JP2012157221A - スイッチング電源回路とそれを用いた半導体発光素子の点灯装置及び照明器具 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング電源回路の誘導性素子Ｌ１が平滑コンデンサＣ１に直接接続されていない構成でも、突入電流防止回路の駆動電流を誘導性素子Ｌ１から供給可能とする。
【解決手段】整流回路ＤＢの出力に突入電流抑制用の限流抵抗ＰＴＣを介して接続される平滑用の第１コンデンサＣ１の正極、負極に各一端を接続された第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｄ１の各他端に誘導性素子Ｌ１の一端が接続されるスイッチング電源回路において、限流抵抗ＰＴＣと並列に接続される半導体スイッチ素子Ｑ２の制御電極に第２コンデンサＣ２を接続し、第１スイッチング素子Ｑ１のオフ時に誘導性素子Ｌ１の誘起電圧により第３コンデンサＣ３を充電し、第１スイッチング素子Ｑ１のオン時に第３コンデンサＣ３を電源として第２コンデンサＣ２を充電する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源回路とそれを用いた半導体発光素子の点灯装置及び照明器具に関するものである。

特許文献１（特開２００８−１０４２７４号公報）によれば、交流電圧を整流平滑した直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータにより電力変換してＬＥＤを点灯させるＬＥＤ点灯装置において、整流回路と平滑コンデンサの間に限流抵抗とサイリスタの並列回路を挿入し、限流抵抗により電源投入初期の平滑コンデンサへの突入電流を抑制すると共に、定常点灯時にはサイリスタをオン状態とすることで、限流抵抗による電力損失を抑制する突入電流防止回路が開示されている。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの誘導性素子の中間タップから得られたフライバック電流を整流平滑することで、突入電流防止回路のサイリスタのゲート駆動電流を供給する構成が開示されている。

特開２００８−１０４２７４号公報（図１、００２６）

上述の特許文献１では、ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランスの１次巻線とスイッチング素子の直列回路を平滑コンデンサに並列接続した構成を有している。このため、誘導性素子であるトランスの１次巻線の一端を突入電流防止回路のサイリスタのカソードに接続することができ、１次巻線の中間タップからダイオードを介して充電したコンデンサの電圧をサイリスタのゲート・カソード間に供給することが可能である。同様の構成は、昇圧チョッパ回路においても用いることが出来る。

一方、ＤＣ−ＤＣコンバータが降圧チョッパ回路である場合、誘導性素子であるインダクタは、一般的に入力直流電源としての平滑コンデンサに直接接続されることはなく、負荷回路またはスイッチング素子を介して入力直流電源に接続されることになる。なぜなら、仮に誘導性素子を入力直流電源に直接接続すると、降圧チョッパ回路では、誘導性素子と負荷回路及び回生ダイオードにより閉回路を構成する必要があるから、負荷回路は入力直流電源の電位から離れてしまう。その場合、負荷回路の電位が高周波的に変動することになるので、例えば、図５に例示するような電源別置型のＬＥＤ点灯装置に用いる場合、高周波の輻射雑音の原因となる。したがって、このような用途では特に、負荷回路の一端を入力直流電源に直接接続して電位を安定させる必要があり、その結果、誘導性素子としてのインダクタＬ１は、図１〜図３に例示するように、負荷回路またはスイッチング素子を介して入力直流電源に接続されることになる。このため、ＤＣ−ＤＣコンバータが降圧チョッパ回路である場合には、特許文献１の構成をそのまま適用することは出来ない。

本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、スイッチング電源回路の誘導性素子が平滑コンデンサに直接接続されていない場合でも、突入電流防止回路の駆動電流を誘導性素子から供給可能とすることを課題とする。

請求項１の発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、交流電源を整流する整流回路ＤＢと；整流回路ＤＢの出力に突入電流抑制用の限流抵抗ＰＴＣを介して接続される平滑用の第１コンデンサＣ１と；第１コンデンサＣ１の正極に一端を接続される第１スイッチング素子Ｑ１と；第１コンデンサＣ１の負極に一端を接続される第２スイッチング素子（ダイオードＤ１）と；第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子（ダイオードＤ１）の各他端に一端を接続される誘導性素子Ｌ１と；誘導性素子Ｌ１の他端と第１コンデンサＣ１の正極または負極との間に接続される負荷回路（半導体発光素子４）と；前記限流抵抗ＰＴＣと並列に接続される半導体スイッチ素子Ｑ２とを備えるスイッチング電源回路において、前記半導体スイッチ素子Ｑ２の制御電極に第２コンデンサＣ２を接続され、第１スイッチング素子Ｑ１または第２スイッチング素子（ダイオードＤ１）がオフされたときに前記誘導性素子Ｌ１に誘起される電圧を用いて第２コンデンサＣ２を充電することを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１記載のスイッチング電源回路において、図１に示すように、第２コンデンサＣ２の負極は第１コンデンサＣ１の正極に接続されており、誘導性素子Ｌ１の前記一端に負極を接続された第３コンデンサＣ３を備え、第１スイッチング素子Ｑ１の導通時に第３コンデンサＣ３の正極から第２コンデンサＣ２の正極に向けて電荷を転送する電流経路（ダイオードＤ２と抵抗Ｒ２）を備えることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項２記載のスイッチング電源回路において、図１に示すように、第３コンデンサＣ３は第２スイッチング素子（ダイオードＤ１）の導通時に誘導性素子Ｌ１の中間タップまたは第１スイッチング素子Ｑ１の両端電圧により充電されることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項２または３に記載のスイッチング電源回路において、図１に示すように、第１スイッチング素子Ｑ１は制御電極付きのスイッチング素子であり、前記制御電極に制御信号を与える制御回路ＩＣ１を第３コンデンサＣ３の負極側に備え、第３コンデンサＣ３は前記制御回路ＩＣ１に制御用電源電圧を与える制御用電源回路であることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項２記載のスイッチング電源回路において、図２に示すように、第２スイッチング素子は制御電極付きのスイッチング素子であり、前記制御電極に制御信号を与える制御回路ＩＣ１と、該制御回路ＩＣ１に制御用電源電圧を与える制御用電源回路（コンデンサＣ５）を第１コンデンサＣ１の負極側に備え、第２スイッチング素子の導通時に制御用電源回路の正極から第３コンデンサＣ３の正極に充電電流を流す電流経路（ダイオードＤ３と抵抗Ｒ３）を備えることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源回路において、第１及び第２のスイッチング素子のうち一方は、制御電極付きのスイッチング素子Ｑ１であり、他方は第１コンデンサＣ１の電圧を阻止する方向に接続されたダイオードＤ１であることを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項１〜６のいずれかに記載のスイッチング電源回路において、負荷回路として半導体発光素子４を備えることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置である。

請求項８の発明は、請求項７記載の半導体発光素子の点灯装置を備える照明器具である（図５）。

本発明によれば、スイッチング電源回路の誘導性素子が平滑用の第１コンデンサに直接接続されていない場合でも、突入電流防止用の限流抵抗と並列に接続された半導体スイッチ素子の駆動電流を、第１または第２スイッチング素子のオンオフ動作を利用して誘導性素子から供給可能としたから、スイッチング動作が開始するまでは限流抵抗と並列に接続された半導体スイッチ素子をオフ状態に維持することができ、これにより突入電流を確実に抑制できる。

本発明の実施形態１の回路図である。 本発明の実施形態２の回路図である。 本発明の実施形態３の回路図である。 本発明の実施形態３に用いる制御用集積回路の内部構成を示すブロック回路図である。 本発明の実施形態４の照明器具の概略構成を示す断面図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の回路図である。商用交流電源を全波整流する整流回路ＤＢの直流出力端子には、限流抵抗としての正特性サーミスタＰＴＣを介して平滑コンデンサＣ１が接続されている。正特性サーミスタＰＴＣには、逆阻止三端子サイリスタＱ２が並列接続されている。サイリスタＱ２のゲート・カソード間には、電荷蓄積用のコンデンサＣ２が並列接続されている。このコンデンサＣ２は電源投入初期には充電されていない。したがって、電源投入初期にはサイリスタＱ２はオフされており、平滑コンデンサＣ１は正特性サーミスタＰＴＣを介して充電される。これにより突入電流は抑制される。

平滑コンデンサＣ１には、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１、インダクタＬ１、平滑コンデンサＣ４よりなる降圧チョッパ回路が接続されている。平滑コンデンサＣ４には、発光ダイオード（ＬＥＤ）の直列回路よりなる半導体発光素子４が並列接続されている。

スイッチング素子Ｑ１は制御回路ＩＣ１によりオンオフ制御される。制御回路ＩＣ１は高周波の矩形波電圧信号を出力する発振回路である。制御回路ＩＣ１の制御電源電圧は平滑コンデンサＣ３から供給される。

平滑コンデンサＣ３は電源投入初期には、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧により抵抗Ｒ１を介して充電される。つまり、平滑コンデンサＣ１の正極→抵抗Ｒ１→平滑コンデンサＣ３→インダクタＬ１→平滑コンデンサＣ４→平滑コンデンサＣ１の負極の経路で電流が流れることにより、平滑コンデンサＣ３が充電される。平滑コンデンサＣ３の充電電圧が制御回路ＩＣ１の動作可能電圧に達すると、制御回路ＩＣ１の発振動作が開始し、スイッチング素子Ｑ１が高周波でオンオフ制御される。

スイッチング素子Ｑ１がオンされると、平滑コンデンサＣ１の正極→スイッチング素子Ｑ１→インダクタＬ１→平滑コンデンサＣ４→平滑コンデンサＣ１の負極の経路で電流が流れて、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフされると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーがインダクタＬ１→平滑コンデンサＣ４→ダイオードＤ１の経路で回生電流として放出される。このとき、インダクタＬ１の中間タップからダイオードＤ３を介して平滑コンデンサＣ３にも回生電流が流れて、制御回路ＩＣ１の制御電源電圧が供給される。平滑コンデンサＣ３の電圧はツェナーダイオードＺＤ１で規制される一定電圧となる。

スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、平滑コンデンサＣ３の電圧によりダイオードＤ２と抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ２が充電される。これにより、コンデンサＣ２の電圧が逆阻止三端子サイリスタＱ２の点弧電圧以上に上昇すると、サイリスタＱ２はオン状態となる。その後は、正特性サーミスタＰＴＣがサイリスタＱ２により短絡された状態となるので、正特性サーミスタＰＴＣによる無駄な電力ロスは生じない。

なお、スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、平滑コンデンサＣ３の電圧は抵抗Ｒ１を介してスイッチング素子Ｑ１にも流れるが、この抵抗Ｒ１は起動用の高抵抗であるので、差し支えない。また、必要であれば、図示しない逆流防止用のダイオードを抵抗Ｒ１に直列接続しておけば、抵抗Ｒ１を介するコンデンサＣ３の放電は阻止できる。

本実施形態によれば、降圧チョッパ回路のインダクタＬ１の回生電流によりスイッチング素子Ｑ１の制御回路ＩＣ１の制御電源電圧を確保すると共に、スイッチング素子Ｑ１のオン時に制御電源電圧をコンデンサＣ２に転送することで、突入電流防止回路のサイリスタＱ２を点弧することができる。したがって、サイリスタＱ２がオン状態となるのは、平滑コンデンサＣ１、Ｃ３の電圧が立ち上がって、降圧チョッパ回路がスイッチング動作を開始した後であり、これにより電源投入初期の突入電流を確実に防止できる。

なお、突入電流防止回路のサイリスタＱ２は他の半導体スイッチ素子（パワーＭＯＳＦＥＴなど）であっても良い。また、突入電流防止回路の正特性サーミスタＰＴＣは突入電流を抑制できる抵抗値であれば通常の抵抗でも構わない。他の実施形態でも同様である。

（実施形態２）
図２は本発明の実施形態２の回路図である。スイッチング素子Ｑ１が低電位側に配置されている点が実施形態１とは異なる。スイッチング素子Ｑ１の制御回路ＩＣ１に制御電源電圧を供給する平滑コンデンサＣ５は、電源投入初期にはスイッチング素子Ｑ１の両端電圧により抵抗Ｒ１を介して充電される。つまり、平滑コンデンサＣ１の正極→平滑コンデンサＣ４→インダクタＬ１→抵抗Ｒ１→平滑コンデンサＣ５→平滑コンデンサＣ１の負極の経路で電流が流れることにより、平滑コンデンサＣ５が充電される。平滑コンデンサＣ５の充電電圧が制御回路ＩＣ１の動作可能電圧に達すると、制御回路ＩＣ１の発振動作が開始し、スイッチング素子Ｑ１が高周波でオンオフ制御される。

スイッチング素子Ｑ１がオンされると、平滑コンデンサＣ１の正極→平滑コンデンサＣ４→インダクタＬ１→スイッチング素子Ｑ１→平滑コンデンサＣ１の負極の経路で電流が流れて、インダクタＬ１にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑ１がオフされると、インダクタＬ１の蓄積エネルギーがインダクタＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ４の経路で回生電流として放出される。このとき、インダクタＬ１の２次巻線からダイオードＤ４を介して平滑コンデンサＣ５にも回生電流が流れて、制御回路ＩＣ１の制御電源電圧が供給される。平滑コンデンサＣ５の電圧はツェナーダイオードＺＤ１で規制される一定電圧となる。

スイッチング素子Ｑ１がオンのとき、平滑コンデンサＣ５の電圧により抵抗Ｒ３とダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３が充電される。また、スイッチング素子Ｑ１がオフのとき、インダクタＬ１→平滑コンデンサＣ３→ダイオードＤ２→抵抗Ｒ２→コンデンサＣ２→平滑コンデンサＣ４→インダクタＬ１の経路で回生電流が流れることによりコンデンサＣ２が充電される。これにより、コンデンサＣ２の電圧が逆阻止三端子サイリスタＱ２の点弧電圧以上に上昇すると、サイリスタＱ２がオン状態となる。その後は、正特性サーミスタＰＴＣがサイリスタＱ２により短絡された状態となるので、正特性サーミスタＰＴＣによる無駄な電力ロスは生じない。

本実施形態によれば、降圧チョッパ回路のインダクタＬ１の２次巻線から制御回路ＩＣ１の制御電源電圧を確保すると共に、スイッチング素子Ｑ１のオン時に制御電源電圧を電荷中継用のコンデンサＣ３に転送し、さらに、スイッチング素子Ｑ１のオフ時（ダイオードＤ１のオン時）にコンデンサＣ３の電荷をコンデンサＣ２に転送することで、サイリスタＱ２を点弧している。したがって、サイリスタＱ２がオン状態となるのは、降圧チョッパ回路が高周波のオンオフ動作を開始した後であり、これにより突入電流を確実に防止できる。

実施形態１、２では、スイッチング電源回路として降圧チョッパ回路を例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、ハーフブリッジ回路であっても良い。

（実施形態３）
図３は本発明の実施形態３に係る半導体発光素子の点灯装置の回路図である。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１と直列に電流検出抵抗Ｒ４を備えているので、図１または図２の原理によりコンデンサＣ２を充電しようとすると、スイッチング電流の検出値に誤差が生じてしまう。そこで、本実施形態では、インダクタＬ１に独立した３次巻線ｎ３を設けて、その出力によりサイリスタＱ２の駆動電流を供給している。

電源コネクタＣＯＮ１には商用交流電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）が接続される。出力コネクタＣＯＮ２には、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子４が接続される。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。

電源コネクタＣＯＮ１には、電流フューズＦＵＳＥとフィルタ回路２ａを介して直流電源回路２ｂが接続されている。フィルタ回路２ａは、サージ電圧吸収素子ＺＮＲ、フィルタコンデンサＣａ，Ｃｂ及びコモンモードチョークコイルＬＦで構成されている。直流電源回路２ｂは、全波整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１、Ｃｏよりなる整流平滑回路で構成されている。

全波整流回路ＤＢの直流出力端子は、正特性サーミスタＰＴＣを介して、平滑コンデンサＣ１に接続されている。正特性サーミスタＰＴＣは、温度が高くなると抵抗値が高くなるサーミスタである。平滑コンデンサＣ１は例えば数十μＦ程度の容量を有している。平滑コンデンサＣ１に並列接続されたコンデンサＣｏは、高周波バイパス用の小容量のコンデンサである。

電源投入直後は、全波整流回路ＤＢの直流出力端子が充電前の平滑コンデンサＣ１で短絡されることになり、いわゆる突入電流が流れる。この突入電流を正特性サーミスタＰＴＣにより制限している。一方、平滑コンデンサＣ１が充電された後は、正特性サーミスタＰＴＣによる電流制限は不要となる。また、無駄な電力消費を生じることになる。そこで、正特性サーミスタＰＴＣと並列に逆阻止三端子サイリスタ（ＳＣＲ）Ｑ２を接続し、電源投入後、平滑コンデンサＣ１の充電が完了する頃には、サイリスタＱ２がオンするように制御している。

サイリスタＱ２のゲート電圧を生成するために、本実施形態では、降圧チョッパ回路３のインダクタＬ１に設けた３次巻線ｎ３からダイオードＤ２、抵抗Ｒ２を介して、電荷蓄積用のコンデンサＣ２を充電している。コンデンサＣ２には、放電用の抵抗Ｒ２１が並列接続されている。抵抗Ｒ２、Ｒ２１とコンデンサＣ２の時定数は、サイリスタＱ２がオンされるまでの遅延時間を規定する。コンデンサＣ２の電圧が上昇すると、ダイオードＤ２１，Ｄ２２の並列回路、抵抗Ｒ２２を介して、サイリスタＱ２にゲート電圧が供給される。なお、サイリスタＱ２のゲート・カソード間に並列接続されたコンデンサＣ２２は誤動作防止用である。以上の抵抗Ｒ２、Ｒ２１、Ｒ２２、コンデンサＣ２，Ｃ２２、ダイオードＤ２、Ｄ２１、Ｄ２２、サイリスタＱ２、正特性サーミスタＰＴＣ並びにインダクタＬ１の３次巻線ｎ３よりなる回路は、突入電流防止回路２ｃを構成している。

直流電源回路２ｂの出力端には、降圧チョッパ回路３が接続されている。降圧チョッパ回路３は、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して直列に接続されるインダクタＬ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と直流電源回路２ｂの出力との間に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と並列に接続されて、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１の蓄積エネルギーを前記半導体発光素子４に放出する方向に接続された回生ダイオードＤ１とを備えている。また、前記半導体発光素子４と並列にコンデンサＣ４が接続されている。このコンデンサＣ４は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化して前記半導体発光素子４に平滑化された直流電流が流れるように容量を設定されている。

スイッチング素子Ｑ１は制御用集積回路５により高周波でオンオフ駆動される。制御用集積回路５として、ここではＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いている。このチップ（Ｌ６５６２）は、本来は、ＰＦＣ回路（力率改善制御用の昇圧チョッパ回路）の制御用ＩＣであり、内部に乗算回路など、降圧チョッパ回路の制御には余分な構成要素を含んでいる。その反面、入力電流の平均値を入力電圧の包絡線と相似形とする制御のために、入力電流のピーク値を制御する機能と、ゼロクロス制御機能を１チップ内に具備しており、これらの機能を降圧チョッパ回路の制御に転用している。

図４は本実施形態に用いる制御用集積回路５の内部構成を簡略化して示している。１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器（エラーアンプ）ＥＡの反転入力端子、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器ＥＡの出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は乗算回路５２の入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（Ｖｃｃ）は電源端子である。

電源端子Ｖｃｃとグランド端子ＧＮＤの間に所定電圧以上の制御電源電圧が供給されると、制御電源５１により基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２が生成されると共に、集積回路内部の各回路が動作可能となる。スタータ５３により電源投入時にはフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにスタートパルスが供給されて、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。

７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなると、図３の抵抗Ｒ５、Ｒ７で分圧されたゲート駆動電圧がＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に印加される。抵抗Ｒ４は電流検出用の小抵抗であるので、ゲート・ソース間の駆動電圧には殆ど影響しない。

スイッチング素子Ｑ１がオンになると、コンデンサＣ１の正極からコンデンサＣ４、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ４を介してコンデンサＣ１の負極へ電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流ｉは、インダクタＬ１が磁気飽和しない限り略直線的に上昇する電流となる。この電流は抵抗Ｒ４により検出されて、制御用集積回路５の４番ピン（ＣＳ）に入力される。

制御用集積回路５の４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子であり、その電圧は、ＩＣ内部の４０ＫΩと５ｐＦのノイズフィルタを介してコンパレータＣＰ１の＋入力端子に印加される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には基準電圧が印加されている。この基準電圧は１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧と３番ピン（ＭＵＬＴ）の印加電圧により決定される。

チョッパ電流検出端子ＣＳの電圧が基準電圧を超えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。このとき、駆動回路５４は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から電流を引き込むように動作するので、図３のダイオードＤ６がオンとなり、抵抗Ｒ６を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが回生ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ４に放出される。このとき、インダクタＬ１の両端電圧はコンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４にクランプされるので、インダクタＬ１の電流ｉは略一定の傾き（ｄｉ／ｄｔ≒−Ｖｃ４／Ｌ１）で減少して行く。

コンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４が高いときには、インダクタＬ１の電流ｉは急速に減衰し、コンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４が低いときには、インダクタＬ１の電流ｉは緩慢に減衰する。したがって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定であっても、インダクタＬ１の電流ｉが消失するまでの時間は変化する。その所要時間はコンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４が高いほど短く、低いほど長い。

インダクタＬ１に電流ｉが流れている期間中は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にはインダクタＬ１の電流ｉの傾きに応じた電圧が発生している。この電圧は、インダクタＬ１の電流ｉが流れ終わると、消失する。そのタイミングを５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）で検出する。５番ピンに接続された抵抗Ｒ９、コンデンサＣ９はフィルタ回路を構成している。

制御用集積回路５の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）には、ゼロクロス検出用のコンパレータＣＰ２の−入力端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の＋入力端子にはゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に印加されていた２次巻線ｎ２の電圧が消失すると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ＯＲゲートを介してフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにセットパルスが供給され、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路５４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返す。

以上の動作により、コンデンサＣ４にはコンデンサＣ１の電圧を降圧した直流電圧が得られる。この直流電圧は出力コネクタＣＯＮ２を介して半導体発光素子４に供給される。半導体発光素子４として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、ＬＥＤの順電圧をＶｆ、直列個数をｎ個とすると、コンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４は略ｎ×Ｖｆにクランプされる。

ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、コンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４は高いから、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１との電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ４）は小さくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｃ１−Ｖｃ４）／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は長くなる。

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ４／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は短くなる。

ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、上述の説明とは逆に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなり、オフ時間は長くなる。つまり、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、コンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４は低いから、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃ１との電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ４）は大きくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｃ１−Ｖｃ４）／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ４の電圧Ｖｃ４（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ４／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は長くなる。

このように、本実施形態の点灯装置によれば、ＬＥＤの直列個数ｎが多くなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長く、オフ時間が短くなり、ＬＥＤの直列個数ｎが少なくなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短く、オフ時間が長くなる。したがって、ＬＥＤの直列個数ｎに関わらず、定電流特性を維持できる仕組みとなっている。

本実施形態では、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧消失のタイミングを検出することで、インダクタＬ１に流れる電流が略ゼロになるタイミングを検出しているが、他の手段として、回生ダイオードＤ１の逆方向電圧の上昇を検出したり、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧の降下を検出する等、回生電流が消失するタイミングを検出できる手段であれば、具体的な手段は変更しても構わない。

ここで、制御電源回路６の構成について説明する。本実施形態では、コンデンサＣ５とその電圧を規制するツェナーダイオードＺＤ１を備えており、コンデンサＣ１の正極から充電抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ５の正極に充電電流を供給する構成であり、より効率の良い電源供給手段として、定常時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２からコンデンサＣ５を充電する構成を併用している。

コンデンサＣ１の電圧は、商用交流電源電圧（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）のピーク値付近の電圧（約１４０Ｖ）となる。このコンデンサＣ１から、降圧用の抵抗Ｒ１を介して制御電源電圧Ｖｃｃを供給するためのコンデンサＣ５に充電電流を供給する。

コンデンサＣ５の電圧が制御用集積回路５の動作可能電圧以上に上昇すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作が開始され、インダクタＬ１に高周波の三角波電流が流れるから、その２次巻線ｎ２には高周波の矩形波電圧が発生する。スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２に発生する電圧によりダイオードＤ８、コンデンサＣ８、抵抗Ｒ８を介して電流が流れて、コンデンサＣ８が充電される。スイッチング素子Ｑ１のオフ時にはインダクタＬ１の２次巻線ｎ２に逆極性の電圧が発生するから、この電圧とコンデンサＣ８の充電電圧を加算させた電圧によりダイオードＤ４と抵抗Ｒ８を介してコンデンサＣ５に充電電流が流れる。これによりコンデンサＣ５の電圧はさらに上昇しようとするが、ツェナーダイオードＺＤ１が並列接続されているので、そのツェナー電圧によりクランプされて一定の制御電源電圧Ｖｃｃが生成される。

なお、制御電源電圧Ｖｃｃを供給するためのコンデンサＣ５の電圧は十数Ｖ程度である。コンデンサＣ５と並列に接続されたコンデンサＣ６は、ダイオードＤ４を介する充電電流の高周波成分をバイパスするための小容量のコンデンサである。

制御電源電圧Ｖｃｃは抵抗Ｒ１１，Ｒ１２により分圧されて、制御用集積回路５の１番ピン（ＩＮＶ）に印加される。この電圧は、上述のように、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流のピーク値を規定するために用いられる。制御用集積回路５の２番ピン（ＣＯＭＰ）と３番ピン（ＭＵＬＴ）は、本実施形態では短絡させている。

本実施形態の構成によれば、負荷が異なる場合であってもチョッパ電流の平均値は殆ど変化しない。したがって、チョッパ電流の脈動成分をコンデンサＣ４により平滑化して負荷に供給される出力電流の実効値は、負荷に関わらず略一定となる。

この定電流制御を実現するために、本実施形態では、電流検出抵抗Ｒ４によりスイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出している。このため、仮に図１や図２の原理により突入電流防止回路のコンデンサＣ２を充電しようとすると、スイッチング素子Ｑ１のオン時にコンデンサＣ２の充電電流がスイッチング電流に重畳されることによりスイッチング電流のピーク値を正確に制御できなくなる。これに対して、図３の構成によれば、コンデンサＣ２の充電電流がスイッチング電流に重畳されることはないので、スイッチング電流のピーク値を正確に制御できる。

また、本実施形態では、ダイオードＤ１に流れる回生電流がゼロになったタイミングでスイッチング素子Ｑ１をオンさせることにより、スイッチング損失を低減すると共に、スイッチング電流のピーク値と負荷電流の平均値（＝ピーク値÷２）を厳密に比例させている。仮に上述の図２の原理によりコンデンサＣ２を充電しようとすると、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にダイオードＤ１の回生電流を打ち消す方向にコンデンサＣ２の充電電流が流れることになり、インダクタＬ１の回生電流がゼロクロスするタイミングを正確に検出できなくなる。これに対して、図３の構成によれば、コンデンサＣ２の充電電流が回生電流を打ち消す方向に流れることは無いので、ゼロクロスのタイミングを正確に検出できる。

このように、回生電流のゼロクロス検出によるスイッチング素子Ｑ１のオン制御と、スイッチング電流のピーク検出によるスイッチング素子Ｑ１のオフ制御とを組み合わせることにより定電流制御を実施する場合には、図１または図２の原理によりコンデンサＣ２を充電することは好ましくなく、図３のように独立した３次巻線ｎ３を用いてコンデンサＣ２を充電する方式が優れていると言える。

なお、本実施形態の一変形例として、図３の逆阻止三端子サイリスタＱ２を制御電極付き双方向サイリスタ（トライアック）に置き換えて、その制御電極を兼ねる主電極（Ｔ１）をコンデンサＣ５の負極に接続し、他方の主電極（Ｔ２）を全波整流回路ＤＢの負極に接続し、主電極（Ｔ１）とゲート電極（Ｇ）との間にコンデンサＣ５の電圧を供給するように構成すれば、双方向サイリスタ（トライアック）を第４象限でオンさせることが出来る。その場合、突入電流防止回路２ｃは大幅に簡素化でき、双方向サイリスタ（トライアック）と正特性サーミスタＰＴＣの並列回路で実現できる。

（実施形態４）
図５は本発明のＬＥＤ点灯装置を用いた電源別置型ＬＥＤ照明器具の概略構成を示している。この電源別置型ＬＥＤ照明器具では、ＬＥＤモジュール４０の筐体４２とは別のケースに電源ユニットとしての点灯装置１を内蔵している。こうすることによってＬＥＤモジュール４０は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての点灯装置１は場所によらず設置可能となる。

器具筐体４２は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板４３で覆われている。この光拡散板４３に対向するように、ＬＥＤモジュール４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤモジュール４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。器具筐体４２は天井１００に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての点灯装置１からリード線４４とコネクタ４５を介して配線されている。

電源ユニットとしての点灯装置１の内部には、図３に示すような回路が収納されている。ＬＥＤ４ａ〜４ｄの直列回路（ＬＥＤモジュール４０）が上述の半導体発光素子４に対応している。

本実施形態では、電源ユニットとしての点灯装置１がＬＥＤモジュール４０とは別の筐体に収納される電源別置型ＬＥＤ照明器具を例示したが、ＬＥＤモジュール４０と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型ＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。

また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子４として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機ＥＬ素子や半導体レーザー素子などであっても良い。

ＤＢ 全波整流回路
Ｑ１ スイッチング素子
Ｌ１ インダクタ
Ｄ１ ダイオード
Ｃ１ 平滑コンデンサ
ＰＴＣ 正特性サーミスタ
Ｑ２ 逆阻止三端子サイリスタ
Ｃ２ コンデンサ

Claims (8)

1. 交流電源を整流する整流回路と；整流回路の出力に突入電流抑制用の限流抵抗を介して接続される平滑用の第１コンデンサと；第１コンデンサの正極に一端を接続される第１スイッチング素子と；第１コンデンサの負極に一端を接続される第２スイッチング素子と；第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子の各他端に一端を接続される誘導性素子と；誘導性素子の他端と第１コンデンサの正極または負極との間に接続される負荷回路と；前記限流抵抗と並列に接続される半導体スイッチ素子とを備えるスイッチング電源回路において、
   前記半導体スイッチ素子の制御電極に第２コンデンサを接続され、第１スイッチング素子または第２スイッチング素子がオフされたときに前記誘導性素子に誘起される電圧を用いて第２コンデンサを充電することを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 第２コンデンサの負極は第１コンデンサの正極に接続されており、誘導性素子の前記一端に負極を接続された第３コンデンサを備え、第１スイッチング素子の導通時に第３コンデンサの正極から第２コンデンサの正極に向けて電荷を転送する電流経路を備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
3. 第３コンデンサは第２スイッチング素子の導通時に誘導性素子の中間タップまたは第１スイッチング素子の両端電圧により充電されることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源回路。
4. 第１スイッチング素子は制御電極付きのスイッチング素子であり、前記制御電極に制御信号を与える制御回路を第３コンデンサの負極側に備え、第３コンデンサは前記制御回路に制御用電源電圧を与える制御用電源回路であることを特徴とする請求項２または３に記載のスイッチング電源回路。
5. 第２スイッチング素子は制御電極付きのスイッチング素子であり、前記制御電極に制御信号を与える制御回路と、該制御回路に制御用電源電圧を与える制御用電源回路を第１コンデンサの負極側に備え、第２スイッチング素子の導通時に制御用電源回路の正極から第３コンデンサの正極に充電電流を流す電流経路を備えることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源回路。
6. 第１及び第２のスイッチング素子のうち一方は、制御電極付きのスイッチング素子であり、他方は第１コンデンサの電圧を阻止する方向に接続されたダイオードであることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載のスイッチング電源回路。
7. 請求項１〜６のいずれかに記載のスイッチング電源回路において、負荷回路として半導体発光素子を備えることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
8. 請求項７記載の半導体発光素子の点灯装置を備える照明器具。

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