていることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
2. 前記調光レベルが前記所定値よりも低いときに、前記フィードバック制御部への給電を停止させることを特徴とする請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置。
3. 前記バースト調光制御部により前記スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に停止させる信号を平滑化した直流電圧に応じて前記スイッチング素子のオン期間またはオンオフ周期を可変とすることを特徴とする請求項１または請求項２記載の半導体発光素子の点灯装置。
4. 調光下限付近において前記半導体発光素子に流れる電流よりも大きなバイパス電流を流すバイパス回路を前記半導体発光素子と並列に接続し、前記出力検出部は前記半導体発光素子に流れる電流を前記バイパス電流により嵩上げされた負荷電流として検出することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
5. 請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置を備える照明器具。

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