JP5870278B2 - 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子を点灯させる半導体発光素子の点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。

従来、特許文献１（特開２００８−９１４３６号公報）には、非常に微弱な光出力から定格電流の光出力まで制御可能な半導体発光素子を用いた光源装置において、半導体発光素子と並列接続され、前記半導体発光素子に流れる駆動電流を分流する分流手段を備える回路構成とすることが提案されている。また、その分流手段の具体例として、抵抗、定電流ダイオードまたはサーミスタを用いることが提案されている。

特許文献２（特開２００９−２３２６２３号公報）によれば、非常に微弱な光出力から定格電流の光出力まで制御可能な半導体発光素子のためのスイッチング電源装置において、定格電流付近ではスイッチング電源の出力電流を電流目標値と一致するように定電流制御し、非常に微弱な光出力ではスイッチング電源の出力電圧を電圧目標値と一致するように定電圧制御することが提案されている。

特開２００８−９１４３６号公報 特開２００９−２３２６２３号公報

特許文献１の技術は、非常に微弱な光出力から定格電流の光出力まで制御することを狙いとしているが、固体撮像素子の検査用光源としての用途が想定されており、微小電流を高精度にＬＥＤに送るためのドライブ回路はＤ／Ａ変換器とアナログドライバーで構成されていた。このため、ドライブ回路が高価で非効率なものとなり、家庭用やオフィス用の照明器具には適さなかった。また、分流手段に起因する電力ロスが軽視されていた。

特許文献２の技術では、スイッチング電源装置を用いているので、特許文献１の技術に比べると、電力ロスは低減されているが、定格電流付近で用いる定電流制御のためのフィードバック制御系と、非常に微弱な光出力で用いる定電圧制御のためのフィードバック制御系を共に必要とし、回路構成が複雑で高価なものとなる欠点があった。

本発明は、発光ダイオードのような半導体発光素子を定格電流付近から非常に微弱な光出力まで安定に調光点灯させる半導体発光素子の点灯装置を安価に実現することを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源と直列的に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、前記スイッチング素子Ｑ１を高周波でオンオフ制御する制御回路（高周波発振回路１＋パルス幅設定回路２）と、前記スイッチング素子Ｑ１を介して前記直流電源から断続的に電流を通電される誘導性素子（インダクタＬ１）と、前記誘導性素子から流れる電流を通電する整流素子（ダイオードＤ１）と、前記整流素子を介して前記誘導性素子から流れる電流により充電される平滑コンデンサＣ１と、前記平滑コンデンサＣ１に並列接続されるインピーダンス要素（抵抗Ｒ１、Ｒ２）とを備え、前記インピーダンス要素（抵抗Ｒ１、Ｒ２）の両端電圧により半導体発光素子９を駆動する点灯装置であって、前記制御回路に制御用電源電圧を供給する制御用電源回路３を備え、前記制御回路は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを可変とする手段を備え、前記スイッチング素子Ｑ１のオン時およびオフ時の双方において、前記平滑コンデンサＣ１の両端電圧により、前記インピーダンス要素には、継続的にアイドリング電流が流れており、前記インピーダンス要素の値は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが最大のとき、前記半導体発光素子９に流れる電流が前記インピーダンス要素に流れる電流よりも大きく、前記スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが最小のとき、前記インピーダンス要素に流れる電流が前記半導体発光素子９に流れる電流よりも大きくなるように設定され、前記インピーダンス要素は前記制御用電源回路３の全部または一部であり、前記制御用電源回路３には、前記アイドリング電流が入力されることを特徴とするものである（図６、図７）。

請求項２の発明は、請求項１に記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記インピーダンス要素は可変インピーダンス要素であり、前記スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが最小のときのインピーダンス値は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが最大のときのインピーダンス値よりも小さいことを特徴とする（図４、図５、図６）。

請求項３の発明は、請求項１または２のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記スイッチング素子Ｑ１のオンデューティを可変とする手段は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数を固定として、オン期間を可変とする手段、または、前記スイッチング素子Ｑ１のオン期間を固定として、オンオフ周波数を可変とする手段、または、前記スイッチング素子Ｑ１のオン期間とオンオフ周波数を共に可変とする手段のいずれかであることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記直流電源は昇圧比が可変とされたチョッパ回路４であり、前記スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが最小のときの昇圧比は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが最大のときの昇圧比よりも小さいことを特徴とする（図６）。

請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具である（図９）。

本発明によれば、スイッチング電源回路により半導体発光素子を点灯させる点灯装置において、スイッチング素子のオンデューティの制御範囲に限界があっても、半導体発光素子に流れる電流を広い範囲で安定に制御することができ、定格電流付近から非常に微弱な光出力まで安定に調光点灯させることができる。

本発明の実施形態１の概略構成を示すブロック回路図である。 本発明の実施形態１の詳細な構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１の動作説明図である。 本発明の実施形態２の動作説明図である。 本発明の実施形態２の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態３の概略構成を示すブロック回路図である。 本発明の実施形態３の要部構成を示す回路図である。 本発明を適用できる各種のスイッチング電源回路の回路図である。 本発明の実施形態５の照明器具の概略構成を示す断面図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の構成を示している。図２は図１の構成の詳細を示している。高周波発振回路１とパルス幅設定回路２は、汎用のタイマー用集積回路ＩＣ１、ＩＣ２とその周辺回路により構成されている。高周波発振回路１はスイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数を設定しており、パルス幅設定回路２はスイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅を設定している。

《ＩＣ１、ＩＣ２について》
タイマー用集積回路ＩＣ１、ＩＣ２は、周知のタイマーＩＣ（いわゆる５５５）であり、例えば、ルネサスエレクトロニクス社（旧ＮＥＣエレクトロニクス所管）のμＰＤ５５５５またはそのデュアル版（μＰＤ５５５６）もしくはそれらの互換品を用いれば良い。１番ピンはグランド端子、８番ピンは電源端子である。電源端子とグランド端子間に接続されるコンデンサＣ１１、Ｃ２１は電源バイパス用の小容量のコンデンサであり、電源電圧Ｖｃｃのノイズを除去している。

２番ピンはトリガー端子であり、この端子が５番ピンの電圧の半分（通常は電源電圧Ｖｃｃの１／３）よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、３番ピン（出力端子）がＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。
４番ピンはリセット端子であり、この端子がＬｏｗレベルになると、動作停止状態となり、３番ピン（出力端子）はＬｏｗレベルに固定される。

５番ピンは制御端子であり、内蔵の分圧抵抗により通常は電源電圧Ｖｃｃの２／３となる基準電圧が印加されている。５番ピンと１番ピンの間に接続されるコンデンサＣ１２、Ｃ２２は、５番ピンの基準電圧のノイズを除去するバイパス用の小容量のコンデンサである。
６番ピンはスレショルド端子であり、この端子が５番ピンの電圧（通常は電源電圧Ｖｃｃの２／３）よりも高くなると、内部のフリップフロップが反転して、３番ピン（出力端子）がＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は１番ピンと短絡された状態となる。

《高周波発振回路１について》
図１の高周波発振回路１を構成する第１のタイマー用集積回路ＩＣ１は、時定数設定用の抵抗Ｒ６、Ｒ９とコンデンサＣ６を外付けされて、無安定マルチバイブレータとして動作する。コンデンサＣ６の電圧は、２番ピン（トリガー端子）と６番ピン（スレショルド端子）に入力されて、内部の基準電圧（電源電圧Ｖｃｃの１／３、２／３）と比較されている。

電源投入初期には、コンデンサＣ６の電圧は２番ピン（トリガー端子）で比較される基準電圧（電源電圧Ｖｃｃの１／３）よりも低いので、３番ピン（出力端子）がＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。これにより、コンデンサＣ６は電源電圧Ｖｃｃから抵抗Ｒ９、Ｒ６を介して充電される。

コンデンサＣ６の電圧が６番ピン（スレショルド端子）で比較される基準電圧（電源電圧Ｖｃｃの２／３）よりも高くなると、３番ピン（出力端子）はＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は１番ピンと短絡された状態となる。これにより、コンデンサＣ６は抵抗Ｒ６を介して放電される。

コンデンサＣ６の電圧が２番ピン（トリガー端子）で比較される基準電圧（電源電圧Ｖｃｃの１／３）よりも低くなると、３番ピン（出力端子）がＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。これにより、コンデンサＣ６は電源電圧Ｖｃｃから抵抗Ｒ９、Ｒ６を介して再び充電される。以下、同じ動作を繰り返す。

抵抗Ｒ９、Ｒ６とコンデンサＣ６の時定数は、３番ピン（出力端子）の発振周波数が数十ｋＨｚの高周波となるように設定される。また、抵抗Ｒ６、Ｒ９の抵抗値はＲ６≪Ｒ９となるように設定される。このため、抵抗Ｒ６、Ｒ９を介してコンデンサＣ６を充電している期間（３番ピンの出力端子がＨｉｇｈレベルである期間）に比べて、抵抗Ｒ６を介してコンデンサＣ６を放電する期間（３番ピンの出力端子がＬｏｗレベルである期間）は極端に短くなる。これにより、高周波発振回路１を構成する第１のタイマー用集積回路ＩＣ１の３番ピン（出力端子）からは、パルス幅の短いＬｏｗレベルのパルスが数十ｋＨｚの高周波で繰り返し出力されることになる。このパルス幅の短い立下りパルスを用いて、第２のタイマー用集積回路ＩＣ２の２番ピンを１周期毎に１回だけトリガーする。

《パルス幅設定回路２について》
図２のパルス幅設定回路２を構成する第２のタイマー用集積回路ＩＣ２は、時定数設定用の抵抗Ｒ７、可変抵抗ＶＲ２とコンデンサＣ７を外付けされて、単安定マルチバイブレータとして動作する。時定数設定用の抵抗Ｒ７、可変抵抗ＶＲ２の直列回路には、フォトカプラＰＣ２の受光素子が並列接続されており、これにより単安定マルチバイブレータのパルス幅をフォトカプラＰＣ２の光信号強度に応じて可変制御している。第２のタイマー用集積回路ＩＣ２の２番ピン（トリガー端子）に、パルス幅の短いＬｏｗレベルのパルスが入力されると、その立下りエッジにおいて、第２のタイマー用集積回路ＩＣ２の３番ピン（出力端子）はＨｉｇｈレベルとなり、７番ピン（放電端子）は開放状態となる。このため、コンデンサＣ６は、時定数設定用の抵抗Ｒ７、可変抵抗ＶＲ２の直列回路とフォトカプラＰＣ２の受光素子を介して充電される。その充電電圧が６番ピン（スレショルド端子）で比較される基準電圧（電源電圧Ｖｃｃの２／３）よりも高くなると、３番ピン（出力端子）はＬｏｗレベルとなり、７番ピン（放電端子）は１番ピンと短絡された状態となる。これにより、コンデンサＣ７は瞬時に放電される。

したがって、第２のタイマー用集積回路ＩＣ２の３番ピンから出力されるＨｉｇｈレベルのパルス信号のパルス幅は、コンデンサＣ７をグランド電位から基準電圧（電源電圧Ｖｃｃの２／３）まで充電するのに要する時間で決まる。その時間の最大値は、高周波発振回路１を構成する第１のタイマー用集積回路ＩＣ１の発振周期よりも短くなるように設定される。また、その時間の最小値は、第１のタイマー用集積回路ＩＣ１の３番ピンから出力されるＬｏｗレベルのトリガーパルスのパルス幅よりも長くなるように設定される。

第２のタイマー用集積回路ＩＣ２の３番ピンから出力されるＨｉｇｈレベルのパルス信号は、スイッチング素子Ｑ１のオン駆動信号となる。ＩＣ２の３番ピンがＨｉｇｈレベルのとき、抵抗Ｒ２１を介して抵抗Ｒ２２に電流が流れて、抵抗Ｒ２２の両端電圧がスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間スレショルド電圧以上となり、スイッチング素子Ｑ１はオン状態となる。ＩＣ２の３番ピンがＬｏｗレベルのとき、ダイオードＤ５、抵抗Ｒ２０を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間の電荷が引き抜かれることにより、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態となる。

《調光回路について》
次に、フォトカプラＰＣ２の受光素子に光信号を与える調光回路の構成について説明する。調光回路は、図１の直流変換回路５、絶縁回路６、無極性化回路７を含んで構成されている。

調光回路に入力される調光信号は、周波数が１ｋＨｚで振幅が１０Ｖのパルス幅可変の矩形波電圧信号よりなるＰＷＭ信号であり、蛍光灯のインバータ点灯装置の調光信号として広く用いられている。この調光信号を伝送する調光信号線は、電源線とは別に各照明器具に配線されている。

図１の無極性化回路７は、図２の全波整流器ＤＢ２により実現されており、調光信号線の配線を逆極性に接続しても正常に動作するように、全波整流器ＤＢ２の交流入力端子を調光信号線に接続している。全波整流器ＤＢ２の直流出力端子間には、抵抗Ｒ３１を介してツェナーダイオードＺＤ２が接続されており、ツェナーダイオードＺＤ２の両端には抵抗Ｒ３２を介してフォトカプラＰＣ１の発光素子が接続されている。

図２のフォトカプラＰＣ１は、図１の絶縁回路６として機能している。調光信号線と電源線には、複数の照明器具が並列に接続されることが一般的である。その場合、各照明器具の回路グランドが同一電位であるとは限らないから、調光信号線と各照明器具の回路グランドは絶縁しておく必要がある。フォトカプラＰＣ１の発光素子は調光信号線に接続されており、受光素子は抵抗Ｒ３３と直列に接続されて、照明器具の回路グランドと電源電圧Ｖｃｃの間に接続されている。

調光信号線のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのとき、フォトカプラＰＣ１の発光素子は光信号を発生し、フォトカプラＰＣ１の受光素子の抵抗値は低下するから、抵抗Ｒ３３とフォトカプラＰＣ１の受光素子の接続点の電圧は低下する。反対に、調光信号線のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのとき、フォトカプラＰＣ１の発光素子は光信号を発生せず、フォトカプラＰＣ１の受光素子の抵抗値は高くなるから、抵抗Ｒ３３とフォトカプラＰＣ１の受光素子の接続点の電圧は上昇する。この電圧変化は、調光信号の周波数（１ｋＨｚ）で繰り返されるが、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５よりなる時定数回路により平滑することにより、直流電圧に変換される。

図２のオペアンプＡ１、Ａ２を内蔵した集積回路ＩＣ５と、抵抗Ｒ５、コンデンサＣ５よりなる回路は、図１の直流変換回路５を構成している。集積回路ＩＣ５としては、例えば、ルネサスエレクトロニクス社（旧ＮＥＣエレクトロニクス所管）のμＰＣ３５８もしくはその互換品を用いれば良い。オペアンプＡ１は、バッファアンプとして使用しており、抵抗Ｒ３３とフォトカプラＰＣ１の受光素子の接続点の電圧を低インピーダンス化して抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５の直列回路に印加している。

調光信号のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルである期間が長いと、抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ５が充電される期間が長くなるので、コンデンサＣ５の電圧は増加する。反対に、調光信号のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルである期間が長いと、抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ５が放電される期間が長くなるので、コンデンサＣ５の電圧は減少する。このコンデンサＣ５の電圧を、オペアンプＡ２よりなるバッファアンプにより低インピーダンス化して出力し、フォトカプラＰＣ２の発光素子を駆動している。

コンデンサＣ５の電圧が低いときは、オペアンプＡ２の出力電圧も低くなるから、電源電圧Ｖｃｃから抵抗Ｒ３を介してフォトカプラＰＣ２の発光素子に流れる電流が増加し、フォトカプラＰＣ２の受光素子の抵抗値は低下する。つまり、調光信号のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルである期間が長くなると、パルス幅設定回路２により設定されるスイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅が短くなり、半導体発光素子９の光出力は減少する方向となる。

逆に、コンデンサＣ５の電圧が高いときは、オペアンプＡ２の出力電圧が高くなるから、電源電圧Ｖｃｃから抵抗Ｒ３を介してフォトカプラＰＣ２の発光素子に流れる電流が減少し、フォトカプラＰＣ２の受光素子の抵抗値は増加する。つまり、調光信号のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルである期間が長くなると、パルス幅設定回路２により設定されるスイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅が長くなり、半導体発光素子９の光出力は増加する方向となる。したがって、調光信号線が断線したような場合には、半導体発光素子９の光出力は最大となる。

《降圧チョッパ回路８について》
次に、直流電源となる平滑コンデンサＣ２の直流電圧を降圧して平滑コンデンサＣ１に充電する降圧チョッパ回路８の構成について説明する。平滑コンデンサＣ２の正極には、平滑コンデンサＣ１の正極が接続されている。平滑コンデンサＣ１の負極はインダクタＬ１を介してＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のドレイン電極とダイオードＤ１のアノード電極に接続されている。ダイオードＤ１のカソード電極は、平滑コンデンサＣ１の正極に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース電極は平滑コンデンサＣ２の負極に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１がオンすると、直流電源となる平滑コンデンサＣ２から、平滑コンデンサＣ１、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１を介して電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーがダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ１に放出される。平滑コンデンサＣ１の両端には、抵抗Ｒ１、Ｒ２が並列に接続されている。抵抗Ｒ１、Ｒ２の両端電圧は出力コネクタＣＮ２を介して半導体発光素子９に供給される。半導体発光素子９は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。

図２の試作機では、抵抗Ｒ１、Ｒ２として、いずれも２７ｋΩ３Ｗの抵抗を用いた。したがって、抵抗Ｒ１、Ｒ２を並列接続したインピーダンス要素の値は１３．５ｋΩとなる。平滑コンデンサＣ１は１５０μＦの電解コンデンサを用いた。半導体発光素子９は３２個のＬＥＤを直列接続し、全点灯時の電流は３００ｍＡ、電圧は９８Ｖであった。半導体発光素子９に流れる電流は、図３に示すように、５０μＡ〜３００ｍＡの範囲で制御できた。半導体発光素子９の電圧は、８０Ｖ〜９８Ｖの範囲で変化した。抵抗Ｒ１、Ｒ２には６〜７ｍＡ程度の電流が常に流れていた。

スイッチング素子Ｑ１のオンパルス幅を設定するパルス幅設定回路２は、最大のパルス幅と最小のパルス幅の比率に制御限界があるから、５０μＡ〜３００ｍＡという４桁ものダイナミックレンジの出力を直接実現することは出来ないが、抵抗Ｒ１、Ｒ２に６〜７ｍＡ程度のアイドリング電流を常に流すことにより、（６ｍＡ＋５０μＡ）〜（７ｍＡ＋３００ｍＡ）という２桁のダイナミックレンジの出力を実現することは可能である。つまり、抵抗Ｒ１、Ｒ２は、出力コネクタＣＮ２を介して負荷側に流れ出る電流のダイナミックレンジを拡大させる役割を担っている。

また、抵抗Ｒ１、Ｒ２は出力コネクタＣＮ２を介して半導体発光素子９から電源装置を見たときの電源インピーダンスを低下させる役割を担っているとも言える。負荷インピーダンスが極端に高いときに、電源インピーダンスも高いままであると、負荷電圧が安定しなくなり、結果的に、光出力の変動を抑制できなくなる。これに対して、図２の回路では、抵抗Ｒ１、Ｒ２の並列回路が６〜７ｍＡ程度のアイドリング電流を安定して流していることにより、抵抗Ｒ１、Ｒ２の両端には常に安定した電圧が生成されていることになり、たとえ半導体発光素子９のインピーダンスが極端に高い状態であっても、半導体発光素子９の両端電圧が不安定になることを防止できる。これにより、非常に微弱な光出力から定格電流の光出力まで安定して制御することが可能となる。

本実施形態では、調光点灯時に降圧チョッパ回路８の発振動作を低周波で間欠的に停止させる必要が無いので、特に調光度合が深いときに、光出力がちらつくことが無い利点がある。また、特許文献１のように電圧フィードバック制御や電流フィードバック制御を必要としないので、構成が簡単で安価に実現できる利点がある。本発明者らの実験によれば、最小１０μＡの電流まで電圧フィードバック制御なしでも安定に調光点灯できることを確認した。

《フィルタ回路１０について》
入力コネクタＣＮ１には商用交流電源（ＡＣ１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）が接続される。入力コネクタＣＮ１は、電流ヒューズＦＵＳＥを介してラインフィルタＬｆの入力端子に接続されている。ラインフィルタＬｆの入力端子には、サージ電圧保護素子ＺＮＲとフィルタコンデンサＣｆが並列接続されている。ラインフィルタＬｆの出力端子は全波整流器ＤＢの交流入力端子に接続されている。

《整流回路１１について》
全波整流器ＤＢ１の直流出力端子間には、コンデンサＣ９が並列接続されている。このコンデンサＣ９は高周波バイパス用であり、平滑作用は有していない。全波整流器ＤＢ１の直流出力端子の負極は回路基板上のグランドであり、コンデンサＣａ，Ｃｂの直列回路を介してシャーシ電位ＦＧに高周波的に接地されている。

《昇圧チョッパ回路４について》
全波整流器ＤＢ１の直流出力端子の正極は、インダクタＬ２を介してＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ２のドレイン電極と、ダイオードＤ２のアノード電極に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のソース電極は、電流検出抵抗Ｒ４を介して全波整流器ＤＢ１の直流出力端子の負極に接続されている。ダイオードＤ２のカソード電極は、平滑コンデンサＣ２の正極に接続されている。平滑コンデンサＣ２の負極は、全波整流器ＤＢ１の直流出力端子の負極に接続されている。

インダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ２、平滑コンデンサＣ２は昇圧チョッパ回路４の主回路を構成している。昇圧チョッパ回路４の動作は周知であり、スイッチング素子Ｑ２が高周波でオンオフすることにより、全波整流器ＤＢ１から出力される脈流電圧を昇圧して平滑コンデンサＣ２に平滑化された直流電圧（例：ＤＣ４１０Ｖ）を生成する。

平滑コンデンサＣ２はアルミ電解コンデンサ等よりなる大容量のコンデンサであり、高周波バイパス用の小容量のコンデンサＣ２０が並列接続されている。コンデンサＣ２０はフィルムコンデンサなどで構成されており、平滑コンデンサＣ２に流れる高周波成分をバイパスする。

《ＰＦＣ制御回路ＩＣ４について》
ＰＦＣ制御回路ＩＣ４は、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２Ａである。このＩＣは、４番ピンで検出されるスイッチング素子Ｑ２の電流が所定のピーク値に達すると、スイッチング素子Ｑ２をオフ状態とし、５番ピンで検出されるインダクタＬ２のエネルギー放出が無くなると、スイッチング素子Ｑ２を再度オンさせるように動作する。また、３番ピンで検出される脈流電圧が高いときは、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなるように、反対に、脈流電圧が低いときは、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が短くなるように、スイッチング素子Ｑ２のピーク電流の目標値を制御する。さらに、１番ピンで検出される平滑コンデンサＣ２の出力電圧が目標値よりも高いときは、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が短くなるように、反対に、平滑コンデンサＣ２の出力電圧が目標値よりも低いときは、スイッチング素子Ｑ２のオン時間が長くなるように、スイッチング素子Ｑ２のピーク電流の目標値を制御する。

１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器の反転入力端子、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器の出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は内蔵の乗算回路の入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（Ｖｃｃ）は電源端子である。

昇圧チョッパ回路４の入力電圧であるコンデンサＣ９の両端電圧は、交流電源電圧を全波整流した脈流電圧となる。この脈流電圧は、抵抗Ｒ９１〜Ｒ９３と抵抗Ｒ９４により分圧されて、ＰＦＣ制御回路ＩＣ４の３番ピンに入力される。３番ピンに接続されたＩＣ内部の乗算回路（図示せず）は、全波整流器ＤＢ１を介して商用交流電源から引き込まれる入力電流のピーク値を脈流電圧波形と相似形とする制御に用いられる。

平滑コンデンサＣ２の直流電圧は抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４の直列回路と、抵抗Ｒ１５及び可変抵抗ＶＲ１の直列回路により分圧されて、ＰＦＣ制御回路ＩＣ４の１番ピンに入力されている。１番ピンと２番ピンの間に接続されたコンデンサＣ４２、Ｃ４３と抵抗Ｒ４３はＩＣ内部の誤差増幅器の帰還インピーダンスである。

電流検出抵抗Ｒ４の両端電圧は、抵抗Ｒ４４とコンデンサＣ４４よりなるノイズフィルタ回路を介してＰＦＣ制御回路ＩＣ４の４番ピンに入力されている。インダクタＬ２の２次巻線ｎ２の一端はＰＦＣ制御回路ＩＣ４の６番ピンに接続されて回路グランドに接続されており、他端は抵抗Ｒ４５を介してＰＦＣ制御回路ＩＣ４の５番ピンに入力されている。

ＰＦＣ制御回路ＩＣ４の７番ピンはゲートドライブ端子である。７番ピンがＨｉｇｈレベルになると、抵抗Ｒ４１を介して抵抗Ｒ４２に電流が流れて、抵抗Ｒ４２の両端電圧が上昇し、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間スレショルド電圧以上となることにより、スイッチング素子Ｑ２がオンとなる。７番ピンがＬｏｗレベルになると、ダイオードＤ６、抵抗Ｒ４０を介してスイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間の蓄積電荷が放電されることにより、スイッチング素子Ｑ２がオフとなる。

《制御用電源回路３について》
平滑コンデンサＣ２には、ＩＰＤ素子ＩＣ３とその周辺回路よりなる制御用電源回路３が接続されている。ＩＰＤ素子ＩＣ３は、いわゆるインテリジェント・パワー・デバイスであり、例えば、パナソニック製のＭＩＰ２Ｅ２Ｄよりなる。この素子は、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓとコントロール端子Ｃを有する３ピンのＩＣであり、内部にパワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子と、そのオンオフ動作を制御するための制御回路を内蔵している。

ＩＰＤ素子ＩＣ３のドレイン端子Ｄとソース端子Ｓの間に内蔵されたスイッチング素子と、インダクタＬ３と、平滑コンデンサＣ３とダイオードＤ３により降圧チョッパ回路が構成されている。また、ツェナーダイオードＺＤ１とダイオードＤ４、平滑コンデンサＣ４、コンデンサＣ４０によりＩＰＤ素子ＩＣ３の電源回路が構成されている。平滑コンデンサＣ３は他の集積回路ＩＣ１、ＩＣ２、ＩＣ４、ＩＣ５に制御用電源電圧Ｖｃｃを供給している。したがって、ＩＰＤ素子ＩＣ３が動作を開始するまでは、他の集積回路ＩＣ１、ＩＣ２、ＩＣ４、ＩＣ５は動作しない。

電源投入初期において、平滑コンデンサＣ２がダイオードＤ２、インダクタＬ２を介して全波整流器ＤＢ１の出力電圧により充電されると、ＩＰＤ素子ＩＣ３のドレイン端子Ｄ→コントロール端子Ｃ→平滑コンデンサＣ４→インダクタＬ３→平滑コンデンサＣ３の経路で電流が流れて、平滑コンデンサＣ４が図示された極性に充電される。この平滑コンデンサＣ４の電圧がＩＰＤ素子ＩＣ３の内部の制御回路の動作電源となって、ＩＰＤ素子ＩＣ３が動作を開始し、ドレイン端子Ｄとソース端子Ｓの間のスイッチング素子がオンオフを開始する。

ＩＰＤ素子ＩＣ３のドレイン端子Ｄとソース端子Ｓの間のスイッチング素子がオンのとき、平滑コンデンサＣ２→ＩＰＤ素子ＩＣ３のドレイン端子Ｄ→ソース端子Ｓ→インダクタＬ３→平滑コンデンサＣ３の経路で電流が流れて、平滑コンデンサＣ３が充電される。前記スイッチング素子がオフすると、インダクタＬ３の蓄積エネルギーがダイオードＤ３を介して平滑コンデンサＣ３に放出される。これにより、ＩＰＤ素子ＩＣ３とインダクタＬ３、ダイオードＤ３、平滑コンデンサＣ３よりなる回路は降圧チョッパ回路として動作し、平滑コンデンサＣ２の電圧を降圧した制御用電源電圧Ｖｃｃが平滑コンデンサＣ３に得られる。

また、ＩＰＤ素子ＩＣ３のドレイン端子Ｄとソース端子Ｓの間のスイッチング素子がオフのとき、ダイオードＤ３を介して回生電流が流れるが、このとき、インダクタＬ３の両端電圧は、平滑コンデンサＣ３の電圧Ｖｃ３とダイオードＤ３の順電圧Ｖｄ３の和の電圧（Ｖｃ３＋Ｖｄ３）にクランプされる。この電圧から、ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧Ｖｚ１とダイオードＤ４の順電圧Ｖｄ４の和の電圧（Ｖｚ１＋Ｖｄ４）を差し引いた電圧がコンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４となる。ＩＰＤ素子ＩＣ３に内蔵された制御回路は、ソース端子Ｓとコントロール端子Ｃの間に接続されたコンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４が一定となるように、ＩＰＤ素子ＩＣ３のドレイン端子Ｄとソース端子Ｓの間のスイッチング素子をオンオフ制御する。これにより、結果的に、平滑コンデンサＣ３の電圧は一定となるように制御され、同時に、ＩＰＤ素子ＩＣ３に動作電源を与えることができる。

平滑コンデンサＣ３に制御用電源電圧Ｖｃｃが得られると、ＰＦＣ制御回路ＩＣ４が動作を開始して、昇圧チョッパ回路４が動作すると共に、タイマー用集積回路ＩＣ１、ＩＣ２が動作を開始することにより、スイッチング素子Ｑ１が高周波でオンオフされる。また、バッファ用オペアンプＩＣ５が動作を開始することにより、調光動作が可能となる。

《電源断検出回路１２について》
全波整流器ＤＢ１の交流入力端子には、ダイオードＤ８、Ｄ９のアノード端子が接続されている。ダイオードＤ８、Ｄ９のカソード端子は、抵抗Ｒ８１、Ｒ８２の並列回路を介してトランジスタＱ３のベース電極に接続されている。トランジスタＱ３のベース電極とエミッタ電極の間には、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ８の並列回路よりなる時定数回路が接続されている。トランジスタＱ３のエミッタ電極は全波整流器ＤＢ１の直流出力端子の負極に接続されている。

商用交流電源が通電されているときは、ダイオードＤ８またはＤ９、抵抗Ｒ８１、Ｒ８２を介してコンデンサＣ８が充電されることにより、トランジスタＱ３はオン状態となっている。このため、抵抗Ｒ８３を介するトランジスタＱ４のバイアス電流はトランジスタＱ３にバイパスされており、トランジスタＱ４はオフ状態に維持される。一方、商用交流電源が遮断されると、コンデンサＣ８の充電経路が無くなるので、コンデンサＣ８の充電電荷は抵抗Ｒ８を介して放電される。コンデンサＣ８と抵抗Ｒ８の時定数を適切に設定しておくことにより、商用交流電源が複数サイクルにわたって遮断された場合に、トランジスタＱ３がオフ状態となる。トランジスタＱ３がオフ状態となると、平滑コンデンサＣ２の電荷が残っている間は、平滑コンデンサＣ３にも安定した制御用電源電圧Ｖｃｃが維持されるので、抵抗Ｒ８３を介して抵抗Ｒ８４に電流が流れて、トランジスタＱ４が順バイアスされ、オン状態となる。

抵抗Ｒ８５、Ｒ８６の直列回路は、トランジスタＱ４がオフ状態のときに、電源電圧Ｖｃｃを分圧して、第２のタイマー用集積回路ＩＣ２の４番ピンにイネーブル信号を供給している。抵抗Ｒ８６に並列接続されたコンデンサＣ８１はノイズ除去用の小容量のコンデンサである。

トランジスタＱ４がオンされると、前記イネーブル信号がトランジスタＱ４にバイパスされるので、第２のタイマー用集積回路ＩＣ２の４番ピン（リセット端子）はＬｏｗレベルとなり、ＩＣ２の動作が停止するので、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に固定される。これにより図１の電源断検出回路１２が構成されている。

（実施形態２）
図４は本発明の実施形態２の動作説明図である。本実施形態では、調光度合が深くなるにつれて、半導体発光素子と並列に接続されたインピーダンス要素に流れる電流が増加するように動作する。

本実施形態の動作を実現するための具体的な回路構成の一例を図５に示す。図１または図２の抵抗Ｒ１、Ｒ２の並列回路の代わりに、抵抗Ｒ５１、Ｒ５２とフォトカプラＰＣ３の受光素子とトランジスタＱ５からなる可変インピーダンス回路が接続されている。他の構成は実施形態１と同じで良い。フォトカプラＰＣ３の発光素子（図示せず）は、図２のフォトカプラＰＣ２の発光素子と直列に接続しても良いし、兼用しても良い。

調光度合が深くなって、発光ダイオード（ＬＥＤ）側に流れる電流が減少すると、フォトカプラＰＣ３の受光素子の抵抗値が低下するので、抵抗Ｒ５２を介してトランジスタＱ５に流れるベース電流が増加し、トランジスタＱ５の抵抗値が下がるから、抵抗Ｒ５１を介して流れるアイドリング電流は増加する。これにより、調光度合が深いときの動作が安定する。

反対に、調光度合が浅くなって、発光ダイオード（ＬＥＤ）側に流れる電流が増加すると、フォトカプラＰＣ３の受光素子の抵抗値が増加するので、抵抗Ｒ５２を介してトランジスタＱ５に流れるベース電流が減少し、トランジスタＱ５の抵抗値が高くなるから、抵抗Ｒ５１を介して流れるアイドリング電流は減少する。これにより、調光度合が浅いときの電力ロスを低減できる。

（実施形態３）
図６は本発明の実施形態３の構成を示す。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置され、半導体発光素子９が低電位側に配置されている。半導体発光素子９には、制御用電源回路３が並列接続されている。制御用電源回路３は、高周波発振回路１やパルス幅設定回路２、昇圧チョッパ回路４の制御回路、直流変換回路５などに動作電源を供給している。

直流変換回路５の出力には、高周波発振回路１の発振周波数を設定する周波数設定回路５１、昇圧チョッパ回路４の昇圧比を設定する昇圧比設定回路５２、可変インピーダンス素子ＶＲのインピーダンス値を設定するインピーダンス設定回路５３が接続されている。

周波数設定回路５１は、調光度合が深いときに、高周波発振回路１の発振周波数が低くなるように制御する。例えば、図２のタイマー用集積回路ＩＣ１の５番ピン（制御端子）の電圧を上昇させたり、コンデンサＣ６を充電するための抵抗Ｒ９の抵抗値を増加させるように制御すれば良い。

高周波発振回路１の発振周波数は、パルス幅設定回路２のパルス幅と同時に変化させても良いし、パルス幅設定回路２のパルス幅が下限に達した後、高周波発振回路１の発振周波数を低下させるように制御しても良い。

昇圧比設定回路５２は、調光度合が深いときに、昇圧チョッパ回路４の昇圧比が低くなるように制御する。例えば、図２の抵抗Ｒ１１〜Ｒ１５と可変抵抗ＶＲ１よりなる分圧回路の分圧比を上昇させるように制御すれば良い。

昇圧比設定回路５２の昇圧比は、パルス幅設定回路２のパルス幅と同時に変化させても良いし、パルス幅設定回路２のパルス幅が下限に達した後、昇圧比設定回路５２の昇圧比を低下させるように制御しても良い。

インピーダンス設定回路５３は、調光度合が深いときに、可変インピーダンス素子ＶＲのインピーダンス値が低くなるように制御する。可変インピーダンス素子ＶＲのインピーダンス値は、パルス幅設定回路２のパルス幅と同時に変化させても良いし、パルス幅設定回路２のパルス幅が下限に達した後、インピーダンス値を低下させるように制御しても良いし、パルス幅設定回路２のパルス幅が下限に達する前に、インピーダンス値を先行して低下させるように制御しても良い。

スイッチング素子Ｑ１の駆動回路２１は、パルス幅設定回路２の出力信号によりスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する。駆動回路２１の一例を図７に示す。

駆動回路２１は、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ駆動するための反転出力回路ＩＣ６と、反転出力回路ＩＣ６に動作電源を供給するハイサイド電源回路よりなる。ハイサイド電源回路は、低電位側に配置された制御用電源回路３のインダクタＬ３の２次巻線Ｌ３ａの出力により、ダイオードＤ６１と抵抗Ｒ６１を介して平滑コンデンサＣ６１を充電し、その充電電圧ＨＶｃｃをツェナーダイオードＺＤ６により定電圧化している。平滑コンデンサＣ６１の電圧は、反転出力回路ＩＣ６に電源電圧として供給されると共に、フォトカプラＰＣ４の受光素子と抵抗Ｒ６２の直列回路に印加されている。フォトカプラＰＣ４の発光素子は、抵抗Ｒ６３を介して、低電位側のタイマー用集積回路ＩＣ２の３番ピン（出力端子）に出力されている。

パルス幅設定回路２としてのタイマー用集積回路ＩＣ２の３番ピンがＨｉｇｈレベルになると、抵抗Ｒ６３を介してフォトカプラＰＣ４の発光素子に電流が流れて、光信号が発生する。この光信号を受光して、フォトカプラＰＣ４の受光素子の抵抗値が低下すると、反転出力回路ＩＣ６の入力電圧がＬｏｗレベルとなり、反転出力回路ＩＣ６の出力電圧はＨｉｇｈレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオン状態となる。

パルス幅設定回路２としてのタイマー用集積回路ＩＣ２の３番ピンがＬｏｗレベルになると、フォトカプラＰＣ４の光信号が消失し、フォトカプラＰＣ４の受光素子の抵抗値が上昇する。これにより、反転出力回路ＩＣ６の入力電圧がＨｉｇｈレベルとなり、反転出力回路ＩＣ６の出力電圧はＬｏｗレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態となる。

反転出力回路ＩＣ６は汎用ロジックＩＣのインバータであっても良いし、シュミットインバータであっても良い。

次に、低電位側に配置された制御用電源回路３の起動回路３１について説明する。電源投入初期に、平滑コンデンサＣ１の充電電圧が低いときには、抵抗Ｒ７２、トランジスタＱ７のベース・エミッタ間、抵抗Ｒ７３を介して平滑コンデンサＣ１に電流が流れることで、トランジスタＱ７がオン状態となり、抵抗Ｒ７１、トランジスタＱ７のコレクタ・エミッタ間、抵抗Ｒ７３を介して平滑コンデンサＣ１が充電される。平滑コンデンサＣ１の充電電圧が制御用電源回路３のＩＰＤ素子ＩＣ３の起動可能電圧に達すると、ＩＰＤ素子ＩＣ３が発振動作を開始する。これにより、平滑コンデンサＣ３に低電位側の制御用電源電圧Ｖｃｃが得られると共に、駆動回路２１の電源用の平滑コンデンサＣ６１に高電位側の制御用電源電圧ＨＶｃｃが得られる。これらの電源電圧Ｖｃｃ、ＨＶｃｃが得られることで、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が開始し、平滑コンデンサＣ１の充電電圧はさらに上昇する。

ツェナーダイオードＺＤ７のツェナー電圧は、制御用電源回路３のＩＰＤ素子ＩＣ３の起動可能電圧よりも高く設定されており、なおかつ、半導体発光素子９の発光可能な電圧（図３の８０Ｖ〜９８Ｖ）よりも低く設定されている。このため、スイッチング素子Ｑ１がオンオフ動作を開始することで平滑コンデンサＣ１の電圧が半導体発光素子９の発光可能な電圧に達すると、平滑コンデンサＣ１から抵抗Ｒ７３、ダイオードＤ７、ツェナーダイオードＺＤ７の経路で逆方向に電流が流れて、トランジスタＱ７のベース・エミッタ間が逆バイアスされる。これにより、トランジスタＱ７のコレクタ・エミッタ間はオフ状態に維持されて、トランジスタＱ７を介する起動電流は遮断される。

図７の回路では、半導体発光素子９の調光範囲（図３の５０μＡ〜３００ｍＡの範囲）において、制御用電源回路３の消費電流と、起動回路３１の抵抗Ｒ７３、ダイオードＤ７、ツェナーダイオードＺＤ７の直列回路を介する消費電流の合計が、実施形態１の抵抗Ｒ１、Ｒ２に流れていたアイドリング電流（６〜７ｍＡ）と同程度か、または、それ以上となるように設計される。これにより、実施形態１では無駄に消費されていたアイドリング電流の有効活用が可能となり、電力ロスを低減できる利点がある。

（実施形態４）
上述の実施形態１〜３では、スイッチング電源回路として降圧チョッパ回路を用いているが、図８（ａ）〜（ｄ）に示すような各種のスイッチング電源回路に本発明を適用することもできる。図８（ａ）は昇圧チョッパ回路８１、図８（ｂ）は昇降圧チョッパ回路８２、図８（ｃ）はフライバックコンバータ回路８３、図８（ｄ）はフォワードコンバータ回路８４の例である。いずれの回路も、入力端子Ａ−Ｂ間に接続される直流電源と直列に、高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ１を備え、前記スイッチング素子Ｑ１を介して前記直流電源から断続的に電流を通電される誘導性素子（インダクタＬ１またはトランスＴ１）と、前記誘導性素子（インダクタＬ１またはトランスＴ１）から流れる電流を通電する整流素子（ダイオードＤ１）と、前記整流素子（ダイオードＤ１）を介して前記誘導性素子（インダクタＬ１またはトランスＴ１）から流れる電流により充電される平滑コンデンサＣ１を備え、前記平滑コンデンサＣ１に出力端子Ｃ−Ｄ間を介して接続される半導体発光素子を駆動する点灯装置である。出力端子Ｃ−Ｄ間には、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが最小となる場合においても、半導体発光素子が点灯するのに必要な最低動作電圧（例えば、図３の８０Ｖの電圧）を安定に発生させるように、インピーダンス要素（例えば、図１の抵抗Ｒ１、Ｒ２）が並列接続される。

（実施形態５）
図９は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール９０の筐体９２とは別のケースに電源ユニットとしての点灯装置８０を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール９０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての点灯装置８０は場所によらず設置可能となる。

器具筐体９２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板９３で覆われている。この光拡散板９３に対向するように、ＬＥＤモジュール９０が配置されている。９１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール９０のＬＥＤ９ａ，９ｂ，９ｃ，…を実装している。器具筐体９２は天井１００に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての点灯装置８０からリード線９４とコネクタ９５を介して配線されている。

電源ユニットとしての点灯装置８０の内部には、実施形態１〜４で説明した回路が収納されている。ＬＥＤ９ａ，９ｂ，９ｃ，…の直列回路（ＬＥＤモジュール９０）が上述の半導体発光素子９に対応している。

本実施形態では、電源ユニットとしての点灯装置８０がＬＥＤモジュール９０とは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、ＬＥＤモジュール９０と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。

また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子９として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。

Ｑ１ スイッチング素子
Ｌ１ インダクタ
Ｄ１ ダイオード
Ｃ１ 平滑コンデンサ
１ 高周波発振回路
２ パルス幅設定回路
９ 半導体発光素子
Ｒ１ 抵抗
Ｒ２ 抵抗

Claims (5)

1. 直流電源と直列的に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子を高周波でオンオフ制御する制御回路と、前記スイッチング素子を介して前記直流電源から断続的に電流を通電される誘導性素子と、前記誘導性素子から流れる電流を通電する整流素子と、前記整流素子を介して前記誘導性素子から流れる電流により充電される平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに並列接続されるインピーダンス要素とを備え、前記インピーダンス要素の両端電圧により半導体発光素子を駆動する点灯装置であって、前記制御回路に制御用電源電圧を供給する制御用電源回路を備え、
   前記制御回路は、前記スイッチング素子のオンデューティを可変とする手段を備え、
   前記スイッチング素子のオン時およびオフ時の双方において、前記平滑コンデンサの両端電圧により、前記インピーダンス要素には、継続的にアイドリング電流が流れており、
   前記インピーダンス要素の値は、前記スイッチング素子のオンデューティが最大のとき、前記半導体発光素子に流れる電流が前記インピーダンス要素に流れる電流よりも大きく、前記スイッチング素子のオンデューティが最小のとき、前記インピーダンス要素に流れる電流が前記半導体発光素子に流れる電流よりも大きくなるように設定され、
   前記インピーダンス要素は前記制御用電源回路の全部または一部であり、前記制御用電源回路には、前記アイドリング電流が入力されることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
2. 前記インピーダンス要素は可変インピーダンス要素であり、前記スイッチング素子のオンデューティが最小のときのインピーダンス値は、前記スイッチング素子のオンデューティが最大のときのインピーダンス値よりも小さいことを特徴とする請求項１に記載の半導体発光素子の点灯装置。
3. 前記スイッチング素子のオンデューティを可変とする手段は、前記スイッチング素子のオンオフ周波数を固定として、オン期間を可変とする手段、または、前記スイッチング素子のオン期間を固定として、オンオフ周波数を可変とする手段、または、前記スイッチング素子のオン期間とオンオフ周波数を共に可変とする手段のいずれかであることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
4. 前記直流電源は昇圧比が可変とされたチョッパ回路であり、前記スイッチング素子のオンデューティが最小のときの昇圧比は、前記スイッチング素子のオンデューティが最大のときの昇圧比よりも小さいことを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
5. 請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される前記半導体発光素子を具備する照明器具。

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