JP5699272B2 - 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具 - Google Patents

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子を調光点灯させる半導体発光素子の点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。

特許文献１（特開２００８−１０４２７４号公報）によれば、交流電圧を整流平滑した直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータにより電力変換してＬＥＤを調光点灯するＬＥＤ点灯装置において、出力電力が広範囲に変化しても効率良く制御用電源を確保するために、少なくとも最大出力時にはコンバータの出力電圧を反映するフライバック巻線から制御用電源を確保し、出力が低下するとコンバータの入力電圧を反映するフィードフォワード巻線から制御用電源電圧を確保し、さらに出力が低下すると、少なくともコンバータの停止時には整流平滑回路から制御用電源電圧を確保する構成が開示されている。

特開２００８−１０４２７４号公報

上述の特許文献１では、調光時のコンバータは連続発振動作となっているが、調光下限付近ではコンバータの発振が弱くなることにより、帰還巻線から制御用電源電圧を確保することができなくなるので、整流平滑回路から制御用電源電圧を確保している。

一方、コンバータを調光時に連続発振させるのではなく、低周波のＰＷＭ信号に応じて間欠発振させる場合、発振休止期間中は帰還巻線から制御用電源を供給できない。制御用電源を充電するための電源コンデンサの容量を大きく設定すれば、間欠発振期間中に電源コンデンサを充電しておくことができるが、それでは電源コンデンサが大型化してしまう。

電源コンデンサの容量を小さくするには、電源コンデンサを商用電源の整流出力により初期充電するための充電抵抗の抵抗値を小さく設定すれば良いが、それでは充電抵抗の電力ロスが大きくなる。

本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、電力変換回路からの帰還電流により制御用電源を確保する半導体発光素子の点灯装置において、調光下限付近でも制御用電源が不足することがなく、なおかつ、小型で電力ロスの少ない電源供給の仕組みを実現することを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、交流電源を整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を高周波でオンオフされるスイッチング素子により電力変換して半導体発光素子に直流電流を供給する電力変換回路と、前記半導体発光素子に流れる電流を調光信号に応じて調整するように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路と、前記スイッチング素子のオンオフ動作により前記電力変換回路から帰還される電流、及び前記整流回路の出力により充電されて前記制御回路に電源供給する電源コンデンサと、前記整流回路と前記電源コンデンサとの間に電気的に接続される充電抵抗と、前記調光信号の調光レベルに応じて前記充電抵抗の抵抗値を変化させる抵抗制御部とを備え、前記抵抗制御部は、前記調光レベルが調光下限に近付くにつれて前記充電抵抗の抵抗値を小さくするように変化させ、前記抵抗制御部は、前記調光信号による調光下限付近でも前記電源コンデンサの充電電圧が前記制御回路の動作可能電圧以上となるように前記充電抵抗の抵抗値を調整することを特徴とするものである。

請求項２の発明は、同じ課題を解決するために、交流電源を整流する整流回路と、前記整流回路の出力を昇圧して直流電圧を生成する昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路の出力電圧を高周波でオンオフされるスイッチング素子により電力変換して半導体発光素子に直流電流を供給する電力変換回路と、前記半導体発光素子に流れる電流を調光信号に応じて調整するように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路と、前記整流回路の出力、及び前記昇圧チョッパ回路の動作により前記昇圧チョッパ回路から帰還される電流により充電されて前記制御回路に電源供給する電源コンデンサと、前記昇圧チョッパ回路と前記電源コンデンサとの間に電気的に接続される充電抵抗と、前記調光信号の調光レベルに応じて前記充電抵抗の抵抗値を変化させる抵抗制御部とを備え、前記抵抗制御部は、前記調光レベルが調光下限に近付くにつれて前記充電抵抗の抵抗値を小さくするように変化させ、前記抵抗制御部は、前記調光信号による調光下限付近でも前記電源コンデンサの充電電圧が前記制御回路の動作可能電圧以上となるように前記充電抵抗の抵抗値を調整することを特徴とするものである。

請求項３の発明は、請求項１または２記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記調光信号は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周波数に比べて十分に低い周波数の矩形波信号であり、前記充電抵抗の抵抗値は、前記矩形波信号のパルス幅に応じて調光下限付近では低く調整されることを特徴とする（図１、図５）。

請求項４の発明は、請求項３記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記制御回路５は、前記矩形波信号のパルス幅に応じて、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を間欠的に休止させることを特徴とする（図１、図５）。

請求項５の発明は、請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具である（図６）。

請求項１，２の発明によれば、調光下限付近で電力変換回路や昇圧チョッパ回路からの帰還電流が不足しても、整流回路から充電抵抗を介して供給される電流が確保されることにより、制御用電源が不足することはない。特に、請求項３，４の発明によれば、低周波のＰＷＭ信号のパルス幅に応じて充電抵抗の抵抗値を調整するので、調光下限付近で電力変換回路や昇圧チョッパ回路からの帰還電流が少なくなっても、それに応じて整流回路から充電抵抗を介して供給される電流が増えることにより、制御用電源が不足することはない。したがって、電源コンデンサを小型化できると共に、充電抵抗における電力ロスも小さくできる。

本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。 本発明の実施形態１の点灯装置に用いる制御用集積回路の内部構成を簡略化して示した回路図である。 本発明の実施形態１の点灯装置を用いたＬＥＤ調光点灯装置の全体構成を示すブロック回路図である。 本発明を適用できる各種のスイッチング電源回路の回路図である。 本発明の実施形態３の点灯装置の回路図である。 本発明の実施形態４の照明器具の概略構成を示す断面図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、電源コネクタＣＯＮ１と出力コネクタＣＯＮ２を備えている。電源コネクタＣＯＮ１には商用交流電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）が接続される。出力コネクタＣＯＮ２には、図３に示すように、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子４が接続される。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。

電源コネクタＣＯＮ１には、電流フューズＦＵＳＥとフィルタ回路２ａを介して直流電源回路２ｂが接続されている。フィルタ回路２ａは、サージ電圧吸収素子ＺＮＲ、フィルタコンデンサＣａ，Ｃｂ及びコモンモードチョークコイルＬＦで構成されている。直流電源回路２ｂは、ここでは全波整流回路ＤＢ（整流回路）と平滑コンデンサＣ０、Ｃｏよりなる整流平滑回路を図示しているが、後述の実施形態３（図５参照）のように、昇圧チョッパ回路７用いた力率改善回路であっても良い。

全波整流回路ＤＢの直流出力端子は、正特性サーミスタＰＴＣを介して、平滑コンデンサＣ０に接続されている。正特性サーミスタＰＴＣは、温度が高くなると抵抗値が高くなるサーミスタである。平滑コンデンサＣ０は例えば数十μＦ程度の容量を有している。平滑コンデンサＣ０に並列接続されたコンデンサＣｏは、高周波バイパス用の小容量のコンデンサである。

電源投入直後は、全波整流回路ＤＢの直流出力端子が充電前の平滑コンデンサＣ０で短絡されることになり、いわゆる突入電流が流れる。この突入電流を正特性サーミスタＰＴＣにより制限している。一方、平滑コンデンサＣ０が充電された後は、正特性サーミスタＰＴＣによる電流制限は不要となる。また、無駄な電力消費を生じることになる。そこで、正特性サーミスタＰＴＣと並列に逆阻止三端子サイリスタ（ＳＣＲ）Ｑ１４を接続し、電源投入後、平滑コンデンサＣ０の充電が完了する頃には、サイリスタＱ１４がオンするように制御している。

サイリスタＱ１４のゲート電圧を生成するために、全波整流回路ＤＢの各交流入力端子にダイオードＤ１１，Ｄ１２の各アノードをそれぞれ接続し、これらダイオードＤ１１，Ｄ１２のカソードを、抵抗Ｒ５４、Ｒ５５、Ｒ５６、Ｒ５７の直列回路を介して、全波整流回路ＤＢの直流出力端子の負極に接続している。抵抗Ｒ５７には、タイマー用の電解コンデンサＣ５７が並列接続されている。この電解コンデンサＣ５７の容量は、電源投入後、サイリスタＱ１４がオンされるまでの遅延時間を規定する。電解コンデンサＣ５７の電圧が上昇すると、ダイオードＤ１３，Ｄ１４の並列回路、抵抗Ｒ５８を介して、サイリスタＱ１４にゲート電圧が供給される。なお、サイリスタＱ１４のゲート・カソード間に並列接続されたコンデンサＣ５８は誤動作防止用である。以上の抵抗Ｒ５４〜Ｒ５８、コンデンサＣ５７，Ｃ５８、ダイオードＤ１１〜Ｄ１４、サイリスタＱ１４、正特性サーミスタＰＴＣよりなる回路は、突入電流防止回路２ｃを構成している。

直流電源回路２ｂの出力端には、降圧チョッパ回路３が接続されている。降圧チョッパ回路３は、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して直列に接続されるインダクタＬ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と直流電源回路２ｂの出力との間に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と並列に接続されて、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１の蓄積エネルギーを前記半導体発光素子４に放出する方向に接続された回生ダイオードＤ１とを備えている。また、前記半導体発光素子４と並列に出力コンデンサＣ２が接続されている。この出力コンデンサＣ２は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化して前記半導体発光素子４に平滑化された直流電流が流れるように容量を設定されている。

スイッチング素子Ｑ１は制御回路５により高周波でオンオフ駆動される。制御回路５は制御用集積回路５０とその周辺回路よりなる。制御用集積回路５０として、ここではＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いている。このチップ（Ｌ６５６２）は、本来は、ＰＦＣ回路（力率改善制御用の昇圧チョッパ回路）の制御用ＩＣであり、内部に乗算回路など、降圧チョッパ回路の制御には余分な構成要素を含んでいる。その反面、入力電流の平均値を入力電圧の包絡線と相似形とする制御のために、入力電流のピーク値を制御する機能と、ゼロクロス制御機能を１チップ内に具備しており、これらの機能を降圧チョッパ回路の制御に転用している。

図２は本実施形態に用いる制御用集積回路５０の内部構成を簡略化して示している。１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器（エラーアンプ）ＥＡの反転入力端子、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器ＥＡの出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は乗算回路５２の入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（Ｖｃｃ）は電源端子である。

電源端子Ｖｃｃ（８番ピン）とグランド端子ＧＮＤの間に所定電圧以上の制御電源電圧が供給されると、制御電源５１により基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２が生成されると共に、集積回路内部の各回路が動作可能となる。スタータ５３により電源投入時にはフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにスタートパルスが供給されて、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。

７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなると、図１の抵抗Ｒ２１、Ｒ２０で分圧されたゲート駆動電圧がＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に印加される。抵抗Ｒ１は電流検出用の小抵抗であるので、ゲート・ソース間の駆動電圧には殆ど影響しない。

スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣ０の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ０の負極へ電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流ｉは、インダクタＬ１が磁気飽和しない限り略直線的に上昇する電流となる。この電流は抵抗Ｒ１により検出されて、制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）に入力される。

制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子であり、その電圧は、ＩＣ内部の４０ＫΩと５ｐＦのノイズフィルタを介してコンパレータＣＰ１の＋入力端子に印加される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には基準電圧が印加されている。この基準電圧は１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧と３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧により決定される。

チョッパ電流検出端子ＣＳの電圧が基準電圧を超えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。このとき、駆動回路５４は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から電流を引き込むように動作するので、図１のダイオードＤ２２がオンとなり、抵抗Ｒ２２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが回生ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１の両端電圧は出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされるので、インダクタＬ１の電流ｉは略一定の傾き（ｄｉ／ｄｔ≒−Ｖｃ２／Ｌ１）で減少して行く。

コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いときには、インダクタＬ１の電流ｉは急速に減衰し、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が低いときには、インダクタＬ１の電流ｉは緩慢に減衰する。したがって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定であっても、インダクタＬ１の電流ｉが消失するまでの時間は変化する。その所要時間はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いほど短く、低いほど長い。

インダクタＬ１に電流ｉが流れている期間中は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にはインダクタＬ１の電流ｉの傾きに応じた電圧が発生している。この電圧は、インダクタＬ１の電流ｉが流れ終わると、消失する。そのタイミングを５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）で検出する。

制御用集積回路５０の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）には、ゼロクロス検出用のコンパレータＣＰ２の−入力端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の＋入力端子にはゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に印加されていた２次巻線ｎ２の電圧が消失すると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ＯＲゲートを介してフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにセットパルスが供給され、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返す。

制御用集積回路５０の４番ピン（ＣＳ）には、電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧を抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の直列回路を介して入力している。抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の接続点とグランド間には、電流検出感度を調整するための可変抵抗ＶＲ１を接続してある。可変抵抗ＶＲ１の抵抗値を下げると、電流検出抵抗Ｒ１の検出電圧は、抵抗Ｒ４１と可変抵抗ＶＲ１とで分圧されて４番ピン（ＣＳ）に入力されるので、電流検出感度を下げることができ、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を上げることができる。

また、スイッチング素子Ｑ１のゲートドライブ電圧を供給する７番ピン（ＧＤ）からダイオードＤ７、抵抗Ｒ４３、可変抵抗ＶＲ２を介して、可変抵抗ＶＲ１に直流電圧を重畳させている。可変抵抗ＶＲ２の抵抗値を下げると、重畳される直流電圧が増加するので、４番ピン（ＣＳ）の電圧が増加し、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を下げることができる。

これら２つの可変抵抗ＶＲ１、ＶＲ２を調整することで、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を適切に設定できる。ここで、適切に設定するとは、上限値に関して言えば、インダクタＬ１を磁気飽和させない範囲で、なおかつ、スイッチング素子Ｑ１の最大ピーク電流を越えない範囲とすることが適切であり、下限値に関して言えば、スイッチング素子Ｑ１の動作周波数が高くなり過ぎない範囲とすることが適切である。

《出力特性（定電流制御の仕組み）について》
出力コンデンサＣ２にはコンデンサＣ０の出力電圧を降圧した直流電圧が得られる。この直流電圧は出力コネクタＣＯＮ２を介して半導体発光素子４に供給される。半導体発光素子４として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、ＬＥＤの順電圧をＶｆ、直列個数をｎ個とすると、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は略ｎ×Ｖｆにクランプされる。

ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は高いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は小さくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は長くなる。

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は短くなる。

ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、上述の説明とは逆に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなり、オフ時間は長くなる。つまり、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は低いから、コンデンサＣ０の電圧Ｖｄｃとの電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）は大きくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｄｃ−Ｖｃ２）／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は長くなる。

このように、本実施形態の点灯装置によれば、ＬＥＤの直列個数ｎが多くなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長く、オフ時間が短くなり、ＬＥＤの直列個数ｎが少なくなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短く、オフ時間が長くなる。したがって、ＬＥＤの直列個数ｎに関わらず、定電流特性を維持できる仕組みとなっている。

本実施形態では、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧消失のタイミングを検出することで、インダクタＬ１に流れる電流が略ゼロになるタイミングを検出しているが、他の手段として、回生ダイオードＤ１の逆方向電圧の上昇を検出したり、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧の降下を検出する等、回生電流が消失するタイミングを検出できる手段であれば、具体的な手段は変更しても構わない。

《制御電源回路１０について》
ここで、制御電源回路１０の構成について説明する。本実施形態では、コンデンサＣ３とその電圧を規制するツェナーダイオードＺＤ１を備えており、コンデンサＣ０の正極から充電抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４を介してコンデンサＣ３の正極に充電電流を供給する構成であり、より効率の良い電源供給手段として、定常時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２からコンデンサＣ３を充電する構成を併用している。

コンデンサＣ０の電圧は、商用交流電源電圧（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）のピーク値付近の電圧（約１４０Ｖ）となる。このコンデンサＣ０から、降圧用の抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４を介して制御電源電圧Ｖｃｃを供給するためのコンデンサＣ３に充電電流を供給する。

コンデンサＣ３の電圧が制御用集積回路５０の動作可能電圧以上に上昇すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が開始され、インダクタＬ１に高周波の三角波電流が流れるから、その２次巻線ｎ２には高周波の矩形波電圧が発生する。スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２に発生する電圧によりダイオードＤ１０、コンデンサＣ１０、抵抗Ｒ１０を介して電流が流れて、コンデンサＣ１０が充電される。スイッチング素子Ｑ１のオフ時にはインダクタＬ１の２次巻線ｎ２に逆極性の電圧が発生するから、この電圧とコンデンサＣ１０の充電電圧を加算させた電圧によりダイオードＤ３と抵抗Ｒ１０を介してコンデンサＣ３に充電電流が流れる。これによりコンデンサＣ３の電圧はさらに上昇しようとするが、ツェナーダイオードＺＤ１が並列接続されているので、そのツェナー電圧によりクランプされて一定の制御電源電圧Ｖｃｃが生成される。

なお、制御電源電圧Ｖｃｃを供給するためのコンデンサＣ３の電圧は十数Ｖ程度である。コンデンサＣ３と並列に接続されたコンデンサＣ１１は、ダイオードＤ３を介する充電電流の高周波成分をバイパスするための小容量のコンデンサである。

制御電源電圧Ｖｃｃは抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３により分圧されて、制御用集積回路５０の１番ピン（ＩＮＶ）に印加される。この電圧は、上述のように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を規定するために用いられる。制御用集積回路５０の２番ピン（ＣＯＭＰ）と３番ピン（ＭＵＬＴ）は、本実施形態では短絡させている。

《調光動作について》
本実施形態の構成によれば、負荷が異なる場合であってもチョッパ電流の平均値は殆ど変化しない。したがって、チョッパ電流の脈動成分を出力コンデンサＣ２により平滑化して負荷に供給される出力電流の実効値は、負荷に関わらず略一定となる。

そこで、高周波のチョッパ動作を低周波のＰＷＭ信号に応じて間欠的に停止させることにより、ＰＷＭ信号のデューティに応じた出力電流を半導体発光素子４に供給することができ、精度の高い調光が可能となる。

そのために、図１の実施形態では、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間に調光回路５ｄとしてスイッチング素子Ｑ２を接続し、このスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧を低周波のＰＷＭ信号に応じて制御している。低周波のＰＷＭ信号は、例えば、１ｋＨｚの矩形波電圧信号であり、１周期中のＬｏｗレベルの期間が長いほど調光出力が大きくなるような調光信号である。この種のＰＷＭ信号は、蛍光灯の調光点灯装置の分野において広く用いられており、図３に示すように、点灯装置１のコネクタＣＯＮ３を介して調光信号線から供給され、整流回路５ａ、絶縁回路５ｂ、波形整形回路５ｃを介して、制御回路５の調光回路５ｄに入力される。

この低周波のＰＷＭ信号をスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧としており、ゲート電圧がＨｉｇｈレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオンとなり、スイッチング素子Ｑ１の制御電極とグランドの間を短絡させる。また、ゲート電圧がＬｏｗレベルのとき、スイッチング素子Ｑ２はオフ（高インピーダンス状態）となり、接続されていないのと同じ状態となる。

スイッチング素子Ｑ２がオンされている間は、抵抗Ｒ２１とスイッチング素子Ｑ２の接続点が常にＬｏｗレベルとなる。したがって、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わっても、そのゲートドライブ出力は抵抗Ｒ２１で消費されることになり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持され、チョッパ動作は停止する。このとき、後述のように制御用集積回路５０の５番ピンをグランドに短絡させて、ＩＣの動作を停止させている。スイッチング素子Ｑ２をオンさせるだけでもスイッチング素子Ｑ１をオフ状態に維持できるが、さらにＩＣの動作を停止させることにより、消費電流を低減できる。

スイッチング素子Ｑ２がオフされている場合、制御用集積回路５０の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）が高周波でＨｉｇｈ／Ｌｏｗに切り替わるのに応じて、スイッチング素子Ｑ１がオン／オフに切り替わるので、通常のチョッパ動作となる。

したがって、チョッパ動作期間とチョッパ動作停止期間の比率は、ＰＷＭ信号のＬｏｗレベル期間とＨｉｇｈレベル期間の比率と一致することになる。チョッパ動作期間では定電流が供給され、チョッパ動作停止期間では電流供給が停止されるので、結局、ＰＷＭ信号の１周期に対するＬｏｗレベル期間の割合に応じた電流が半導体発光素子４に供給されることになる。これにより精度の高い調光が可能となる。

また、上述のように、制御用集積回路５０の５番ピン（ＺＣＤ）をＰＷＭ信号に同期してグランドに短絡させることにより、ＩＣの動作を停止させるように制御している。制御用集積回路５０として、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いた場合、ゼロクロス検出端子としての５番ピン（ＺＣＤ）には図２に示すようにディセーブル回路５５が接続されており、５番ピンをグランドに短絡させると、ＩＣの動作を停止させることができる。そこで、低周波のＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）をグランドに短絡してＩＣの動作を停止させ、低周波のＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、５番ピン（ＺＣＤ）を開放して通常の動作に戻す。

５番ピン（ＺＣＤ）には、外付けの抵抗Ｒ５とコンデンサＣ５よりなるローパスフィルタ回路が接続されている。また、５番ピン（ＺＣＤ）はダイオードＤ８を介してトランジスタＱ１１、Ｑ１２のコレクタに接続されており、トランジスタＱ１１またはＱ１２がオンになると、５番ピン（ＺＣＤ）の電位をグランド電位に落とすようにしている。

トランジスタＱ１１がオンする場合とは、後述のように、電源断検出時であるが、これと並列接続されたトランジスタＱ１２がオンする場合とは、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときである。

ＰＷＭ信号は、本実施形態では１ｋＨｚの矩形波電圧信号であり、Ｈｉｇｈレベルのときに、ダイオードＤ９、抵抗Ｒ２４、Ｒ２３を介して電流が流れて、抵抗Ｒ２３の両端電圧が立ち上がり、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ２のゲート電圧がスレショルド電圧を越えることにより、スイッチング素子Ｑ２がオンとなる。また、ダイオードＤ９、抵抗Ｒ２５、Ｒ２６を介して電流が流れて、抵抗Ｒ２６の両端電圧が上昇し、トランジスタＱ１２がオンとなる。ＰＷＭ信号がＬｏｗレベルのときは、スイッチング素子Ｑ２、トランジスタＱ１２は共にオフとなる。

図１の点灯装置を組み込んだＬＥＤ調光点灯装置１の全体構成を図３に示した。電源回路２は上述のフィルタ回路２ａと直流電源回路２ｂを含んで構成されている。コンデンサＣｃ、Ｃｄは回路グランド（コンデンサＣ０の負極）を高周波的に器具シャーシに接続するためのコンデンサである。ＣＯＮ１は商用交流電源Ｖｓに接続される電源コネクタ、ＣＯＮ２はリード線４４を介して半導体発光素子４に接続される出力コネクタ、ＣＯＮ３は調光信号線を接続するためのコネクタである。調光信号線には、例えば、周波数が１ｋＨｚ、振幅が１０Ｖのデューティ可変の矩形波電圧信号よりなる調光信号が供給されている。

コネクタＣＯＮ３に接続された整流回路５ａは、調光信号線の配線を無極性化するための回路であり、調光信号線を逆接続しても正常に動作するようになっている。つまり、入力された調光信号を全波整流回路ＤＢ１で全波整流し、抵抗等のインピーダンス要素Ｚ１を介してツェナーダイオードＺＤの両端に矩形波電圧信号を得ている。絶縁回路５ｂはフォトカプラＰＣ１を備え、調光信号線と点灯装置を絶縁しながら、矩形波電圧信号を伝達している。波形整形回路５ｃは絶縁回路５ｂのフォトカプラＰＣ１から出力された信号を波形整形して、ＨｉｇｈレベルとＬｏｗレベルの明確なＰＷＭ信号として出力する回路である。調光信号線を介して長い距離を伝送されて来た矩形波電圧信号は、波形が歪んでいるので、波形整形回路５ｃを設けている。

従来のインバータ式の蛍光灯調光点灯装置では、波形整形回路５ｃの後にさらにＣＲ積分回路（平滑回路）のようなローパスフィルタ回路を設けて、アナログの調光電圧を生成し、その調光電圧に応じてインバータの周波数などを可変制御しているが、本実施形態では、波形整形後のＰＷＭ信号をそのまま制御回路５（図１参照）に入力している。制御回路５では、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間では、降圧チョッパ回路３のチョッパ動作を停止させ、ＰＷＭ信号がＬｏｗレベルの期間では、降圧チョッパ回路３のチョッパ動作を許可することにより、降圧チョッパ回路３の出力コンデンサＣ２で平滑化されて半導体発光素子４に供給される直流電流の大きさを調整している。つまり、制御回路５と降圧チョッパ回路３がＰＷＭ信号を平滑化するローパスフィルタ回路として機能していることになる。

《調光時の電源確保について》
しかしながら、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間が長くなり過ぎると、チョッパ動作の停止期間が長くなり過ぎて、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２から供給される制御用電源電圧Ｖｃｃが不足することになる。そこで、本実施形態では、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときには、充電抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４の抵抗値を低減させて、チョッパ動作の停止期間が長くなるにつれて、充電抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４を介する充電電流が増加するように制御している。

具体的な手段は限定しないが、例えば、充電抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４の１つである抵抗Ｒ３４と並列にフォトカプラＰＣ２（抵抗制御部）の受光素子を接続し、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときに、抵抗Ｒ２７を介してフォトカプラＰＣ２の発光素子に電流を流して、フォトカプラＰＣ２の受光素子（充電抵抗）の導電率を増加させることにより、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルのときには、充電抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４の合成抵抗値を低減させることができる。この場合、ＰＷＭ信号のＨｉｇｈレベルの期間が長くなって、チョッパ動作の停止期間が長くなるにつれて、充電抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４を介する充電電流が増加するように制御されるから、電源コンデンサＣ３の充電電流が不足することはない。

なお、図１に示すように、充電抵抗が複数の抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４の直列回路で構成されている場合、フォトカプラＰＣ２の受光素子は高電位側の抵抗Ｒ３１、Ｒ３２等に並列接続するよりは、低電位側の抵抗Ｒ３３、Ｒ３４等に並列接続する方が発光素子との絶縁耐圧の点で有利である。図１の例では、最も低電位側の抵抗Ｒ３４と並列にフォトカプラＰＣ２の受光素子を接続している。

図１の構成をさらに簡易化した設計例として、フォトカプラＰＣ２と抵抗Ｒ２７を省略し、チョッパ動作の停止期間が最長の場合でも電源コンデンサＣ３の充電電流が不足しないように、あらかじめ充電抵抗Ｒ３１〜Ｒ３４の抵抗値を低めに設計しても良い。

《負荷異常検出回路６について》
次に、負荷異常検出回路６について説明する。負荷異常検出回路６は、無負荷検出回路６ａと二次短絡検出回路６ｂよりなる。無負荷検出回路６ａは、ツェナーダイオードＺＤ６と抵抗Ｒ６１、Ｒ６２、トランジスタＱ６１よりなる。ツェナーダイオードＺＤ６は、図１では１素子として図示されているが、複数個のツェナーダイオードの直列回路であっても良い。ツェナーダイオードＺＤ６と抵抗Ｒ６１、Ｒ６２の直列回路は、出力コンデンサＣ２の両端に並列接続されている。出力コンデンサＣ２の電圧がツェナーダイオードＺＤ６のツェナー電圧よりも高くなると、ツェナーダイオードＺＤ６が導通し、抵抗Ｒ６１，Ｒ６２を介して電流が流れる。このとき、抵抗Ｒ６２に生じる電圧によりトランジスタＱ６１がオンとなる。

出力コンデンサＣ２には出力コネクタＣＯＮ２が接続されており、出力コネクタＣＯＮ２には、図３に示すように、リード線４４を介して半導体発光素子４が接続されている。半導体発光素子４は、複数個のＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路を含んで構成されている。その直列個数をｎ、順電圧をＶｆとすると、負荷接続時の出力コネクタＣＯＮ２の電圧は、概ね、ｎ×Ｖｆにクランプされる。ツェナーダイオードＺＤ６のツェナー電圧は、このｎ×Ｖｆよりは少し余裕を持って高く設定されている。

仮に、リード線４４が外れたり、断線したり、あるいは、複数個のＬＥＤのうちいずれか１つが断線したり、出力コネクタＣＯＮ２に接触不良が発生すると、出力コネクタＣＯＮ２の電圧はｎ×Ｖｆにクランプされなくなる。その状態でスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が継続すると、出力コンデンサＣ２の電圧は上昇して行く。やがて、出力コンデンサＣ２の電圧がツェナーダイオードＺＤ６のツェナー電圧を越えると、抵抗Ｒ６１、Ｒ６２を介して電流が流れて、トランジスタＱ６１がオンとなる。

また、図３のリード線４４が線間短絡したり、出力コネクタＣＯＮ２や出力コンデンサＣ２、半導体発光素子４の端子間に短絡が生じると、出力コンデンサＣ２の両端電圧は正常動作時に比べて極端に低下する。この状態は二次短絡検出回路６ｂにより検出される。

二次短絡検出回路６ｂは、抵抗Ｒ６３〜Ｒ６５とトランジスタＱ６２よりなる。抵抗Ｒ６３，Ｒ６４の直列回路は、出力コンデンサＣ２の両端に並列接続されている。二次短絡により出力コンデンサＣ２の両端電圧が正常動作時に比べて極端に低下すると、トランジスタＱ６２はオフとなる。一方、出力コンデンサＣ２の両端電圧が正常動作時の適正範囲内であれば、ツェナーダイオードＺＤ６がオフ、トランジスタＱ６１がオフとなることにより、トランジスタＱ６２は抵抗Ｒ６３を介するバイアス電流によりオンとなり、抵抗Ｒ６５を介してトランジスタＱ６３のベース電流を引き込む。

したがって、出力コンデンサＣ２の両端電圧が正常動作時の適正範囲内であれば、トランジスタＱ６３はオンとなる。トランジスタＱ６３がオンすると、平滑コンデンサＣ０から抵抗Ｒ６６→トランジスタＱ６３→抵抗Ｒ６７を介して直流電流が流れるから、抵抗Ｒ６７の両端電圧が上昇する。この抵抗Ｒ６７の両端電圧を抵抗Ｒ６８，Ｒ６９により分圧し、トランジスタＱ６４にベース電流を供給することにより、トランジスタＱ６４がオンとなる。トランジスタＱ６４がオンのとき、ダイオードＤ６のアノード電位はグランドレベルに落とされる。ダイオードＤ６のカソードは、制御用集積回路５０の１番ピンの電圧を規定するコンデンサＣ１３の正極に接続されており、その電位はグランドレベルよりも高いので、ダイオードＤ６は逆バイアスされて、非導通状態となる。

一方、負荷異常時、例えば二次短絡時には、二次短絡検出回路６ｂのトランジスタＱ６２がオフすることで、トランジスタＱ６３はオフとなる。また、無負荷時には無負荷検出回路６ａのツェナーダイオードＺＤ６がオン、トランジスタＱ６１がオンとなることで、トランジスタＱ６２がオフとなり、トランジスタＱ６３はオフとなる。ゆえに、無負荷検出時または二次短絡検出時のような負荷異常検出時には、トランジスタＱ６３はオフとなる。

トランジスタＱ６３がオフすると、抵抗Ｒ６７の両端電圧が消失するから、トランジスタＱ６４のベース電流が無くなり、そのコレクタは開放状態となる。すると、制御用電源電圧Ｖｃｃを供給している電源コンデンサＣ３の正極から抵抗Ｒ１８、ダイオードＤ６を介して制御用集積回路５０の１番ピンの電圧を規定するコンデンサＣ１３の正極に充電電流が流れて、コンデンサＣ１３の電圧が上昇する。つまり、抵抗Ｒ１８、ダイオードＤ６の直列回路が抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の直列回路と並列に接続されることになり、コンデンサＣ１３の電圧が上昇する。

抵抗Ｒ１８の抵抗値は、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の直列回路の抵抗値に比べると数十分の一程度に低く設定されており、試作機では（Ｒ１１＋Ｒ１２）＞Ｒ１３＞Ｒ１８という関係になっている。したがって、無負荷検出時または二次短絡検出時のような負荷異常検出時には、コンデンサＣ１３の電圧が正常動作時に比べて大幅に上昇することになり、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が大幅に低下するので、出力電流を抑制することができ、保護動作が可能となる。

なお、コンデンサＣ１３は、電源投入初期に二次短絡検出回路６ｂの検出信号による保護動作を実質的に禁止するタイマー回路を構成するように容量を設定されている。つまり、電源投入初期において、出力コンデンサＣ２の充電電圧が低い期間では、トランジスタＱ６２、Ｑ６３、Ｑ６４がオフすることにより、ダイオードＤ６がオンとなり、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の直列回路と並列に抵抗Ｒ１８が接続されてしまうが、適切な容量のコンデンサＣ１３が接続されていることにより、制御用集積回路５０の１番ピンの電圧が電源投入初期に保護動作に入るほど高くなることを防止している。また、定常動作時には、コンデンサＣ１３により１番ピンの電圧が安定する効果もある。

《電源断検出回路２ｄについて》
最後に、電源断検出回路２ｄについて説明する。突入電流防止回路２ｃのダイオードＤ１１，Ｄ１２は、電源断検出回路２ｄの整流器としても兼用されている。電源断検出回路２ｄは、抵抗Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ５３の直列回路と、抵抗Ｒ５３に並列接続されたコンデンサＣ５３と、コンデンサＣ５３の電圧により順バイアスされるトランジスタＱ１３よりなる。抵抗Ｒ５１〜Ｒ５３の直列回路を、ダイオードＤ１１，Ｄ１２のカソードと平滑コンデンサＣ０の負極の間に接続しておく。交流電源が通電されていれば、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５３の直列回路に電流が流れて、コンデンサＣ５３が充電され、トランジスタＱ１３がオンとなる。交流電源が遮断されると、抵抗Ｒ５１〜Ｒ５３の直列回路を介する電流は直ちに遮断される。すると、コンデンサＣ５３の電荷は抵抗Ｒ５３を介して放電されて、トランジスタＱ１３の順バイアスが無くなるから、トランジスタＱ１３はオフとなる。

なお、コンデンサＣ５３の容量は、電源断の状態が交流電源の数サイクルにわたって継続したときに、トランジスタＱ１３がオフするように設定されており、交流電源が瞬時停電した場合や、交流電源のゼロクロス付近でトランジスタＱ１３がオフすることは無い。

一方、抵抗Ｒ１４〜Ｒ１７の直列回路を介して平滑コンデンサＣ０から流れる電流は、交流電源が遮断されても、平滑コンデンサＣ０の充電電荷が残っている間は遮断されない。本実施形態では、電源断検出回路２ｄのトランジスタＱ１３がオフされたときには、抵抗Ｒ１４〜Ｒ１６の直列回路と抵抗Ｒ１７により分圧されたバイアス電圧によりトランジスタＱ１１をオンさせて、ダイオードＤ８を介して制御用集積回路５０の５番ピン（ＺＣＤ）をグランドに短絡するように構成している。これにより、電源断時に光出力がちらつくことを防止している。

（実施形態２）
上述の実施形態１では、降圧チョッパ回路３のスイッチング素子Ｑ１が低電位側に配置されている回路例について説明したが、図４（ａ）に示すように、降圧チョッパ回路３ａのスイッチング素子Ｑ１が高電位側に配置されている場合であっても本発明を適用できることは言うまでもない。

また、図４（ｂ）〜（ｅ）に示すような各種のスイッチング電源回路を本発明の電力変換回路として用いても構わない。図４（ｂ）は昇圧チョッパ回路３ｂ、図４（ｃ）はフライバックコンバータ回路３ｃ、図４（ｄ）は昇降圧チョッパ回路３ｄ、図４（ｅ）はフォワードコンバータ回路３ｅの例である。いずれの構成においても、スイッチング素子Ｑ１が高周波でオンオフされることにより、入力端子Ａ−Ｂ間の入力電圧が電力変換されて、出力端子Ｃ−Ｄ間に出力電圧が得られる。

（実施形態３）
図５は本発明の実施形態３の回路図である。本実施形態では、降圧チョッパ回路３の前段に力率改善用の昇圧チョッパ回路７を配置し、その昇圧チョッパ回路７の動作により制御用電源電圧Ｖｃｃを確保している。昇圧チョッパ回路７のスイッチング素子Ｑ３を制御するＰＦＣ制御回路８には電源コンデンサＣ３が接続されている。

電源投入直後の初期状態では、ＰＦＣ制御回路８には制御電源電圧Ｖｃｃが供給されていないので、昇圧チョッパ回路７は動作していない。このため、電源コンデンサＣ３は、全波整流回路ＤＢから出力される脈流電圧により抵抗Ｒ３５を介して充電され、電源コンデンサＣ３の電圧が立ち上がる。電源コンデンサＣ３の電圧がＰＦＣ制御回路８の動作可能電圧以上に上昇すると、スイッチング素子Ｑ３のオンオフ動作が開始される。

スイッチング素子Ｑ３がオンすると、全波整流回路ＤＢの正出力端子→インダクタＬ２→スイッチング素子Ｑ３→電流検出抵抗Ｒ３→全波整流回路ＤＢの負出力端子の経路で電流が流れて、インダクタＬ２にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ３に流れる電流はＰＦＣ制御回路８により電流検出抵抗Ｒ３の電圧値として監視されており、所定のピーク値に達すると、スイッチング素子Ｑ３はオフされる。

スイッチング素子Ｑ３がオフすると、インダクタＬ２の蓄積エネルギーによる逆起電力が全波整流回路ＤＢから出力される脈流電圧に重畳されて、全波整流回路ＤＢの正出力端子→インダクタＬ２→ダイオードＤ２→コンデンサＣ０→全波整流回路ＤＢの負出力端子の経路で電流が流れて、インダクタＬ２のエネルギーが放出される。ＰＦＣ制御回路８はインダクタＬ２の２次巻線電圧を監視しており、２次巻線電圧が消失すると、インダクタＬ２のエネルギー放出が完了したものとして、スイッチング素子Ｑ３を再度オンさせる。

これにより、インダクタＬ２の２次巻線には高周波の三角波電流が流れるから、その２次巻線出力によりダイオードＤ３を介して電源コンデンサＣ３が充電される。コンデンサＣ３の電圧はツェナーダイオードＺＤ１により規制され、制御電源電圧ＶｃｃとしてＰＦＣ制御回路８に供給される。昇圧チョッパ回路７の動作により、平滑コンデンサＣ０の電圧は昇圧された電圧（例えば、３００Ｖ〜４００Ｖ）となる。

昇圧チョッパ回路７のスイッチング素子Ｑ３を制御するＰＦＣ制御回路８は、全波整流回路ＤＢから出力される脈流電圧を検出し、スイッチング素子Ｑ３に流れるチョッパ電流のピーク値の包絡線が脈流電圧波形と略比例するように制御している。そのために、スイッチング素子Ｑ３のソース電流を抵抗Ｒ３により電圧変換して検出し、その検出電圧が脈流電圧と略比例する目標値に達すると、スイッチング素子Ｑ３をオフするように制御している。また、平滑コンデンサＣ０の充電電圧を検出し、平滑コンデンサＣ０の充電電圧が低い場合には、スイッチング素子Ｑ３のオン時間幅を長くするべく、前記目標値を高く設定し、逆に、平滑コンデンサＣ０の充電電圧が高い場合には、スイッチング素子Ｑ３のオン時間幅を短くするべく、前記目標値を低く設定する。また、インダクタＬ２の２次巻線電圧の有無によりインダクタＬ２に流れる回生電流の消失（ゼロクロス）を検出し、回生電流が無くなった時点でスイッチング素子Ｑ３を再度オンするように制御している。このようなＰＦＣ制御回路８は汎用の集積回路（例えば、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２など）に外付け抵抗等を付加することで安価に構成することができる。

次に、降圧チョッパ回路３について説明する。コンデンサＣ３の充電電圧が制御回路５の動作可能電圧以上になると、制御回路５が発振動作を開始し、スイッチング素子Ｑ１のゲート電極に高周波のオンオフ信号を出力する。これにより降圧チョッパ回路３が動作を開始する。降圧チョッパ回路３は平滑コンデンサＣ０の直流電圧を降圧して、半導体発光素子４に直流電流を供給する。スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作は、回生電流が流れている途中でスイッチング素子Ｑ１がオンする連続モードであっても良いし、回生電流の休止期間を経てスイッチング素子Ｑ１がオンする不連続モードであっても良いし、実施形態１と同様の臨界モード（回生電流のゼロクロスを検出してスイッチング素子Ｑ１がオンするモード）であっても良い。

制御回路５には、ダイオードＤ９を介して低周波のＰＷＭ信号が入力されている。ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間では、制御回路５の発振動作は停止し、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態に維持される。ＰＷＭ信号がＬｏｗレベルの期間では、制御回路５の発振動作が開始され、スイッチング素子Ｑ１はオンオフされる。

ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間が長くなると、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態に維持される期間も長くなり、コンデンサＣ０の電荷消費量は減少する。すると、コンデンサＣ０の電圧を一定に維持するべく、昇圧チョッパ回路７のスイッチング電流は減少し、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３に帰還される電流も減少する。このため、コンデンサＣ３の充電電圧が低下する場合がある。

そこで、本実施形態では、ＰＷＭ信号がＨｉｇｈレベルの期間では、抵抗Ｒ３９を介してトランジスタＱ１５をオンとし、抵抗Ｒ３８を介してトランジスタＱ１６にベース電流を流して、トランジスタＱ１６をオン状態とする。すると、抵抗Ｒ３６、トランジスタＱ１６、抵抗Ｒ３７を介してコンデンサＣ０からコンデンサＣ３に充電電流が流れるから、コンデンサＣ３の充電電圧が不足することを防止できる。また、コンデンサＣ０の電荷が消費されるから、その電荷消費を補うべく、昇圧チョッパ回路７のスイッチング電流が増加することにより、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３に帰還される電流も増加する。これにより、コンデンサＣ３の充電電圧が不足することを防止できる。

なお、全点灯時のように、ＰＷＭ信号が常にＬｏｗレベルとなる場合には、トランジスタＱ１５、Ｑ１６は常にオフ状態に維持されるので、余分な電力消費が生じることはなく、全点灯時の発熱を抑制できる。

上述の各実施形態では、低周波のＰＷＭ信号のパルス幅に応じてチョッパ回路等のスイッチング電源回路の高周波オンオフ動作を間欠的に休止させることにより半導体発光素子４の光出力を調整するＰＷＭ調光制御について説明したが、調光制御方式はこれに限定されるものではない。例えば、チョッパ回路等のスイッチング電源回路の高周波電流のピーク値を調整することにより半導体発光素子４の光出力を調整する振幅調光制御を用いている場合においても、調光レベルが低くなると、スイッチング電源回路から電源コンデンサＣ３への帰還電流は減少するから、調光レベルが低くなるにつれて、商用電源の整流出力から電源コンデンサＣ３への充電電流を増加させるように制御しても構わない。その際、充電抵抗の抵抗値は調光レベルに応じて連続的に可変制御しても構わない。

（実施形態４）
図６は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０の筐体４２とは別のケースに電源ユニットとしての調光点灯装置１を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール４０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての調光点灯装置１は場所によらず設置可能となる。

器具筐体４２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板４３で覆われている。この光拡散板４３に対向するように、ＬＥＤモジュール４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。器具筐体４２は天井１００に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての調光点灯装置１からリード線４４とコネクタ４５を介して配線されている。

電源ユニットとしての調光点灯装置１の内部には、図３に示すような回路が収納されている。ＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路（ＬＥＤモジュール４０）が上述の半導体発光素子４に対応している。

本実施形態では、電源ユニットとしての調光点灯装置１がＬＥＤモジュール４０とは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、ＬＥＤモジュール４０と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。

また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子４として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。

ＤＢ 全波整流回路（整流回路）
ＰＣ２ フォトカプラ（抵抗制御部、充電抵抗）
Ｑ１ スイッチング素子
３ 降圧チョッパ回路（電力変換回路）
４ 半導体発光素子
５ 制御回路
Ｃ３ 電源コンデンサ
Ｒ３１〜Ｒ３４ 充電抵抗

Claims (5)

1. 交流電源を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力電圧を高周波でオンオフされるスイッチング素子により電力変換して半導体発光素子に直流電流を供給する電力変換回路と、
   前記半導体発光素子に流れる電流を調光信号に応じて調整するように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路と、
   前記スイッチング素子のオンオフ動作により前記電力変換回路から帰還される電流、及び前記整流回路の出力により充電されて前記制御回路に電源供給する電源コンデンサと、
   前記整流回路と前記電源コンデンサとの間に電気的に接続される充電抵抗と、
   前記調光信号の調光レベルに応じて前記充電抵抗の抵抗値を変化させる抵抗制御部とを備え、
   前記抵抗制御部は、前記調光レベルが調光下限に近付くにつれて前記充電抵抗の抵抗値を小さくするように変化させ、
   前記抵抗制御部は、前記調光信号による調光下限付近でも前記電源コンデンサの充電電圧が前記制御回路の動作可能電圧以上となるように前記充電抵抗の抵抗値を調整することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
2. 交流電源を整流する整流回路と、
   前記整流回路の出力を昇圧して直流電圧を生成する昇圧チョッパ回路と、
   前記昇圧チョッパ回路の出力電圧を高周波でオンオフされるスイッチング素子により電力変換して半導体発光素子に直流電流を供給する電力変換回路と、
   前記半導体発光素子に流れる電流を調光信号に応じて調整するように前記スイッチング素子のオンオフ動作を制御する制御回路と、
   前記整流回路の出力、及び前記昇圧チョッパ回路の動作により前記昇圧チョッパ回路から帰還される電流により充電されて前記制御回路に電源供給する電源コンデンサと、
   前記昇圧チョッパ回路と前記電源コンデンサとの間に電気的に接続される充電抵抗と、
   前記調光信号の調光レベルに応じて前記充電抵抗の抵抗値を変化させる抵抗制御部とを備え、
   前記抵抗制御部は、前記調光レベルが調光下限に近付くにつれて前記充電抵抗の抵抗値を小さくするように変化させ、
   前記抵抗制御部は、前記調光信号による調光下限付近でも前記電源コンデンサの充電電圧が前記制御回路の動作可能電圧以上となるように前記充電抵抗の抵抗値を調整することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
3. 前記調光信号は、前記スイッチング素子のオンオフ周波数に比べて十分に低い周波数の矩形波信号であり、前記充電抵抗の抵抗値は、前記矩形波信号のパルス幅に応じて調光下限付近では低く調整されることを特徴とする請求項１または２記載の半導体発光素子の点灯装置。
4. 前記制御回路は、前記矩形波信号のパルス幅に応じて、前記スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に休止させることを特徴とする請求項３記載の半導体発光素子の点灯装置。
5. 請求項１〜４のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具。

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