JP5486436B2 - 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子を調光点灯させる半導体発光素子の点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。

特許文献１（特許第４，４７４，５６２号公報）には、図８に示すようなＬＥＤ点灯装置が開示されている。このＬＥＤ点灯装置は、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフ制御し、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１から回生ダイオードＤ１を介して半導体発光素子４に放出される電流がゼロになるとスイッチング素子Ｑ１をオン制御する半導体発光素子の点灯装置であり、入力力率を改善しながら、半導体発光素子４に流れる電流の平均値を基準電圧Ｖｒｅｆ１に応じた一定値に制御するものである。また、基準電圧Ｖｒｅｆ１を変化させることで、半導体発光素子４を調光制御できる。その詳細な構成と動作については、図６の説明において後述するが、電源電圧や周囲温度が変化しても半導体発光素子４に流れる平均電流が基準電圧Ｖｒｅｆ１に応じた一定値に制御されるとともに、入力電流歪が少なく、しかも比較的安価に構成できるというものである。

特許第４，４７４，５６２号公報（請求項１−３、００５１）

特許文献１では、市販の力率改善用ＩＣを利用して制御回路を構成することができるので、比較的安価に実現できると説明されている（００４９参照）。なるほど、市販の力率改善用ＩＣのなかには、図８の誤差増幅器ＥＡ、乗算回路５２、コンパレータＣＰ１、フリップフロップＦＦ１、駆動回路５４を１チップに集積した安価なＩＣが存在する（図２参照）。しかしながら、特許文献１では、基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変とすることで半導体発光素子４を調光制御する（００５１参照）とされているが、基準電圧Ｖｒｅｆ１がＩＣに内蔵されている場合には、調光制御が困難となる。

本発明は、スイッチング素子のオン時にインダクタンス要素に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子をオフ制御し、スイッチング素子のオフ時にインダクタンス要素から回生ダイオードを介して半導体発光素子に放出される電流がゼロになるとスイッチング素子をオン制御する半導体発光素子の点灯装置において、簡単な構成で半導体発光素子を精度良く調光点灯せしめる回路手段を提案することを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と；前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御回路５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、図４（ｄ）に示すように、前記電流検出手段により検出される検出値に前記半導体発光素子４の減光量に応じた補正値を重畳させることにより前記半導体発光素子４を調光することを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置において、図４（ｄ）に示すように、前記補正値を前記スイッチング素子Ｑ１のオン制御信号（７番ピンのドライブ信号）に同期して重畳させることを特徴とする。

請求項３の発明は、同じ課題を解決するために、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と；前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御回路５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、図４（ｃ）に示すように、前記電流検出手段により検出される検出値から前記半導体発光素子４の増光量に応じた補正値を差し引くことにより前記半導体発光素子４を調光することを特徴とする。

請求項４の発明は、同じ課題を解決するために、図１に示すように、直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１と；前記スイッチング素子Ｑ１と直列に接続されて前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタＬ１と；前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタＬ１に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に半導体発光素子４に放出する回生ダイオードＤ１と；前記スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する電流検出手段（抵抗Ｒ１）と；前記電流検出手段により検出される電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子Ｑ１をオフさせると共に前記インダクタＬ１のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子Ｑ１をオンさせる制御回路５とを備える半導体発光素子の点灯装置において、図４（ａ）に示すように、前記スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数に比べて十分に低い周波数の矩形波電圧信号（ＰＷＭ信号）をＣＲ積分回路により平滑化した直流電圧を前記所定値とし、前記矩形波電圧信号のデューティに応じて前記半導体発光素子４を調光することを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項４記載の半導体発光素子の点灯装置において、図４（ｂ）に示すように、前記制御回路５は一方の入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆ１を印加された誤差増幅器ＥＡを内蔵する制御用集積回路５０を備え、前記誤差増幅器ＥＡの他方の入力端子と出力端子の間に積分コンデンサＣｉを接続し、前記誤差増幅器ＥＡの他方の入力端子に積分抵抗Ｒｉを介して前記矩形波電圧信号（ＰＷＭ信号）を入力したことを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具である（図７）。

請求項１または３の発明によれば、スイッチング素子に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子をオフ制御すると共に、スイッチング素子がオフされた後、インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーの放出が完了した時点でスイッチング素子をオン制御する制御手段を備える半導体発光素子の点灯装置において、電流検出値に対して調光量に応じた補正値を加算または減算することにより、半導体発光素子に流れる電流を簡単な構成で精度良く調整することができ、精度の高い調光制御が可能な半導体発光素子の点灯装置を安価に実現できる。

請求項２の発明によれば、スイッチング素子のオン制御信号に同期して補正値を重畳させるので、電流検出抵抗における無駄な電力消費を抑制できる。

請求項４の発明によれば、インバータ式の蛍光灯点灯装置の分野において普及しているＰＷＭ調光信号を用いて調光制御可能な半導体発光素子の点灯装置を安価に実現できる。

請求項５の発明によれば、本来はフィードバック制御用として制御用集積回路に内蔵されている誤差増幅器を低周波のＰＷＭ信号を平滑化する用途に流用することで、ＰＷＭ調光機能付きのＬＥＤ点灯装置を市販の力率改善用ＩＣを利用して安価に実現できる。

本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。 本発明の実施形態１の点灯装置に用いる制御用集積回路の内部構成を簡略化して示した回路図である。 本発明の実施形態１の点灯装置を用いたＬＥＤ調光点灯装置の全体構成を示すブロック回路図である。 本発明の実施形態１の要部の構成例を示す回路図である。 本発明を適用できる各種のスイッチング電源回路の回路図である。 本発明の実施形態３の点灯装置の回路図である。 本発明の実施形態４の照明器具の概略構成を示す断面図である。 従来例の回路図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、電源コネクタＣＯＮ１と出力コネクタＣＯＮ２を備えている。電源コネクタＣＯＮ１には商用交流電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）が接続される。出力コネクタＣＯＮ２には、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子４が接続される。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。

電源コネクタＣＯＮ１には、電流フューズＦＵＳＥとフィルタ回路２ａを介して直流電源回路２ｂが接続されている。フィルタ回路２ａは、サージ電圧吸収素子ＺＮＲ、フィルタコンデンサＣａ，Ｃｂ及びコモンモードチョークコイルＬＦで構成されている。直流電源回路２ｂは、ここでは全波整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ０よりなる整流平滑回路を図示しているが、昇圧チョッパ回路を用いた力率改善回路であっても良い。

直流電源回路２ｂの出力端には、降圧チョッパ回路３が接続されている。降圧チョッパ回路３は、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して直列に接続されるインダクタＬ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と直流電源回路２ｂの出力との間に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と並列に接続されて、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１の蓄積エネルギーを前記半導体発光素子４に放出する方向に接続された回生ダイオードＤ１とを備えている。また、前記半導体発光素子４と並列に出力コンデンサＣ２が接続されている。この出力コンデンサＣ２は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化して前記半導体発光素子４に平滑化された直流電流が流れるように容量を設定されている。

スイッチング素子Ｑ１は制御回路５により高周波でオンオフ駆動される。制御回路５は制御用集積回路５０とその周辺回路よりなる。制御用集積回路５０として、ここではＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いている。このチップ（Ｌ６５６２）は、本来は、ＰＦＣ回路（力率改善制御用の昇圧チョッパ回路）の制御用ＩＣであり、内部に乗算回路など、降圧チョッパ回路の制御には余分な構成要素を含んでいる。その反面、入力電流の平均値を入力電圧の包絡線と相似形とする制御のために、入力電流のピーク値を制御する機能と、ゼロクロス制御機能を１チップ内に具備しており、これらの機能を降圧チョッパ回路の制御に転用している。

図２は本実施形態に用いる制御用集積回路５０の内部構成を簡略化して示している。１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器（エラーアンプ）ＥＡの反転入力端子、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器ＥＡの出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は乗算回路５２の入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（Ｖｃｃ）は電源端子である。

電源端子Ｖｃｃとグランド端子ＧＮＤの間に所定電圧以上の制御電源電圧が供給されると、制御電源５１により基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２が生成されると共に、集積回路内部の各回路が動作可能となる。スタータ５３により電源投入時にはフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにスタートパルスが供給されて、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。

７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなると、図１の抵抗Ｒ２１、Ｒ２０で分圧されたゲート駆動電圧がＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に印加される。抵抗Ｒ１は電流検出用の小抵抗であるので、ゲート・ソース間の駆動電圧には殆ど影響しない。

スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣ０の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ０の負極へ電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流ｉは、インダクタＬ１が磁気飽和しない限り略直線的に上昇する電流となる。この電流は抵抗Ｒ１により検出されて、制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）に入力される。

制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子であり、その電圧は、ＩＣ内部の４０ＫΩと５ｐＦのノイズフィルタを介してコンパレータＣＰ１の＋入力端子に印加される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には基準電圧が印加されている。この基準電圧は１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１と３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３により決定される。

チョッパ電流検出端子ＣＳの電圧が基準電圧を超えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。このとき、駆動回路５４は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から電流を引き込むように動作するので、図１のダイオードＤ２２がオンとなり、抵抗Ｒ２２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが回生ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１の両端電圧は出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされるので、インダクタＬ１の電流ｉは略一定の傾き（ｄｉ／ｄｔ≒−Ｖｃ２／Ｌ１）で減少して行く。

コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いときには、インダクタＬ１の電流ｉは急速に減衰し、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が低いときには、インダクタＬ１の電流ｉは緩慢に減衰する。したがって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定であっても、インダクタＬ１の電流ｉが消失するまでの時間は変化する。その所要時間はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いほど短く、低いほど長い。

インダクタＬ１に電流ｉが流れている期間中は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にはインダクタＬ１の電流ｉの傾きに応じた電圧が発生している。この電圧は、インダクタＬ１の電流ｉが流れ終わると、消失する。そのタイミングを５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）で検出する。

制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）には、ゼロクロス検出用のコンパレータＣＰ２の−入力端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の＋入力端子にはゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に印加されていた２次巻線ｎ２の電圧が消失すると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ＯＲゲートを介してフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにセットパルスが供給され、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返す。

このようにして出力コンデンサＣ２にはコンデンサＣ０の出力電圧を降圧した直流電圧が得られる。この直流電圧は出力コネクタＣＯＮ２を介して半導体発光素子４に供給される。半導体発光素子４として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、ＬＥＤの順電圧をＶｆ、直列個数をｎ個とすると、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は略ｎ×Ｖｆにクランプされる。

ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は高いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は小さくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は長くなる。

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は短くなる。

ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、上述の説明とは逆に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなり、オフ時間は長くなる。つまり、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は低いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は大きくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は長くなる。

このように、本実施形態の点灯装置によれば、ＬＥＤの直列個数ｎが多くなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長く、オフ時間が短くなり、ＬＥＤの直列個数ｎが少なくなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短く、オフ時間が長くなる。したがって、ＬＥＤの直列個数ｎに関わらず、定電流特性を維持できる仕組みとなっている。

なお、制御電源回路１０の詳しい構成については限定しないが、ここでは平滑コンデンサＣ３とその電圧を規制するツェナーダイオードＺＤ１を備えている。最も簡単な例では、コンデンサＣ０の正極から高抵抗を介してコンデンサＣ３の正極に充電電流を供給する構成でも構わない。より効率の良い電源供給手段としては、定常時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２からコンデンサＣ３を充電するような構成を採用しても良い。

また、本実施形態では、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧消失のタイミングを検出することで、インダクタＬ１に流れる電流が略ゼロになるタイミングを検出しているが、他の手段として、回生ダイオードＤ１の逆方向電圧の上昇を検出したり、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧の降下を検出する等、回生電流が消失するタイミングを検出できる手段であれば、具体的な手段は変更しても構わない。

本実施形態の構成によれば、負荷が異なる場合であってもチョッパ電流の平均値は殆ど変化しない。したがって、チョッパ電流の脈動成分を出力コンデンサＣ２により平滑化して負荷に供給される出力電流の実効値は、負荷に関わらず略一定となる。

また、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を変化させれば、チョッパ電流の平均値は、常にスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値の１／２となるので、精度の高い調光が可能となる。

そのために、図１の実施形態では、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１、または３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を制御可能としている。または４番ピン（ＣＳ）の印加電圧Ｖ４に対して補正値を加算したり減算することを可能としている。これらの手段は２つ以上を組み合わせて実施しても良いし、いずれか１つを選択して実施しても良い。

以下、それぞれの手段について個別に説明する。
（実施形態１ａ）
図４（ａ）の例では、図１の制御用集積回路５０の３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧Ｖ３を、低周波のＰＷＭ信号のデューティに応じた調光電圧Ｖｄｉｍとし、１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧Ｖ１は一定値としたものである。

低周波のＰＷＭ信号は、例えば、１ｋＨｚの矩形波電圧信号であり、１周期中のＬｏｗレベルの期間が長いほど調光出力が大きくなるような調光信号である。この種のＰＷＭ信号は、蛍光灯の調光点灯装置の分野において広く用いられており、図３に示すように、点灯装置１のコネクタＣＯＮ３を介して調光信号線から供給され、整流回路５ａ、絶縁回路５ｂ、波形整形回路５ｃを介して直流変換回路５ｄに入力される。直流変換回路５ｄでは、低周波のＰＷＭ信号をアナログの調光電圧Ｖｄｉｍに変換する。制御回路５では、アナログの調光電圧Ｖｄｉｍに応じて半導体発光素子４を調光制御する。

直流変換回路５ｄの簡単な構成例を図４（ａ）により説明する。直流変換回路５ｄでは、低周波のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧Ｖ２としており、ゲート電圧Ｖ２がＨｉｇｈレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオンとなり、また、ゲート電圧Ｖ２がＬｏｗレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオフ（高インピーダンス状態）となる。

スイッチング素子Ｑ２がオンされている間は、抵抗ＲｃとＲｄの接続点がＬｏｗレベルとなる。したがって、積分コンデンサＣｉの充電電荷は抵抗Ｒｄ、スイッチング素子Ｑ２を介して放電され、電圧Ｖｄｉｍは低下する。

スイッチング素子Ｑ２がオフされている場合、制御電源電圧Ｖｃｃから抵抗Ｒｃ、Ｒｄを介して積分コンデンサＣｉが充電されて、電圧Ｖｄｉｍは上昇する。したがって、スイッチング素子Ｑ２のオフ／オンの比率に応じて電圧Ｖｄｉｍは増減し、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間が長いほど電圧Ｖｄｉｍは増加する。

（実施形態１ｂ）
図４（ｂ）の例では、図１の制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）と２番ピン（ＣＯＭＰ）の間に設けられた内蔵の誤差増幅器ＥＡを用いてＣＲ積分回路を構成し、誤差増幅器ＥＡの出力に低周波のＰＷＭ信号のデューティに応じた調光電圧が得られるようにしたものである。

誤差増幅器ＥＡの＋入力端子には、ＩＣの内部で基準電圧Ｖｒｅｆ１が印加されている。誤差増幅器ＥＡの出力端子（２番ピン）と−入力端子（１番ピン）の間には、積分コンデンサＣｉと帰還抵抗Ｒｆの並列回路が接続されている。誤差増幅器ＥＡの−入力端子（１番ピン）には入力抵抗Ｒｉを介して低周波のＰＷＭ信号が入力されている。積分コンデンサＣｉ、帰還抵抗Ｒｆ、入力抵抗Ｒｉの時定数は、誤差増幅器ＥＡの出力端子（２番ピン）の電圧が略平滑化された直流電圧となるように設計すれば良い。

低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルである期間が長くなると、誤差増幅器ＥＡの出力端子（２番ピン）の電圧は増大するから、Ｌｏｗレベルの期間が長いほど調光出力が大きくなるように制御される。

（実施形態１ｃ）
図４（ｃ）の例では、図１の制御用集積回路５０の４番ピン（チョッパ電流検出端子ＣＳ）に接続された電流検出抵抗Ｒ１と並列に、抵抗Ｒ４１とトランジスタＴｒ１の直列回路を接続したものである。トランジスタＴｒ１は不飽和領域で使用しており、その抵抗値はアナログの調光電圧Ｖｄｉｍに応じて可変制御される。

アナログの調光電圧Ｖｄｉｍが高くなると、バイアス抵抗Ｒ４２を介してトランジスタＴｒ１に供給されるベース電流が増加するから、トランジスタＴｒ１の抵抗値が下がる。すると、制御用集積回路５０から見たときに、電流検出抵抗Ｒ１の抵抗値が低下したのと同じ効果があるから、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を増大させることができる。

つまり、電流検出抵抗Ｒ１により検出される検出値から半導体発光素子４の目標増光量に応じた補正値を差し引くことにより半導体発光素子４を調光することができる（請求項３）。

（実施形態１ｄ）
図４（ｄ）の例では、図１の制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から、電流検出抵抗Ｒ１の非接地側端子に対して間欠的に重畳電流を流す回路を設けたものである。重畳電流は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなったタイミング、つまり、図１のスイッチング素子Ｑ１がオンしている期間にのみ流れるから、常に重畳電流を流す場合に比べると、電流検出抵抗Ｒ１における電力消費を抑制できる。

図示された例では、コレクタ接地されたＰＮＰトランジスタＴｒ３をエミッタフォロワ動作させることにより、アナログの調光電圧Ｖｄｉｍを低インピーダンス化し、スイッチング素子Ｑ１のオン時に、７番ピンの出力電圧と調光電圧Ｖｄｉｍとの電圧差を抵抗Ｒ４４で割った電流をＰＮＰトランジスタＴｒ２のベースに供給している。アナログの調光電圧Ｖｄｉｍが低くなると、トランジスタＴｒ２のベース電流が増加し、抵抗Ｒ４３、ダイオードＤ７を介して電流検出抵抗Ｒ１に重畳される電流が増加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を減少させることができる。

つまり、電流検出抵抗Ｒ１により検出される検出値に半導体発光素子４の目標減光量に応じた補正値を重畳させることにより半導体発光素子４を調光することができる（請求項１）。

図１の点灯装置を組み込んだＬＥＤ調光点灯装置１の全体構成を図３に示した。電源回路２は上述のフィルタ回路２ａと直流電源回路２ｂを含んで構成されている。コンデンサＣｃ、Ｃｄは回路グランド（コンデンサＣ０の負極）を高周波的に器具シャーシに接続するためのコンデンサである。ＣＯＮ１は商用交流電源Ｖｓに接続される電源コネクタ、ＣＯＮ２はリード線４４を介して半導体発光素子４に接続される出力コネクタ、ＣＯＮ３は調光信号線を接続するためのコネクタである。調光信号線には、例えば、周波数が１ｋＨｚ、振幅が１０Ｖのデューティ可変の矩形波電圧信号よりなる調光信号が供給されている。

コネクタＣＯＮ３に接続された整流回路５ａは、調光信号線の配線を無極性化するための回路であり、調光信号線を逆接続しても正常に動作するようになっている。つまり、入力された調光信号を全波整流器ＤＢ１で全波整流し、抵抗等のインピーダンス要素Ｚ１を介してツェナーダイオードＺＤの両端に矩形波電圧信号を得ている。絶縁回路５ｂはフォトカプラＰＣ１を備え、調光信号線と点灯装置を絶縁しながら、矩形波電圧信号を伝達している。波形整形回路５ｃは絶縁回路５ｂのフォトカプラＰＣ１から出力された信号を波形整形して、ＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの明確なＰＷＭ信号として出力する回路である。調光信号線を介して長い距離を伝送されて来た矩形波電圧信号は、波形が歪んでいるので、波形整形回路５ｃを設けている。

本発明の調光点灯装置では、波形整形回路５ｃの後にさらにＣＲ積分回路（平滑回路）のようなローパスフィルタ回路よりなる直流変換回路５ｄを設けて、アナログの調光電圧Ｖｄｉｍを生成し、その調光電圧Ｖｄｉｍに応じてスイッチング素子Ｑ１のピーク値を可変制御している。

（実施形態２）
上述の実施形態１では、降圧チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ１が低電位側に配置されている回路例について説明したが、図５（ａ）に示すように、降圧チョッパ回路３ａのスイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置されている場合であっても本発明を適用できることは言うまでもない。

また、図５（ｂ）〜（ｄ）に示すような各種のスイッチング電源回路に本発明を適用することもできる。図５（ｂ）は昇圧チョッパ回路３ｂ、図５（ｃ）はフライバックコンバータ回路３ｃ、図５（ｄ）は昇降圧チョッパ回路３ｄの例である。これらは例示であり、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタンス要素（インダクタＬ１またはトランスＴ１）に流れる電流が所定値に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフ制御するピーク電流検出動作と、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタンス要素から回生ダイオードＤ１を介して放出される電流が略ゼロになるとスイッチング素子Ｑ１をオン制御するゼロクロス検出動作を併用しているスイッチング電源回路であれば、本発明を適用することができる。

（実施形態３）
図６は本発明の実施形態３の点灯装置の回路図である。本実施形態では、図８の従来例（特許文献１）の構成において、基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変とするのではなく、入力抵抗Ｒｉ’とダイオードＤ９の直列回路を追加し、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときに、調光電圧Ｖｄｉｍが低下する方向に積分することで、等価的に基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変としたのと同等の効果が得られるように改変したものである。

特許文献１では、図８の構成において、基準電圧Ｖｒｅｆ１を可変とすることにより調光制御が可能であるとしているが、上述のように、制御用集積回路５０として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いた場合、基準電圧Ｖｒｅｆ１はＩＣに内蔵されており、外部から可変制御することは出来ない。誤差増幅器ＥＡの−入力端子や出力端子は、それぞれ１、２番ピンとしてＩＣの外部に露出しているので、１−２番ピンの間に接続される積分コンデンサＣｉと入力抵抗Ｒｉ’の時定数を低周波のＰＷＭ信号を平滑化できる程度の容量に設定し、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間が長くなると、誤差増幅器ＥＡの出力電圧であるアナログの調光電圧Ｖｄｉｍが低下するように制御する。これにより、ＩＣ内部の基準電圧Ｖｒｅｆ１を低下させたのと同等の効果が得られる。

これは、別な見方をすれば、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒｓにより検出される負荷電流に対して、ＰＷＭ信号のＨｉｇｈレベル期間に応じた補正値を重畳したのと同等の効果を得ていることになる。つまり、実際に半導体発光素子４に流れている負荷電流の平均値が基準電圧Ｖｒｅｆ１で決まる本来の電流値よりも少なくても、ＰＷＭ信号のＨｉｇｈレベル期間に入力抵抗Ｒｉ’を介して流れる積分電流が余分に重畳されることにより、検出される平均値が水増しされて、既に目標電流に達しているものと判断されることにより、結果的に調光されることになる。

以下、図６の回路構成について説明する。商用交流電源Ｖｓはフィルタ回路２ａを介してダイオードブリッジＤＢの交流入力端子に接続されている。ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子には高周波バイパス用の小容量のコンデンサＣｏが並列接続されている。このコンデンサＣｏの両端電圧は交流電圧を全波整流した脈流電圧となり、抵抗Ｒａ，Ｒｂの分圧回路により分圧されて、乗算回路５２の一方の入力端子に入力されている。

ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子の正極はインダクタＬ１を介してスイッチング素子Ｑ１のドレイン電極とダイオードＤ１のアノード電極に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース電極は電流検出抵抗Ｒ１を介してダイオードブリッジＤＢの直流出力端子の負極に接続されている。ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子の負極は回路グランドに接地されている。ダイオードＤ１のカソード電極は平滑コンデンサＣ２の正極に接続されており、平滑コンデンサＣ２の負極は接地されている。平滑コンデンサＣ２の両端には、半導体発光素子４とＬＥＤ電流検出抵抗Ｒｓの直列回路が並列接続されている。

ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒｓの非接地側端子は、入力抵抗Ｒｉを介して誤差増幅器ＥＡの−入力端子に接続されている。誤差増幅器ＥＡの−入力端子と出力端子の間には積分コンデンサＣｉが並列接続されている。誤差増幅器ＥＡの−入力端子とＰＷＭ信号入力端子の間には、ダイオードＤ９と入力抵抗Ｒｉ’の直列回路が接続されている。誤差増幅器ＥＡの＋入力端子には基準電圧Ｖｒｅｆ１が印加されている。誤差増幅器ＥＡの出力端子の電圧Ｖｄｉｍは乗算回路５２の他方の入力端子に入力されている。

乗算回路５２の出力電圧はコンパレータＣＰ１の−入力端子に印加されている。コンパレータＣＰ１の＋入力端子には、スイッチング素子Ｑ１の電流を検出する電流検出抵抗Ｒ１の非接地側端子が接続されている。コンパレータＣＰ１の出力端子はフリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒに接続されている。フリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓには、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧が消失したときにセット信号が入力される。フリップフロップＦＦ１のＱ出力は、駆動回路５４を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート電極にゲートドライブ信号として供給されている。

なお、誤差増幅器ＥＡ、乗算回路５２、コンパレータＣＰ１、フリップフロップＦＦ１、駆動回路５４を１チップに集積した安価なＩＣ（図２参照）を用いれば製造コストを低減できる。

以下、図６の回路動作について説明する。フリップフロップＦＦ１はインダクタＬ１の電流が流れ終わると、その２次巻線ｎ２の出力電圧の消失を受けてセットされる。フリップフロップＦＦ１がセットされると、そのＱ出力により駆動回路５４を介してスイッチング素子Ｑ１にゲートドライブ信号が供給されて、スイッチング素子Ｑ１がオンになる。スイッチング素子Ｑ１がオンになると、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子の正極からインダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、電流検出抵抗Ｒ１、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子の負極の経路で入力電流が引き込まれて、インダクタＬ１に流れる電流が直線的に上昇していく。

インダクタＬ１に流れる電流は、電流検出抵抗Ｒ１により検出され、コンパレータＣＰ１の＋入力端子に検出電圧として入力される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には乗算回路５２の出力電圧が基準電圧として入力されており、＋入力端子の検出電圧が−入力端子の基準電圧を越えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１がリセットされる。すると、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなり、駆動回路５４からのゲートドライブ信号がＬｏｗレベルとなるので、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１の両端に逆起電力が発生し、ダイオードブリッジＤＢ１の出力電圧と重畳されて、昇圧された電圧がダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２に充電される。このとき、インダクタＬ１に流れる電流は直線的に減少する電流となり、商用交流電源からの入力電流として引き込まれる。インダクタＬ１に回生電流が流れている間は、その２次巻線ｎ２に起電力が発生する。インダクタＬ１の回生電流が流れ終わると、２次巻線ｎ２の電圧は消失し、このタイミングでフリップフロップＦＦ１が再度セットされる。以下、同じ動作を繰り返す。

この回路では、入力電流の休止期間は生じないから、入力力率は高くなる。また、入力電流のピーク値は乗算回路５２の出力電圧により規制されるから、入力電流の包絡線は商用交流電圧を全波整流した脈流電圧に比例することになり、入力電流の高周波成分をフィルタ回路２ａにより除去することにより、入力電流と入力電圧は略正比例することになり、入力電流の高調波歪みが低減される。

乗算回路５２の他方の入力電圧は誤差増幅器ＥＡの出力電圧としての調光電圧Ｖｄｉｍである。この調光電圧Ｖｄｉｍは、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒｓにより検出される半導体発光素子４の負荷電流の平均値と基準電圧Ｖｒｅｆ１との差分が小さくなるように制御される。つまり、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒｓにより検出される半導体発光素子４の負荷電流の平均値が目標値よりも小さい場合には、調光電圧Ｖｄｉｍが大きくなり、スイッチング素子Ｑ１の流れる電流のピーク値が増大するように制御される。反対に、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒｓにより検出される半導体発光素子４の負荷電流の平均値が目標値よりも大きい場合には、調光電圧Ｖｄｉｍが小さくなり、スイッチング素子Ｑ１の流れる電流のピーク値が減少するように制御される。これにより、電源電圧の変動や温度の変動があっても、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒｓにより検出される半導体発光素子４の負荷電流の平均値は目標値に収束するようにフィードバック制御される。

ただし、図６の回路では、入力抵抗Ｒｉ’とダイオードＤ９の直列回路を介してＰＷＭ信号を積分回路の入力に加算しているので、ＰＷＭ信号の平均値（つまり、オンデューティ）が大きくなると、あたかも負荷電流の平均値が増大したかのような動作となり、実際の負荷電流の平均値が目標値よりも低くても、その動作点でフィードバック制御は安定する。したがって、ＰＷＭ信号のオンデューティが大きくなるにつれて、負荷電流の平均値が小さくなるように調光制御することができる。

なお、ＬＥＤ電流検出抵抗Ｒｓにより検出される負荷電流は、抵抗ＲｉとコンデンサＣｉよりなる積分回路により平滑化されるから、特許文献１に記載されているように、平滑コンデンサＣ２は無くても動作は可能である。図６に示すように、平滑コンデンサＣ２が有る場合には、半導体発光素子４に流れるピーク電流を低減できる利点があり、また、高周波リップルの少ない光出力が得られる利点があるから、多くの場合、平滑コンデンサＣ２を使用することになる。

本実施形態では、図５（ｂ）に示した昇圧チョッパ回路の場合について説明したが、図１または図５（ａ）、（ｃ）、（ｄ）の構成でも本実施形態と同様の制御を適用しても構わない。

（実施形態４）
図７は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０の筐体４２とは別のケースに電源ユニットとしての調光点灯装置１を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール４０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての調光点灯装置１は場所によらず設置可能となる。

器具筐体４２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板４３で覆われている。この光拡散板４３に対向するように、ＬＥＤモジュール４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。器具筐体４２は天井１００に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての調光点灯装置１からリード線４４とコネクタ４５を介して配線されている。

電源ユニットとしての調光点灯装置１の内部には、図３に示すような回路が収納されている。ＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路（ＬＥＤモジュール４０）が上述の半導体発光素子４に対応している。

本実施形態では、電源ユニットとしての調光点灯装置１がＬＥＤモジュール４０とは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、ＬＥＤモジュール４０と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。

また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子４として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。

Ｑ１ スイッチング素子
Ｌ１ インダクタ
Ｄ１ ダイオード
Ｒ１ 電流検出抵抗
４ 半導体発光素子
５ 制御回路

Claims (6)

1. 直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する回生ダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子をオフさせると共に前記インダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
   前記電流検出手段により検出される検出値に前記半導体発光素子の減光量に応じた補正値を重畳させることにより前記半導体発光素子を調光することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
2. 前記補正値を前記スイッチング素子のオン制御信号に同期して重畳させることを特徴とする請求項１記載の半導体発光素子の点灯装置。
3. 直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する回生ダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子をオフさせると共に前記インダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
   前記電流検出手段により検出される検出値から前記半導体発光素子の増光量に応じた補正値を差し引くことにより前記半導体発光素子を調光することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
4. 直流電源に直列接続されて高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子と；前記スイッチング素子と直列に接続されて前記スイッチング素子のオン時に前記直流電源から電流が流れるインダクタンス要素と；前記スイッチング素子のオン時に前記インダクタンス要素に蓄積されたエネルギーを前記スイッチング素子のオフ時に半導体発光素子に放出する回生ダイオードと；前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段と；前記電流検出手段により検出された電流値が所定値に達すると、前記スイッチング素子をオフさせると共に前記インダクタンス要素のエネルギー放出が完了したときに前記スイッチング素子をオンさせる制御手段とを備える半導体発光素子の点灯装置において、
   前記スイッチング素子のスイッチング周波数に比べて十分に低い周波数の矩形波電圧信号をＣＲ積分回路により平滑化した直流電圧を前記所定値とし、前記矩形波電圧信号のデューティに応じて前記半導体発光素子を調光することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
5. 前記制御手段は一方の入力端子に基準電圧を印加された誤差増幅器を内蔵する制御用集積回路を備え、前記誤差増幅器の他方の入力端子と出力端子の間に積分コンデンサを接続し、前記誤差増幅器の他方の入力端子に積分抵抗を介して前記矩形波電圧信号を入力したことを特徴とする請求項４記載の半導体発光素子の点灯装置。
6. 請求項１〜５のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具。

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