JP5342270B2 - Ｌｅｄ調光点灯装置及びそれを用いたｌｅｄ照明器具 - Google Patents

Description

本発明はＬＥＤを調光点灯するＬＥＤ調光点灯装置及びそれを用いたＬＥＤ照明器具に関するものである。

従来、ビル・オフィス等の事務所環境下の照明器具として、直管ランプを用いたインバータ式蛍光灯器具が広く用いられている。近年では、環境問題から省エネルギーの目的で、外光に合わせた光出力の制御を行うライトコントローラを搭載した照明システムも提案されている。この照明システムは、光センサーとの連動で、インバータ式蛍光灯器具の光出力を調光制御する方式である。このような照明システムに用いられているライトコントロールの信号は、ＤＣ１０Ｖ、周波数１ｋＨｚのＰＷＭ信号が一般的に用いられている。そのＰＷＭ信号のＯＮ−ＯＦＦ比であるＤｕｔｙを変化させてライトコントロールの信号をインバータ式蛍光灯器具に送って、そのＤｕｔｙに応じた光出力制御を行っている。

ＬＥＤ照明装置においても、このＤＣ１０Ｖ、周波数１ｋＨｚのＰＷＭ信号を使って、調光制御を行う方式が提案されている。例えば、特許文献１（特開２００３−１５７９８６号公報）には、ＰＷＭ信号のＤｕｔｙに応じてＬＥＤを定格点灯から低光束レベルまで調光可能としたＬＥＤ調光点灯装置が開示されている。

特開２００３−１５７９８６号公報

上述のように、ＤＣ１０Ｖ、周波数１ｋＨｚのＰＷＭ信号を出力する調光器は、インバータ式蛍光灯器具の調光用途に広く利用されており、安価に提供できる。この種の調光器は、インバータ式蛍光灯器具の特性に適合するように設計されている。光源が蛍光灯である場合には、ＬＥＤに比べると応答が比較的に緩慢であるために、低光束調光時においてもＰＷＭ信号のＤｕｔｙが切り替わる際の光出力の変化は目立たなかった。

ところが、光源が蛍光灯からＬＥＤに置き換えられると、同じ調光器を用いても、ＬＥＤの応答速度が蛍光灯に比べると速いために、低光束調光時においてＰＷＭ信号のＤｕｔｙが切り替わる際の光出力の変化が目視できるようになり、調光の品質が低下するという問題が起きるようになった。調光器の処理ビット数を増やせば、ＰＷＭ信号のパルス幅は滑らかに変化することになるが、それでは調光器が高価になる。また、同じ調光信号線を従来のインバータ式蛍光灯器具とＬＥＤ調光点灯装置に共通して配線するような用途を想定すると、従来の処理ビット数の少ない安価な調光器をそのまま用いながら、低光束調光時に滑らかな照度変化を実現できるＬＥＤ調光点灯装置を提供することが望まれる。

本発明はこのような技術的背景に鑑みてなされたものであり、低ビット数のＰＷＭ調光器を用いながら、あたかも高ビット数のＰＷＭ調光器を用いているかのような滑らかな照度変化を低光束調光時においても実現することができるＬＥＤ調光点灯装置を提供することを課題とするものである。

請求項１のＬＥＤ調光点灯装置は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、パルス幅を複数段階に可変とした第１のＰＷＭ信号（ａ）を調光信号として出力する調光器１と、第１のＰＷＭ信号（ａ）を受けて第１のＰＷＭ信号（ａ）よりも多段階にパルス幅を可変とした第２のＰＷＭ信号（ｃ）を出力する調光信号変換回路２と、第２のＰＷＭ信号（ｃ）のパルス幅に同期して高周波信号（ｄ）を間欠発振する電源制御回路３と、前記高周波信号（ｄ）によりオン・オフ駆動されるスイッチング素子を備えるスイッチング電源回路４と、スイッチング電源回路４の出力により駆動される１つ又は複数のＬＥＤを含むＬＥＤ発光部５とを有することを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記スイッチング電源回路４は図３に示すように商用交流電源ＶｓをＬＥＤ点灯用の直流電圧（ｅ）に変換する回路であり、第２のＰＷＭ信号（ｃ）の周波数は商用交流周波数（５０／６０Ｈｚ）よりも高く、第１のＰＷＭ信号（ａ）の周波数（１ｋＨｚ）よりも低いことを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１または２の発明において、前記高周波信号（ｄ）の周波数は、第２のＰＷＭ信号（ｃ）の周波数の１００倍以上または第１のＰＷＭ信号（ａ）の周波数の５０倍以上であることを特徴とする（図２）。

請求項４の発明は、請求項１〜３の発明において、前記高周波信号は前記スイッチング素子に流れる電流のピーク値が一定となるようにパルス幅を制御される第３のＰＷＭ信号であることを特徴とする（図９）。

請求項５の発明は、請求項１〜４の発明において、前記スイッチング電源回路４は前記ＬＥＤ発光部５への出力電流を平滑化するコンデンサＣ６を出力端に並列接続されていることを特徴とする（図８）。

請求項６の発明は、請求項１〜５の発明において、前記調光信号変換回路２は、図４に示すように、第１のＰＷＭ信号（ａ）を平滑化するＣＲフィルタ回路（抵抗Ｒ８〜Ｒ１０、コンデンサＣ８）と、前記ＣＲフィルタ回路により平滑化された直流電圧（ｂ）のレベルを周期的にＡ／Ｄ変換して検出する手段２６と、Ａ／Ｄ変換された複数の検出値を平均化して第２のＰＷＭ信号（ｃ）のパルス幅を決定する演算手段２７とを有することを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項６の発明において、前記演算手段２７は前記調光器１による調光レベルが低いときは、調光レベルが高いときに比べて、より多数の検出値を平均化して第２のＰＷＭ信号のパルス幅を決定することを特徴とする（図６）。

請求項８の発明は、請求項１記載の調光信号変換回路２と、電源制御回路３と、スイッチング電源回路４を実装された電源ユニットＡを備え、外部から第１のＰＷＭ信号を調光信号として入力する調光端子ＣＯＮ３を有することを特徴とするＬＥＤ照明器具である（図３、図１２、図１３）。

本発明によれば、処理ビット数が少ない安価な調光器を用いながら、低光束調光時においても滑らかな照度変化を実現できるから、調光品質の高いＬＥＤ調光点灯装置を提供できる。

本発明の基本構成を示すブロック図である。 本発明の動作説明図である。 本発明の実施形態１のＬＥＤ調光点灯装置の回路図である。 本発明の実施形態１の調光信号変換回路の要部回路図である。 本発明の実施形態１の調光信号変換回路の動作説明のためのフローチャートである。 本発明の実施形態１の調光信号変換回路の動作説明のための特性図である。 本発明の実施形態１の調光信号制御回路の出力部の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１のスイッチング電源部の構成を示す回路図である。 本発明の実施形態１のスイッチング電源部の動作説明のための波形図である。 本発明の実施形態１の調光器の構成例を示す回路図である。 本発明の実施形態１の調光器の動作説明のためのフローチャートである。 本発明のＬＥＤ調光点灯装置を用いた電源別置型のＬＥＤ照明器具の概略構成を示す断面図である。 本発明のＬＥＤ調光点灯装置を用いた電源一体型のＬＥＤ照明器具の概略構成を示す断面図である。

図１は本発明のＬＥＤ調光点灯装置の概略構成を示すブロック図である。１は調光器、２は調光信号変換回路、３はＬＥＤ電源制御回路、４はスイッチング電源回路、５はＬＥＤ発光部である。

図２は各部の信号波形を示す波形図である。調光器１は第１のＰＷＭ信号（ａ）を出力する。調光信号変換回路２は第１のＰＷＭ信号（ａ）をそのパルス幅に応じて振幅が増減する直流電圧（ｂ）に変換し、これを第２のＰＷＭ信号（ｃ）に変換して出力する。第１のＰＷＭ信号（ａ）の周波数は例えば１ｋＨｚ、第２のＰＷＭ信号（ｃ）の周波数は例えば１２２Ｈｚとする。また、直流電圧（ｂ）の振幅は例えば２〜４Ｖとする。

第２のＰＷＭ信号（ｃ）を商用交流周波数（５０／６０Ｈｚ）よりも高く設定することにより、ＬＥＤ発光部５から出力される光のちらつきを防止できる。また、第２のＰＷＭ信号（ｃ）の周波数を第１のＰＷＭ信号（ａ）の周波数よりも低く設定することにより、パルス幅の分解能を高めることが容易となる。例えば、第２のＰＷＭ信号（ｃ）の周波数が第１のＰＷＭ信号（ａ）の約１／８倍であれば、パルス幅の変化刻みが第１のＰＷＭ信号（ａ）と同一の時間幅であったとしても光出力の変化に８倍の分解能を持たせることができる。

ＬＥＤ電源制御回路３は第２のＰＷＭ信号（ｃ）のパルス幅に同期して高周波信号（ｄ）を間欠発振する。この高周波信号（ｄ）の周波数は例えば５０〜１００ｋＨｚとする。スイッチング電源回路４は商用交流電源をＬＥＤ点灯用の直流電圧（ｅ）に変換する電力変換回路であり、間欠発振する高周波信号（ｄ）によりオン・オフ駆動されるスイッチング素子Ｑ１を備えている（図８参照）。スイッチング電源回路４から出力される直流電圧（ｅ）はＬＥＤ発光部５に供給される。

このように、高周波信号（ｄ）の発振周波数は、第２のＰＷＭ信号（ｃ）の周波数の１００倍以上または第１のＰＷＭ信号（ａ）の周波数の５０倍以上とすることにより、低光束調光時においても光出力を細かく制御することができ、光出力の急激な変化を防止して滑らかな調光が可能となる。

本実施形態のＬＥＤ調光点灯装置の詳細な構成を図３に示す。電源ユニットＡは商用交流電源Ｖｓに接続される電源端子ＣＯＮ１と、ＬＥＤ発光部５に給電するためのリード線６を接続される出力端子ＣＯＮ２と、調光器１から第１のＰＷＭ信号（ａ）を入力される調光端子ＣＯＮ３を備えている。電源端子ＣＯＮ１には、電源整流部４１を介してスイッチング電源部４２が接続されている。電源整流部４１とスイッチング電源部４２とで図１のスイッチング電源回路４が構成されている。出力端子ＣＯＮ２には、スイッチング電源部４２の出力が接続されている。調光端子ＣＯＮ３から入力されたＰＷＭ信号は整流回路２１により無極性化され、絶縁回路２２によりアイソレーションされて、信号変換回路２３に入力される。整流回路２１と絶縁回路２２と信号変換回路２３とで図１の調光信号変換回路２が構成されている。

整流回路２１は、調光端子ＣＯＮ３に交流入力端子を接続された無極性化のための全波整流器ＤＢ１と、全波整流器ＤＢ１の直流出力端子に接続された限流用のインピーダンス素子Ｚ１と、過電圧保護用のツェナーダイオードＺＤ１を有している。

絶縁回路２２は、アイソレーションのためのフォトカプラＰＣ１を備えている。調光端子ＣＯＮ３から入力されたＰＷＭ信号は、整流回路２１の全波整流器ＤＢ１により適正な極性に変換されて、フォトカプラＰＣ１の発光素子に通電される。フォトカプラＰＣ１の発光素子は調光端子ＣＯＮ３から入力されたＰＷＭ信号により赤外線信号を点滅する。この赤外線信号はフォトカプラＰＣ１の受光素子により受光される。これにより、フォトカプラＰＣ１の受光素子は調光端子ＣＯＮ３から入力されたＰＷＭ信号に応じて導通／非導通が交番する。

信号変換回路２３は、フォトカプラＰＣ１の受光素子の導通／非導通の交番を受けて、図４に示すように、波形整形回路２４とＣＲフィルタ回路を介してＰＷＭ信号（ａ）のパルス幅に応じた直流電圧（ｂ）に変換し、これをＡ／Ｄ変換したデジタル信号を演算処理して高ビット数のＰＷＭ信号（ｃ）に変換して出力する。

図４は図３の信号変換回路２３の詳細な構成を示している。フォトカプラＰＣ１の受光素子は抵抗Ｒ６，Ｒ７と直列に接続されて制御電源電圧Ｖｃｃを分圧する抵抗分圧回路を構成している。抵抗Ｒ６とフォトカプラＰＣ１の受光素子の直列回路と並列に接続されたコンデンサＣ７は雑音防止用の小容量のコンデンサであり、平滑作用は有していない。コンデンサＣ７の電圧は波形整形回路２４の入力端子ＩＮに印加されている。

フォトカプラＰＣ１の発光素子に電流が流れている期間では、フォトカプラＰＣ１の受光素子は低インピーダンスであり、コンデンサＣ７の電圧は波形整形回路２４の入力端子ＩＮの閾値電圧よりも低い電圧となる。このとき、波形整形回路２４の出力端子ＯＵＴの電圧はＬｏｗレベルとなる。フォトカプラＰＣ１の発光素子に電流が流れていない期間では、フォトカプラＰＣ１の受光素子は高インピーダンスであり、コンデンサＣ７の電圧は波形整形回路２４の入力端子ＩＮの閾値電圧よりも高い電圧となる。このとき、波形整形回路２４の出力端子ＯＵＴの電圧はＨｉｇｈレベルとなる。

波形整形回路２４の出力端子ＯＵＴには抵抗Ｒ８〜Ｒ１０とコンデンサＣ８よりなるＣＲフィルタ回路が接続されている。コンデンサＣ８の容量は上述のコンデンサＣ７の容量に比べると十分に大きな容量に設定されており、コンデンサＣ８の電圧は平滑化された直流電圧（ｂ）となる。コンデンサＣ８には制御電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ９，Ｒ１０により分圧した直流電圧が充電されるが、波形整形回路２４の出力端子ＯＵＴがＨｉｇｈレベルのときには抵抗Ｒ８を介して充電電流が流れる。また、波形整形回路２４の出力端子ＯＵＴがＬｏｗレベルのときには抵抗Ｒ８を介して放電電流が流れる。したがって、波形整形回路２４の出力端子ＯＵＴがＨｉｇｈレベルになる期間が長くなるほど、コンデンサＣ８の直流電圧（ｂ）は高くなる。これにより、第１のＰＷＭ信号（ａ）は、そのパルス幅に応じて振幅が増減する直流電圧（ｂ）に変換される。

コンデンサＣ８の直流電圧（ｂ）はマイコン２５のＡ／Ｄ変換入力部２６によりＡ／Ｄ変換されて、デジタル信号としてマイコン２５の演算部２７に入力される。演算部２７は例えば図５のような演算処理を実行することにより、複数回のデジタル信号を演算処理して第２のＰＷＭ信号（ｃ）のパルス幅に相当するデジタル信号を出力する。ここでは、マイコン２５として、Ａ／Ｄ変換入力機能とＰＷＭ信号出力機能を有する１６ビットマイコンを用いている。

図５は演算部２７による演算処理の一例を示すフローチャートである。演算部２７は約１ｍｓｅｃ（１０２４μｓｅｃ）毎にタイマー割り込みにより図５の処理を実行する。＃１ではＡ／Ｄ変換入力部２６によりコンデンサＣ８の直流電圧（ｂ）をＡ／Ｄ変換してデジタル値として配列変数Ｖ（０）に取り込む。このＡ／Ｄ変換の精度は調光器１の処理ビット数（例えば８ビット）よりも高精度（例えば１０ビット）とする。

Ａ／Ｄ変換されたデジタル値は、配列変数Ｖ（０）〜Ｖ（ｎ＋１）に蓄積しておく。＃２では、＃４〜＃７の繰り返しループのカウンタである変数ｉを平均化処理の個数に応じた定数ｎに設定する。＃３では平均化のための累算データを格納するための変数Ｓｕｍを０にリセットする。＃４では累算データを格納するための変数Ｓｕｍに配列変数Ｖ（ｉ）の値を加算する。＃５では配列変数Ｖ（ｉ）の値を配列変数Ｖ（ｉ＋１）に保存する。＃６では繰り返しループのカウンタである変数ｉが０となったか否かを判定する。ｉ≠０であれば、＃７で変数ｉを１つデクリメントして＃４に戻る。以下、＃６でｉ＝０となるまで同じ処理を繰り返すことにより、累算データを格納するための変数Ｓｕｍには、配列変数Ｖ（ｎ），Ｖ（ｎ−１），…，Ｖ（０）を順次加算したデータが得られる。また、配列変数Ｖ（ｎ），Ｖ（ｎ−１），…，Ｖ（０）は配列変数Ｖ（ｎ＋１），Ｖ（ｎ），…，Ｖ（１）に保存される。

＃６でｉ＝０と判定されると、繰り返しループを抜けて、＃８に移行する。＃８では配列変数Ｖ（ｎ），Ｖ（ｎ−１），…，Ｖ（０）を加算したデータが格納されている変数Ｓｕｍを、サンプル数（ｎ＋１）で除算して平均値Ｖａを算出する。この平均値Ｖａに基づいて、＃９では関数ｆ（Ｖａ）の値として第２のＰＷＭ信号（ｃ）のパルス幅を表すデジタル信号Ｄｕｔｙを求める。また、＃１０では関数ｇ（Ｖａ）の値として平均化処理のサンプル数を規定する定数ｎを決定する。

図６は調光レベルに応じて平均化処理のサンプル数を変化させる動作を示す説明図である。調光レベルが低いとき、つまり、低光束調光時においては、平均化のサンプル数を規定する定数ｎは多くなるように設定する。例えば、定格点灯時の光出力を１００％としたとき、数％という低い調光レベルでは、平均化のサンプル数は１２８個程度に設定すると良い。この場合、１個のサンプル（測定値）が約１ｍｓｅｃ毎に得られるので、約１２８ｍｓｅｃにわたる測定値の平均を求めていることになる。平均化処理のサンプル数は調光レベルが高くなるにつれて破線で示すように単調に減少させても良いが、実線で示すように、所定の調光レベルよりも高いときは平均化処理のサンプル数を所定の下限値（例えば６４個）で固定しても構わない。

このように、演算部２７は調光器１による調光レベルが低いときは、調光レベルが高いときに比べて、より多数の検出値を平均化して第２のＰＷＭ信号（ｃ）のパルス幅を決定するものであるから、光出力の変化が目立ちやすい低光束調光時には、より長い期間の平均値に応じて光出力が緩慢に変化して行くことになり、したがって、調光品質を高く維持することができる。

図４の信号変換回路２３によれば、第１のＰＷＭ信号（ａ）を平滑化するＣＲフィルタ回路（抵抗Ｒ８〜Ｒ１０、コンデンサＣ８）と、前記ＣＲフィルタ回路により平滑化された直流電圧（ｂ）のレベルを周期的にＡ／Ｄ変換して検出するＡ／Ｄ変換入力部２６と、Ａ／Ｄ変換された複数の検出値を平均化して第２のＰＷＭ信号（ｃ）のパルス幅を決定する演算部２７とを有するものであるから、ＣＲフィルタ回路によるアナログ的な平滑化処理と、演算部２７によるデジタル的な平均化処理を併用することにより、滑らかな光出力の変化を実現できる。

すなわち、調光器１の処理ビット数が少なく、第１のＰＷＭ信号（ａ）のパルス幅の変化が粗くても、直流電圧（ｂ）の変化はＣＲフィルタ回路の時定数により滑らかになっており、この直流電圧（ｂ）を第１のＰＷＭ信号（ａ）の分解能よりも高いビット数でＡ／Ｄ変換することにより、Ａ／Ｄ変換された測定値の変化は第１のＰＷＭ信号の変化よりも緩慢となる。また、複数回の測定値の平均値を求めることにより、求められた平均値の変化は、個々の測定値の変化よりもさらに緩慢となる。

なお、ＣＲフィルタ回路によるアナログ的な平滑化処理のみでは時定数の設定が難しくなる。調光レベルが高いときには、光出力の変化は目立たないから、調光操作に対する応答性を高めるために、平滑化処理の時定数は小さくしたい。一方、調光レベルが低いときには、光出力の変化が目立ちやすいから、調光操作に対する応答性を犠牲にしてでも、平滑化処理の時定数は大きくしたい。このような処理をアナログ回路のみで実現しようとすると、回路構成が複雑となり、コストアップを招くことになるが、演算部２７によるデジタル的な平均化処理を併用することにより、全体の時定数を柔軟に制御することが可能となる。

一方、ＣＲフィルタ回路によるアナログ的な平滑化処理を省略し、演算部２７によるデジタル的な平均化処理のみにより必要な時定数を実現しようとすると、演算処理が膨大なものとなり、高価なマイコンが必要となる。したがって、調光レベルが高い時にも必要となる最低限の時定数についてはＣＲフィルタ回路によるアナログ的な平滑化処理により実現し、調光レベルが低い時に追加的に必要となる時定数についてはデジタル的な演算処理により実現すれば、全体のコストを低く抑えながら、必要な機能を実現することができる。

このようにして得られた平均値Ｖａから関数ｆ（Ｖａ）の値として求められるデジタル信号（Ｄｕｔｙ）は、第１のＰＷＭ信号（ａ）よりも高ビット数（例えば１０ビット）のデジタル信号となる。また、その値の変化は、第１のＰＷＭ信号（ａ）のパルス幅の粗い変化を細かく補間したような滑らかな変化となる。このデジタル信号（Ｄｕｔｙ）は図４の演算部２７からＰＷＭ信号出力部２８に入力される。

図７はＰＷＭ信号出力部２８の構成例を示している。レジスタ２８１は演算部２７から出力されるデジタル信号（Ｄｕｔｙ）をラッチする。一致検出回路２８２はデジタルカウンタ２８３のカウント値をレジスタ２８１にラッチされたデジタル信号と比較し、一致していれば一致検出信号を出力する。分周回路２８４はマイコン２５の基本クロックを分周して、デジタルカウンタ２８３のカウントパルスを出力する。デジタルカウンタ２８３は、分周回路２８４から出力されるカウントパルスをカウントする。ＲＳフリップフロップ２８５はデジタルカウンタ２８３のキャリー（桁上がり）信号によりセットされ、一致検出回路２８２の一致検出信号によりリセットされる。なお、ＲＳフリッププロップ２８５がセットされるタイミングを用いてレジスタ２８１が演算部２７から出力されるデジタル信号（Ｄｕｔｙ）をラッチすると良い。

デジタルカウンタ２８３として、例えば１０ビットのカウンタを用いる場合について説明する。分周回路２８４はマイコン２５の基本クロックを分周して例えば８μｓｅｃ毎に１回のカウントパルスを出力するものとする。この場合、２¹⁰＝１０２４回のカウントパルスをカウントするのに要する時間は８．１９２ｍｓｅｃとなるから、デジタルカウンタ２８３のキャリー信号は約１２２Ｈｚとなる。このキャリー信号によりＲＳフリップフロップ２８５のＱ出力がＨｉｇｈレベルとなる。その後、デジタルカウンタ２８３が８μｓｅｃ毎に１つずつカウントアップされて行き、そのカウント値がレジスタ２８１にラッチされたデジタル信号（Ｄｕｔｙ）と全ビット一致すると、一致検出回路２８２から一致検出信号が出力されて、ＲＳフリップフロップ２８５のＱ出力がＬｏｗレベルとなる。

したがって、ＲＳフリップフロップ２８５のＱ出力は、繰り返しの周波数が約１２２Ｈｚ（１周期が８．１９２ｍｓｅｃ）でパルス幅が１０ビット（２¹⁰＝１０２４段階）で制御可能なＰＷＭ信号となる。これを第２のＰＷＭ信号（ｃ）とする。なお、本実施形態では、マイコン２５の出力部にＰＷＭ信号出力部２８をハードウェア回路により構成した例を示したが、処理速度の高速なマイコンを使用するのであれば、図７のＰＷＭ信号出力部２８の機能をソフトウェアにより実現しても良いことは言うまでもない。

次に、図１のスイッチング電源回路４について説明する。図３の実施形態では、電源整流部４１とスイッチング電源部４２とで図１のスイッチング電源回路４を構成している。電源整流部４１の入力部には、電流ヒューズＦＵＳＥを介してサージアブソーバＺＮＲと雑音防止用のコンデンサＣ１、ラインフィルタＬＦ、コンデンサＣ２が接続されており、これらの素子を介して全波整流器ＤＢ２の交流入力端子が接続されている。電源整流部４１の出力部には全波整流器ＤＢ２の直流出力端子が接続されており、回路グランド（負極側）は雑音バイパス用コンデンサＣ３，Ｃ４を介して電源ユニットＡの金属ケースに接続されている。

スイッチング電源部４２の構成例を図８に示す。ここでは、スイッチング電源部４２として、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１、インダクタＬ１、平滑コンデンサＣ６及び電流検出抵抗Ｒ１を備える降圧チョッパ回路を用いている。

全波整流器ＤＢ２の直流出力端子には平滑コンデンサＣ５が接続されている。平滑コンデンサＣ５の正極には、平滑コンデンサＣ６の正極が接続されている。平滑コンデンサＣ６の両端には出力端子ＣＯＮ２が接続されている。出力端子ＣＯＮ２にはリード線６を介してＬＥＤ発光部５が接続されている。平滑コンデンサＣ６の負極にはインダクタＬ１の一端が接続されている。インダクタＬ１の他端は、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のドレイン電極に接続されると共に、回生電流通電用のダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは平滑コンデンサＣ６の正極に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のゲート電極には、ＬＥＤ電源制御回路３から出力される高周波信号（ｄ）が印加されている。高周波信号（ｄ）はＰＷＭ信号（ｃ）のパルス幅に同期して間欠的に発振される高周波電圧であり、この高周波電圧がＨｉｇｈレベルのときにスイッチング素子Ｑ１はオンとなり、Ｌｏｗレベルのときにスイッチング素子Ｑ１はオフとなる。スイッチング素子Ｑ１のソース電極は、電流検出抵抗Ｒ１を介して接地されており、平滑コンデンサＣ５の負極に接続されている。電流検出抵抗Ｒ１の両端電圧はＬＥＤ電源制御回路３の電流検出端子により監視されている。

ＬＥＤ電源制御回路３は、スイッチング電源用の制御用ＩＣよりなり、スイッチング素子Ｑ１を一定周期でオンさせる。スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間に、電流検出抵抗Ｒ１に流れる電流のピーク値が所定の閾値に達すると、スイッチング素子Ｑ１をオフさせる。スイッチング素子Ｑ１のオフ状態からオン状態への移行は内蔵のタイマーにより強制的に移行させる。したがって、ＬＥＤ電源制御回路３からスイッチング素子Ｑ１に与えられる高周波信号（ｄ）は、周波数が一定でパルス幅が可変となる第３のＰＷＭ信号となる。

このように、高周波信号（ｄ）はスイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が一定となるようにパルス幅を可変制御される第３のＰＷＭ信号とすることにより、主として第２のＰＷＭ信号（ｃ）のパルス幅により光出力を規定することが可能となる。仮に、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値が決まらないと、第２のＰＷＭ信号（ｃ）のパルス幅だけでは光出力を規定できなくなるが、本実施形態のように、高周波信号（ｄ）のパルス幅を可変制御することで、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を一定値となるように制御すれば、光出力を決める主な要素は第２のＰＷＭ信号（ｃ）のパルス幅となり、精度の高い調光制御が可能となる。

図９はスイッチング電源部４２の動作波形であり、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電流、ダイオードＤ１に流れる電流、及びスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧の波形を示している。スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、平滑コンデンサＣ５→平滑コンデンサＣ６→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→電流検出抵抗Ｒ１の経路で電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れる電流（スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース電流）は漸増して行き、インダクタＬ１に電磁エネルギーが蓄積される。

ＬＥＤ電源制御回路３の内部には所定の閾値Ｖｔｈが設定されており、電流検出抵抗Ｒ１で検出される電圧が閾値Ｖｔｈに達すると、スイッチング素子Ｑ１をオフさせる。したがって、インダクタＬ１に流れる電流（スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース電流）のピーク値は閾値Ｖｔｈで決まる一定値となる。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積された電磁エネルギーが、インダクタＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ６→インダクタＬ１の経路で放出される。このとき、ダイオードＤ１に流れる電流は図９に示すように漸減する電流となる。スイッチング素子Ｑ１のＯＮ区間とＯＦＦ区間を合算した周期τ、つまりその逆数のスイッチング周波数は一定の周波数に設定されている。

以上の動作を高周波（５０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ）で繰り返すことにより、平滑コンデンサＣ６には直流電圧（ｅ）が得られる。この直流電圧（ｅ）は出力端子ＣＯＮ２に接続されたリード線６を介してＬＥＤ発光部５に供給される。

本実施形態では、スイッチング電源回路４はＬＥＤ発光部５への出力電流を平滑化するコンデンサＣ６を出力端に並列接続されているので、光出力のちらつきを抑制できる。

ＬＥＤ発光部５は、図３の例では４個のＬＥＤ５ａ〜５ｄよりなり、ＬＥＤ５ａからＬＥＤ５ｄまでがアノードからカソードに直列につながれる構成となっている。ＬＥＤ５ａのアノード側にはプラス、ＬＥＤ５ｄのカソード側にはマイナスの電圧が印加されることにより、各ＬＥＤ５ａ〜５ｄが発光する。ＬＥＤ５ａ〜５ｄの順方向電圧Ｖｆの合計以上の電圧が印加されると、流れる電流の値に応じてＬＥＤから光束を得ることが出来る。順方向電圧Ｖｆは通常略３．５Ｖのため、４個直列に接続するのであれば、４×３．５Ｖ以上の直流電圧において点灯させることが出来る。

ＬＥＤ発光部５の構成は、ここに例示したＬＥＤ直列回路に限定されるものではなく、並列回路であっても良いし、直並列回路であっても良い。また、その直列個数や並列個数も限定されるものではない。

ＬＥＤ電源制御回路３は、高周波の発振動作を外部信号により停止させる動作禁止端子を備えており、上述のＰＷＭ信号（ｃ）に同期してスイッチング電源部４２の発振動作を間欠的に停止させることにより、ＬＥＤ発光部５の光出力を可変とすることができる。ここでは、ＰＷＭ信号（ｃ）がＨｉｇｈレベルのときに高周波の発振動作を行い、Ｌｏｗレベルのときに高周波の発振動作を停止するものとするが、ＰＷＭ信号（ｃ）のＨｉｇｈ／Ｌｏｗと高周波信号（ｄ）の発振／停止の関係は逆であっても構わない。

本実施形態の説明では、スイッチング電源部４２として降圧チョッパ回路を例示したが、これに限定されるものではなく、例えば昇圧チョッパ回路や昇降圧チョッパ回路、フライバックＤＣ−ＤＣコンバータなどを用いても良い。

次に、図１の調光器１について説明する。この調光器１は、例えば壁面の操作パネルに設置された調光つまみの操作量に応じてパルス幅が変化するＰＷＭ信号を出力する。

図１０は調光器１の構成例を示す回路図である。マイコン１１は安価な８ビットマイコンであり、Ａ／Ｄ変換入力ポートＰ１と２値出力ポートＰ２を有している。Ａ／Ｄ変換入力ポートＰ１には、制御電源電圧Ｖｃｃを固定抵抗Ｒ２と可変抵抗ＶＲで分圧した直流電圧が入力されている。マイコン１１はＡ／Ｄ変換入力ポートＰ１により検出された直流電圧のレベルに応じてパルス幅が可変となるＰＷＭ信号を２値出力ポートＰ２から出力する。２値出力ポートＰ２には抵抗Ｒ３を介してＰＮＰトランジスタＴｒのベース電極が接続されている。トランジスタＴｒのエミッタ電極は制御電源電圧Ｖｃｃのラインに接続されている。トランジスタＴｒのコレクタ電極は抵抗Ｒ４を介してグランドラインに接続されると共に、抵抗Ｒ５を介して出力端子ＣＯＮ４の一端に接続されている。出力端子ＣＯＮ４の他端はグランドラインに接続されている。

２値出力ポートＰ２がＬｏｗレベルになると、トランジスタＴｒが導通し、制御電源電圧Ｖｃｃのラインから抵抗Ｒ５を介してＰＷＭ信号線１２に電流が流れる。この電流により上述のフォトカプラＰＣ１が駆動される。２値出力ポートＰ２がＨｉｇｈレベルになると、トランジスタＴｒは非導通となり、ＰＷＭ信号線１２の電流は遮断される。

マイコン１１は制御電源電圧Ｖｃｃを受けて動作し、図１１の制御フローを繰り返し実行する。＃１１では変数ｔを０にリセットする。＃１２ではＡ／Ｄ変換入力ポートＰ１から可変抵抗ＶＲで設定された直流電圧をデジタル信号の変数ｄｕｔｙとして入力する。ここで、変数ｄｕｔｙは８ビットの整数であり、０〜２５５のいずれかの値を取る。

＃１３では２値出力ポートＰ２をＬｏｗレベルとする。これによりトランジスタＴｒが導通状態となり、制御電源電圧Ｖｃｃのラインから抵抗Ｒ５を介してＰＷＭ信号線１２に電流が流れる。

＃１４では変数ｔと変数ｄｕｔｙを比較し、一致していれば、＃１５に分岐する。一致していなければ、＃１５の処理をスキップし、＃１６に移行する。したがって、ｔ＝ｄｕｔｙとなるまでは２値出力ポートＰ２はＬｏｗレベルであり、トランジスタＴｒは導通状態であるから、ＰＷＭ信号線１２には電流が流れた状態が維持される。

＃１６ではタイマーにより（１／２５６）ｍｓｅｃ待機し、＃１７で変数ｔを１つインクリメントする。

＃１８では８ビット変数ｔが０に戻ったか否かを判定する。＃１８でｔ＝０となっていれば、＃１７のカウントアップを２５６回繰り返した（１桁繰り上がった）ことになるから、一周期（１ｍｓｅｃ）の時間が経過したことになる。

＃１８でｔ≠０であれば、＃１４に戻ってｔ＝ｄｕｔｙか否かを判定する。＃１４でｔ＝ｄｕｔｙであると判定されると、＃１５で２値出力ポートＰ２をＨｉｇｈレベルに切り替える。これにより、トランジスタＴｒは非導通となり、ＰＷＭ信号線１２の電流は遮断される。

＃１８でｔ＝０となっていれば、＃１２に戻って新たに変数ｄｕｔｙを入力し、以下、同じ処理を繰り返す。

これにより、２値出力ポートＰ２は一周期（１ｍｓｅｃ）の時間のうち、（ｄｕｔｙ／２５６）の時間だけＬｏｗレベルとなり、残りの時間はＨｉｇｈレベルとなる。したがって、ＰＷＭ信号線１２には周波数が１ｋＨｚでオンパルス幅が２５６段階に可変設定されるＰＷＭ信号が出力されることになる。

図１０の可変抵抗ＶＲは調光器１の操作部に設けられた調光つまみの操作により連続的に抵抗値が変化するものであるが、マイコン１１の処理ビット数が少ないために、ＰＷＭ信号（ａ）は連続的にパルス幅が変化せず、段階的にパルス幅が変化することになる。

ここで説明した調光器１の構成は例示であり、要するに、複数段階にパルス幅が可変とされるＰＷＭ信号を出力可能な構成であれば具体的構成は何でも良い。可変抵抗ＶＲは調光つまみに連動して調光レベルを手動制御する構成のほか、光センサーや人体センサとの連動で調光レベルを自動制御する構成としても良いし、タイマーとの連動で調光レベルをタイムスケジュール制御する構成としても良い。

図１２は本発明のＬＥＤ調光点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具ではＬＥＤ発光部５とは別のケースに電源ユニットＡを内蔵している。こうすることによってＬＥＤ発光部５は薄型化することが可能になり、別置型の電源ユニットＡは場所によらず設置可能となる。

器具筐体７は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板８で覆われている。この光拡散板８に対向するように、ＬＥＤ発光部５が配置されている。５１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤ発光部５のＬＥＤ５ａ〜５ｄを実装している。器具筐体７は天井９に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットＡからリード線６とコネクタ６０を介して配線されている。

図１２に示す電源別置型のＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤ発光部５を収めた器具筐体７と、ＬＥＤ５ａ〜５ｄを発光するために出力を与える電源ユニットＡとは別に配置されているので、施工に際しては、現場において電源ユニットＡを取り付けてから器具筐体７を取り付けて、両者をリード線６とコネクタ６０で接続するという作業が必要となる。

図１３は本発明のＬＥＤ調光点灯装置を用いた電源一体型のＬＥＤ照明器具の断面図である。ＬＥＤ照明器具の器具筐体７は天井９に埋め込まれている。器具筐体７内に、ＬＥＤ発光部５と電源ユニットＡが内蔵されている。器具筐体７は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板８で覆われている。この光拡散板８に対向するように、ＬＥＤ発光部５が配置されている。５１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤ発光部５のＬＥＤ５ａ〜５ｄを実装している。

４０は電源回路基板であり、電源ユニットＡの電子部品（図３、図４、図８参照）を実装している。ＬＥＤ発光部５は、器具筐体７内において放熱板７１に接触するように設置されており、ＬＥＤ５ａ〜５ｄの発生する熱を器具筐体７に逃がすようになっている。また、ＬＥＤ発光部５と電源ユニットＡは、この放熱板７１に設けられた穴を介して、リード線６で接続されている。放熱板７１はアルミ板や銅板のような金属板であり、放熱効果と遮蔽効果を兼ねている。放熱板７１は器具筐体７に電気的に接続されてアースされるが、リード線６のプラス側ならびにマイナス側とは電気的に分離された非充電部となっている。

本発明のＬＥＤ調光点灯装置は図１２または図１３に示すようなＬＥＤ照明器具として単独で実施する以外に、インバータ式蛍光灯器具に内蔵したり、インバータ式蛍光灯器具と混在・併用しても構わない。

１ 調光器
２ 調光信号変換回路
３ ＬＥＤ電源制御回路
４ スイッチング電源回路
５ ＬＥＤ発光部

Claims (8)

1. パルス幅を複数段階に可変とした第１のＰＷＭ信号を調光信号として出力する調光器と、
   第１のＰＷＭ信号を受けて第１のＰＷＭ信号よりも多段階にパルス幅を可変とした第２のＰＷＭ信号を出力する調光信号変換回路と、
   第２のＰＷＭ信号のパルス幅に同期して高周波信号を間欠発振する電源制御回路と、
   前記高周波信号によりオン・オフ駆動されるスイッチング素子を備えるスイッチング電源回路と、
   スイッチング電源回路の出力により駆動される１つ又は複数のＬＥＤを含むＬＥＤ発光部とを有することを特徴とするＬＥＤ調光点灯装置。
2. 前記スイッチング電源回路は商用交流電源をＬＥＤ点灯用の直流電圧に変換する回路であり、第２のＰＷＭ信号の周波数は商用交流周波数よりも高く、第１のＰＷＭ信号の周波数よりも低いことを特徴とする請求項１記載のＬＥＤ調光点灯装置。
3. 前記高周波信号の周波数は、第２のＰＷＭ信号の周波数の１００倍以上または第１のＰＷＭ信号の周波数の５０倍以上であることを特徴とする請求項１または２記載のＬＥＤ調光点灯装置。
4. 前記高周波信号は前記スイッチング素子に流れる電流のピーク値が一定となるようにパルス幅を制御される第３のＰＷＭ信号であることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のＬＥＤ調光点灯装置。
5. 前記スイッチング電源回路は前記ＬＥＤ発光部への出力電流を平滑化するコンデンサを出力端に並列接続されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載のＬＥＤ調光点灯装置。
6. 前記調光信号変換回路は、第１のＰＷＭ信号を平滑化するＣＲフィルタ回路と、前記ＣＲフィルタ回路により平滑化された直流電圧のレベルを周期的にＡ／Ｄ変換して検出する手段と、Ａ／Ｄ変換された複数の検出値を平均化して第２のＰＷＭ信号のパルス幅を決定する演算手段とを有することを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のＬＥＤ調光点灯装置。
7. 前記演算手段は前記調光器による調光レベルが低いときは、調光レベルが高いときに比べて、より多数の検出値を平均化して第２のＰＷＭ信号のパルス幅を決定することを特徴とする請求項６記載のＬＥＤ調光点灯装置。
8. 請求項１記載の調光信号変換回路と、電源制御回路と、スイッチング電源回路を実装された電源ユニットを備え、外部から第１のＰＷＭ信号を調光信号として入力する調光端子を有することを特徴とするＬＥＤ照明器具。

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