CN110736862B - 一种基于开关模式的电压钳位保护的结构 - Google Patents

一种基于开关模式的电压钳位保护的结构 Download PDF

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Abstract

一种基于开关模式的电压钳位保护的结构，一块ATE测试单板引出多条测试通道与外部的被测芯片相连，其包括并联二极管组和开关模式的功率级单元，该开关模式的功率级单元用以钳位电压电源端Vo、第二电源端Vm和第一电源端Vi之间电压转换，且实现电流传递和能量转换，其中，钳位电压电源端Vo与电压钳位保护单元的钳位高端电压VH或低端电压VL相连；在正常工作时，当钳位电压电源端Vo为钳位高端电压VH时，电流通过钳位电压电源端Vo流入到第一电源端Vi或第二电源端Vm，当钳位电压电源端Vo为钳位低端电压VL时，电流从第一电源端Vi或第二电源端Vm流出到钳位电压电源端Vo。

Description

一种基于开关模式的电压钳位保护的结构
技术领域
本发明涉及半导体自动化测试设备领域，尤其涉及一种基于开关模式的 电压钳位保护结构。
背景技术
半导体自动化测试设备ATE中，一块测试单板通常引出很多测试通道 (ch)与外部的被测芯片(Device Under Test，简称DUT)相连。这些通 道一般直接来自ATE系统单板上测试芯片的管脚输出，由于外部被测芯片由 于是带电测试，其好坏状态未知，如果被测管脚上电压不确定，或者误操作， 有可能会出现把异常电压加在测试通道上，该异常电压超出单板上测试通道 最大额定耐压范围，此时不做保护钳位，极有可能产生击穿单板上测试芯片 管脚，进而损坏被测设备。
然而，由于测试精度的要求，通道中间往往无法串联任何隔离或保护措 施。请参阅图1，图1所示为现有技术中半导体自动化测试设备ATE中包括 并联二极管方案的电路示意图。按照图1所示使用并联二极管的方式，其将 通道上的电压保护模块并接在高端电压VH和低端电压VL之间。图1中的 Negative LDO(low dropout regulator，低压差线性稳压器LDO)为负LDO， Positive LDO为正LDO。
在正常工作情况下，通道的工作电压在VH和VL之间，二极管被反向 截止。当通道电压高于VH时，高端侧的二极管，以Dh1为例，开始导通， 电流i1流入VH，从而使通道<1>上的电压被钳位在VH加上二极管的导通 压降，同理，通道电压低于VL时，低端侧的二极管导通，电流流出VL。由 于VH和VL的电流方向一个是流入一个是流出，VL更有可能是负压电源，这就需要对VH和VL进行专门的设计来满足电流的流向。
请参阅图2，图2所示为现有的技术中通过线性稳压电源LDO来实现 VH和VL的示意图。如图所示，负LDO用来处理VH使钳位发生时的电流 流入Vin_H，正LDO使VL钳位时电流从Vin_L流出。
以高端LDO为例，钳位时其上的功耗约为(VH-Vin_H)*iH，如果选择 不了合适的Vin_H，或者iH非常大，高端LDO的功耗导致的温升往往不足 以保护这么多通道。
现实中，虽然系统单板上电源种类很多，但是也不可能恰好有合适的 Vin_H来使VH_Vin_H足够小，即使有，一方面LDO本身的最小压差无法 足够小，另一方面，Vin_H本身的负载能力不一定能吸收钳位时的总电流iH， 此时会导致Vin_H失效进而被损坏。通常在Vin_H下加一些闲置负载来抵消 钳位时的iH，但是这种情况下，即使不钳位，闲置负载也在不停的消耗能量， 降低了效率。
除此之外，由于一块测试单板上的通道数量非常多，以500个为例，虽 然不可能同时出现钳位，但考虑最差情况，以每个通道的发生钳位时电流 in＝2mA来估算，则实际iH或iL＝500*2mA＝1A。以2V压差的LDO为例， LDO上的功耗约2W，也是非常大的，一般需要大体积的LDO和高条件的 散热方式才能保证LDO的正常工作，设计成本较高。
发明内容
为实现上述目的，本发明的技术方案如下：
一种基于开关模式的电压钳位保护的结构，用于ATE测试系统中，一块 ATE测试单板引出多条测试通道与外部的被测芯片相连，所述通道接至所述 ATE测试单板上测试芯片的管脚输出，其包括并联二极管组和开关模式的功 率级单元，所述并联二极管组并接在钳位高端电压VH和钳位低端电压VL 之间，所述开关模式的功率级单元用以钳位电压电源端Vo、第二电源端Vm 和第一电源端Vi之间电压转换，且实现电流传递和能量转换，其中，所述钳 位电压电源端Vo与所述电压钳位保护单元的钳位高端电压VH相连或低端 电压VL；在正常工作时，当所述钳位电压电源端Vo为钳位高端电压VH时， 电流通过所述钳位电压电源端Vo流入到所述第一电源端Vi或第二电源端 Vm，当钳位电压电源端Vo是钳位低端电压VL时，电流从所述第一电源端 Vi和第二电源端Vm流出到所述钳位电压电源端Vo。
进一步地，所述电压钳位保护单元还包括：
采样转换单元，用于采样所述钳位电压电源端Vo和第一电源端Vi之 间输入输出的电压信号和电流信号；以及
控制单元，接收所述采样转换单元经转化后的电压信号和电流信号， 并根据所述电压信号和电流信号监测电路的工作状态，并调整所述开关模式 的功率级。
进一步地，所述电压钳位保护单元还包括第一滤波单元和第二滤波单元， 用于滤除所述钳位电压电源端Vo上产生的开关纹波和噪声；所述第一滤波 单元串接在所述钳位电压电源端Vo和钳位高端电压VH之间，所述第二滤 波单元串接在所述钳位电压电源端Vo和钳位低端电压VL之间。
进一步地，所述钳位电压电源端Vo为两个，其中，一个为钳位高端电 压VH，另一个为钳位低端电压VL。
进一步地，所述开关模式的功率级单元包括电感L、第一开关S1、第二 开关S2、输出电容C和等效负载R；所述第一开关S1和第二开关S2依次 串接在所述第一电源端Vi和钳位电压电源端Vo之间，所述第一开关S1和 所述第一电源端Vi，所述第二开关S2和所述钳位电压电源端Vo相连，所 述第一开关S1和所述第二开关S2互连连接节点与所述电感L互连，所述电 感L与第二电源端Vm相连；当钳位电流输入时，所述第二电源端Vm的负 载吸收流入能量，当钳位电流输出时，所述第一电源端Vi的负载吸收流入能 量；所述第一开关S1和所述第二开关S2由外部控制器控制。
进一步地，所述第一开关S1和所述第二开关S2为N-MOSFET，当Vo 为正电源值时，所述第一开关S1的漏极、所述第二开关S2的源极和所述电 感L的一侧互连，所述电感L的另一侧与所述第二电源端Vm相连，所述第 一开关S1的源极通过采样电阻R与第一电源端Vi相连，所述第二开关S2 的漏极与所述输出钳位电压电源端Vo相连；当Vo为负电源值时，所述第一 开关S1的源极、所述第二开关S2的漏极和所述电感L的一侧互连，所述电 感L的另一侧与所述第二电源端Vm相连，所述第二开关S2的源极通过采 样电阻R与输出电源端Vo相连，所述第二开关S2的源极与所述输出钳位 电压电源端Vo相连。
进一步地，所述控制单元为纯电压模式控制或支持反向电流模式控制的 的PWM控制器。
进一步地，所述滤波单元由磁珠bead和Cfilter组成。
进一步地，所述采样转换单元包括电流采样CS、运算放大器OPA1、 具有分压电阻R1和分压电阻R2的电压反馈采样电路FB、基准源Vref、电 压偏置电路OS和运算放大器OPA3。
进一步地，所述第二电源端Vm电压值处于所述第一电源端Vi的电压值 和钳位电压电源端Vo的电压值之间。
从上述技术方案可以看出，本发明具有如下有益效果：
①.可以实现电压的钳位，其工作时的电流方向与普通开关电源的工作 的电流方向相反。
②.当钳位吸收外部流入的电流时，除了在钳位二极管和钳位路径上的 损耗，多余的能量被转换成系统单板上的电源电压给系统供电，提高能源利 用率。同理，当钳位供给外部流出的电流时，除了在钳位二极管和钳位路径 上的损耗，多余的能量同样会转换成系统单板上的其他电源电压给系统供电， 而不是以热量散掉，提高了效率。
③.利用系统单板上丰富的电源种类和负载特性这个便利，通过选择合 适的Vi和Vm，再通过调整占空比，可以实现多种钳位电压的选择，包括负 电压。
④.使用纯电压模式控制的PWM控制器或者支持反向电流控制的PWM 控制器不参与电流环路的控制，由于控制器的供电电压独立输入和输出电压， 只要满足开关导通和关闭，可以利用系统单板上丰富的电压种类给PWM控 制器供电。
⑤.由于是利用非线性开关控制电感、电容传递能量，其效率高于普通 的线性稳压器控制方案，尤其在钳位电流较大的场合，当前ATE测试系统通 道密度趋势越来越高的情形下非常有利。
⑥.方便实现电流检测，防止过流。
附图说明
图1所示为现有技术中半导体自动化测试设备ATE中包括并联二极管方 案的电路示意图
图2所示为本发明实施例一种基于开关模式的电压钳位保护的结构模块 示意图
图3本发明实施例一种基于开关模式的电压钳位保护的结构具体电路示 意图
图4本发明实施例另一种基于开关模式的电压钳位保护的结构具体电路 示意图
图5所示为本发明实施例中LM5035B芯片在数据手册中的电路示意图
图6所示为本发明实施例中基于开关模式的电压钳位保护结构在高端电 压VH为正时的等效电路示意图
图7所示为本发明实施例中于开关模式的电压钳位保护结构在高端电压 VH为正时的仿真测试效果图
图8所示为本发明实施例中于开关模式的电压钳位保护结构低端电压 VL为负时的电路示意图
图9所示为本发明实施例中于开关模式的电压钳位保护结构低端电压 VL为负时的等效电路示意图
图10所示为本发明实施例中低端电压VL为负时的等效仿真测试效果图
具体实施方式
下面结合附图2-10，对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明。
需要说明的是，本发明是一种能用来钳位的开关电源，比传统线性钳位 电源效率高，但是市面上传统的开关电源又不针对这种应用，所以不能直接 拿来钳位。本发明就是利用ATE系统的特性(比如电源种类多，功耗大，钳 位电流大等)来用开关电源实现的一种高效率钳位电源。
请参阅图2，图2所示为本发明基于开关模式的电压钳位保护电路的一 较佳实施例的拓扑示意图。如图所示，该基于开关模式的电压钳位保护的结 构，用于ATE测试系统中，一块ATE测试单板引出多条测试通道与外部的 被测芯片相连，所述通道通道接收所述ATE测试单板上测试芯片的管脚输 出，需要说明的是，本发明可以应用在但不仅限于基于二极管来钳位通道上 电压的方案中，即与现有技术相同，该并联二极管组可以并接在钳位高端电 压VH和钳位低端电压VL之间。
如图2所示，本发明基于开关模式的电压钳位保护电路主要还有4个模 块组成，开关模式的功率级单元(switch mode power stage)、采样转换单 元(sample converter)、控制单元(controller)和滤波单元(Filter)。在 本发明的实施例中，滤波单元并不指定，可以采用简单的有几种组合：磁珠 +电容，电阻+电容，电感+电容。这里bead和Cfilter只是一种体现。Bead 表示磁珠，Cfilter表示滤波电容(filter capacitor)。
开关模式的功率级单元为主要的能量转换单元，开关模式的功率级单元， 用以钳位电压电源端Vo、第二电源端Vm和第一电源端Vi之间电压转换， 且实现电流的传递和能量转换，其中，所述钳位电压电源端端Vo输出期望 钳位电压，第一电源端Vi和第二电源端Vm选自系统单板上的合适电压， 可以是电源，可以是系统的GND。其中，所述钳位电压电源端Vo与所述电 压钳位保护单元的钳位高端电压VH相连；在正常工作时，当所述钳位电压 电源端Vo是钳位高端电压VH时，电流通过钳位电压电源端Vo流入到第一 电源端Vi或第二电源端Vm，当钳位电压电源端Vo是钳位低端电压VL时， 电流从第一电源端Vi和第二电源端Vm流出到钳位电压电源端Vo。
需要说明的是，电压Vo既可能是正电源值又可能是负电源值，取决于 实际应用中期望被钳位到的电平VH和VL。VH通常为正，所以Vo即为正， VL通常为负，所以Vo为负。由于VH和VL一般同时存在，所以要设计两 个Vo，一个等于VH，一个等于VL。
采样转换单元，用于采样所述钳位电压电源端Vo和第一电源端Vi之间 输入输出的电压信号和电流信号；以及控制单元用于接收所述采样转换单元 经转化后的电压信号和电流信号，并根据所述电压信号和电流信号监测电路 的工作状态，并调整所述开关模式的功率级。具体地，采样转换单元负责采 样输入输出的电压信号和电流信号，并对这些信号进行转化送给控制单元； 控制单元通过采样输入信号调整功率级电路使其稳定工作，同时监测电路的 工作状态起一定的保护作用。
需要说明的是，采样转换单元、控制单元和滤波单元均是辅助开关模式 功率级单元实现钳位功能。
请参阅图。图3本发明实施例一种基于开关模式的电压钳位保护的结构 具体电路示意图。如图所示，该开关模式的功率级单元包括电感L、第一开 关S1、第二开关S2、输出电容C和等效负载R(注：在有的实施例中，也 可以去掉等效负载R)；第一开关S1和第二开关S2依次串接在第一电源端 Vi和钳位电压电源端Vo之间，第一开关S1和第一电源端Vi，第二开关S2 和所述钳位电压电源端Vo相连，第一开关S1和第二开关S2互连连接节点 与所述电感L互连，电感L与第二电源端Vm相连；当钳位电流输入时，第 二电源端Vm的负载吸收流入能量，当钳位电流输出时，第一电源端Vi的负 载吸收流入能量；第一开关S1和第二开关S2由外部控制器控制。
在发明的实施例中，如图3所示，采样转换单元由电流采样CS、运算 放大器OPA1、由采样电阻R1和采样电阻R2组成的电压反馈FB采样电路、 运算放大器OPA2、运算放大器OPA4、基准源Vref、电压偏置OS和运算 放大器OPA3等组成。
下面以控制单元以纯电压模式控制的PWM控制器LM5035B为例进行 说明。如图所示，PWM控制器LM5035B的输入电压V+和V-来自系统单板 上已有的电压或转换的合适电压，绝对值|V+-V-|<LM5035B的输入电压 105V，其中，选取V-确保能关闭第一开关S1或第二开关S2，该控制器包 含的电流采样CS功能可以实现过流保护，COMP输入用来采集电压反馈信号，光耦是LM5035B芯片兼容的外接COMP隔离驱动电路，HO和LO用 来驱动第一开关S1或第二开关S2。滤波电路可以用简单的磁珠bead和 Cfilter组成。
假设，开关周期为T，第一开关S1打开时间为占空比D乘以T，即DT。 当第一开关S1打开，第二开关S2闭合时，电感L上电流的变化量Δ I1＝(Vi-Vm)*DT，当第一开关S1闭合，第二开关S2打开时，电感L上的电 流变化量ΔI2＝(Vo-Vm)*(1-D)T。无论电路以哪种状态输入，最终都要保持电 感的伏秒平衡，即：
ΔI1+ΔI2＝0
Figure BDA0002203078600000071
通常，ATE系统单板上有丰富种类的电源电压，有些电源有较大的负载 电流，这些电压可以用作第二电源端Vm和第二电源端Vi，通常选择第二电 源端Vm电压值处于第一电源端Vi的电压值和钳位电压电源端Vo的电压值 之间。由于LM5035B芯片有105V(±52.5V)的宽范围输入电压范围，可 以适应于各种负电源的设计，同时因为没有电流模式的控制，可以方便的适 用于反向电流的设计。
请参阅图4，图4本发明实施例另一种基于开关模式的电压钳位保护的 结构具体电路示意图。在该情况下，假设高端电压VH为正(即钳位电压电 源端Vo相对于系统GND也为正)，钳位电流为IH，此时，第一开关S1 和第二开关S2用N-MOSFET取代，且第一开关S1的漏极、第二开关S2 的源极和电感的一侧互连，电感L的另一侧连至板上第二电源端Vm，第一开关S1的源极通过采样电阻Rsense与板上电源第一电源端Vi互连，第二 开关S2的漏极与钳位电压电源端Vo互连，PWM控制器LM5035B芯片的 PGND和第一电源端Vi互连。
根据LM5035B芯片的特性，假如8.3V<Vm-Vi<15V，第二电源端Vm 直接与Vcc连接，假如15<Vm-Vi，第二电源端Vm可以与Vin连接，假如 Vm-Vi<8.3V，可以寻找板上大于Vi+8.3V的电压与Vcc或者Vin互连。
LO和第一开关S1栅极互连，HO和第二开关S2栅极互连，电流采样 (CS，currentsense)与第一电源端Vi侧(需要说明的是，由于各个电流 之间满足一定的计算关系，采样电阻Rsense也可以放在电感L或第二电源 端S2串联侧)，钳位电压电源端Vo的电压通过采样分压电阻R1和采样分 压电阻R2送给运算放大器OPA2的FB脚，偏置电压OS可以用来偏置采 样电压或电流以满足运算放大器和PWM控制器的共模输入要求，在有些场 合如果输入电压已经满足输入共模要求偏置电压OS可以去除不用。此外， 偏置后的采样电压与运算放大器OPA4的反相端连接，参考基准源Vref与运 算放大器OPA4的同相端连接，运算放大器OPA4的输出与光耦的输入连接， 光耦的输出与COMP脚连接(如图5所示)。
请参阅图5，图5所示为本发明实施例中LM5035B芯片在数据手册中 的电路示意图参考。如图所示，由于钳位电流IH是反向输入的，电感L上 的电流时连续的，必须要求选取的第二电源端Vm能吸收这些电流，所以第 二电源端Vm需要等效负载Rm，同理第一电源端Vi也可以在第一开关S1 导通时能提供足够多的电流，假定，等效负载Rm上的电流分别是IRm，则：
IRm>Im
第一电源端Vi的供流能力必须>IRi+Ii
其中，占空比D表示第一开关S1打开的时间。
Ii、Im和Io满足以下关系：
Im＝Ii+Io
对于大功率系统单板上，寻找合适第一电源端Vi和第二电源端Vm是相 对容易的。
如果第一电源端Vi选择GND，则可以更加简化设计，此时：
Figure BDA0002203078600000091
此时该电路与传统同步boost电路类似。
通过选择R1、R2的阻值可以得到期望电压，计算公式如下：
Vo＝(Vref+(V-)-Vos)*(R1+R2)/R2
其中，V-是运算放大器OPA4的负电压值，Vos是offset电压。
假如V-＝Vos，则：
Vo＝Vref*(R1+R2)/R2
请参阅图6，图6所示为本发明实施例中基于开关模式的电压钳位保护 结构的等效仿真模型示意图。如图所示，该设计电路的等效仿真模型，此时， Vo为正电源值，N-MOSFET M1和N-MOSFET M2等效第一开关S1和第 二开关S2，Vi＝3.3V，第二电源端Vm＝12V，V2和V3模仿PWM控制器的 HO和LO输出，其上升沿和下降沿tr＝tf＝20ns，开关频率Fsw＝1MHz，占 空比约为0.25，电感L1＝1uH，电阻R2和电阻R4分别为Vm和Vi的等效 负载，C1＝470uF。外部电压源V4＝20V等效内阻2.5Ω，在t＝2.5ms时刻， 开关U1闭合，V4通过D1连接至钳位电压电源端Vo。
此时，该钳位电压的理论值为：
Figure BDA0002203078600000092
钳位电流I_clamp:
I_CLAMP＝(20-14.9-0.7)/2.5＝1.76A
需要说明的是，电流采样电阻R并不能作为指定特征，因为R可以在 Vi，Vo，Vm侧都是可以的，因为示意图中只画Vi和Vo侧，R还可以在Vm 侧。
请参阅图7，图7所示为本发明实施例中在高端电压VH为正时的仿真 测试效果图。图中分别显示了钳位电压电源端Vo的电压，电感电流IL(电 感电流的方向定义：从L1流入Vm为负，从Vm流入L1位正)，电源V4 输出的钳位电流I_CLAMP(钳位电流的方向定义：流出V4正极为正，流入 V4正极为负)在开关闭合时的变化。
从上述仿真结果可见：
T＝2.46ms(开关闭合前) T＝3.124ns(开关闭合后)
Vo 14.896V 15.397V
IL(平均值) 0A -1.9A
I_CLAMP 0A 1.486A
钳位电压电源端Vo可以被稳定的钳位在15.397V左右。
需要说明的是，由于钳位时电感续流作用使S1即使在闭合期间其体二 极管被优先导通，实现零电压开启(ZVS)，导致D1的导通时间变长，占 空比D变相变大，从而使输出电压被稍许抬高。
通过仿真软件估算主要器件的平均功耗：
器件 平均功耗 总功耗
S1 0.42W
S2 1.07W
L1 0.004W
1.494W
以同样情况下以12V为输入得到15.397V和+1.486A的钳位电流，LDO 上消耗的功耗为：
Pd＝(15.397V-12V)*1.486A＝5W
显然开关模式的钳位电路功耗更低。
通过检测采样电阻Rsense上的电压可以监测当前电流的电流，当监测 IRm<Im时，表示第二电源端Vm已经不再有吸收钳位电流的能力，可能会 出现损坏，此时，可以关闭整个开关电源使点位电路失效，防止损坏系统单 板更多其他芯片。
请参阅图8，图8所示为本发明实施例中于开关模式的电压钳位保护结 构低端电压VL为负时的电路示意图。如图所示，假设低端电压VL为负(即 钳位电压电源端Vo相对于系统GND也为负)，钳位电流为ILow，由于此 时电流方向与Vo为正时的电流方向相反，所以要更换MOSFET管S1和 MOSFET管S2的连接方向，MOSFET管S1的源极和MOSFET管S2的 漏极相连，再与电感L相连，采样电阻Rsense由原来的Vi侧移动至钳位电 压电源端Vo(主要为了方便共模电压的设计，选取合适的偏置电压OS可以 使Rsense在任何一侧)，HO与MOSFET管S1相连，LO与MOSFET管 S2相连。
此时，将LM5035B芯片的Vin/Vcc可以选择第一电源端Vi，PGND选 择钳位电压电源端Vo或者不高于(Vo+Vgsth)的电压，其中，Vgsth是 MOSFET管S2的开启门限，同时也要保证VPGND+Vcc>Vo+5V，以保证 MOSFET管S2和MOSFET管S1的充分导通。
电流关系同样满足：Im＝Ii+ILow
且：IRi>Ii
第二电源端Vm的供流能力必须大于Im+IRm。
对于大功率系统单板上，寻找合适第一电源端Vi和第二电源端Vm的电 压是相对容易的。
如果第二电源端Vm的电压选择GND，则可以更加简化设计，此时：
Figure BDA0002203078600000111
其中，V-是运算放大器OPA4的负电压值，Vos是offset电压。假如 V-＝Vo，Vos＝0V，则：
Vo＝-Vref*(R1+R2)/R1
同样设计等效电路进行仿真(如图9所示，此时，Vo为负电源值，)：
其中，第二电源端Vi的电压＝12V，第二电源端Vm的电压＝3.3V，开关 频率Fsw＝1MHz，V2、V3分别连接至M1和M2的栅(gate)脚，其占空 比约50％，上升下降时间tr＝tf＝20ns。电感L1＝1uH，R4＝0.5Ω，R2＝2Ω， C1＝470uF。开关U1在t＝2.5ms闭合，V4＝-10V，V4内阻R6＝2.5Ω，则钳 位电压电源端Vo的电压如下：
Figure BDA0002203078600000112
钳位电流I_clamp:
I_clamp＝Vo-V4-0.6V/R6＝1.4A
图中分别显示了Vo的电压，电感电流IL(电感电流的方向定义：从L1 流入Vm为负，从Vm流入L1位正)，电源V4输出的钳位电流I_CLAMP (钳位电流的方向定义：流出V4负极为正，流入V4负极为负)在开关闭合 时的变化。
由仿真结果可见：
T＝2.357ms(开关闭合前) T＝3.124ns(开关闭合后)
Vo -5.3952V -6.3713V
IL(平均值) 0A 2.245A
I_CLAMP 0A -1.115A
Vo可以被稳定的钳位在-6.37V左右。
注：由于钳位时电感续流作用使S1即使在闭合期间其体二极管被优先 导通，实现零电压开启(ZVS)，导致D1的导通时间变长，占空比D变相 变大，从而使输出电压的绝对值被稍许抬高。
通过仿真软件估算电路的总功耗：
器件 平均功耗 总功耗
S1 0.486W
S2 1.14W
L1 0.008W
1.634W
以同样情况下以GND为输入得到-6.4V和-1.115A的钳位电流，LDO上 消耗的功耗为：
Pd＝-6.4V*(-1.115A)＝7.136W
从上述可以知道，采用LDO的功耗远远高于本发明采用基于开关模式 的电压钳位保护结构的开关模式的功耗。
通过检测采样电阻Rsense上的电压可以监测当前电流的电流，当监测 IRi<Ii时，表示Vi已经不再有吸收钳位电流的能力，可能会出现损坏，此时 可以关闭整个开关电源使点位电路失效，防止损坏系统单板更多其它芯片。
综上所述，基于开关模式的电压钳位保护的结构，具有如下优势：
①.可以实现电压的钳位，其工作时的电流方向与普通开关电源的工作 的电流方向相反。
②.当钳位吸收外部流入的电流时，除了在钳位二极管和钳位路径上的 损耗，多余的能量被转换成系统单板上的电源电压给系统供电，提高能源利 用率。同理，当钳位供给外部流出的电流时，除了在钳位二极管和钳位路径 上的损耗，多余的能量同样会转换成系统单板上的其他电源电压给系统供电， 而不是以热量散掉，提高了效率。
③.利用系统单板上丰富的电源种类和负载特性这个便利，通过选择合 适的Vi和Vm，再通过调整占空比，可以实现多种钳位电压的选择，包括负 电压。
④.使用纯电压模式控制的PWM控制器或者支持反向电流控制的PWM 控制器不参与电流环路的控制，由于控制器的供电电压独立输入和输出电压， 只要满足开关导通和关闭，可以利用系统单板上丰富的电压种类给PWM控 制器供电。
⑤.由于是利用非线性开关控制电感、电容传递能量，其效率高于普通 的线性稳压器控制方案，尤其在钳位电流较大的场合，当前ATE测试系统通 道密度趋势越来越高的情形下非常有利。
⑥.方便实现电流检测，防止过流。
以上所述的仅为本发明的优选实施例，所述实施例并非用以限制本发明 的专利保护范围，因此凡是运用本发明的说明书及附图内容所作的等同结构 变化，同理均应包含在本发明的保护范围内。

Claims (7)

1.一种基于开关模式的电压钳位保护的结构，用于ATE测试系统中，一块ATE测试单板引出多条测试通道与外部的被测芯片相连，所述通道接至所述ATE测试单板上测试芯片的管脚输出，其特征在于，包括并联二极管组和开关模式的功率级单元，所述并联二极管组并接在钳位高端电压VH和钳位低端电压VL之间，所述开关模式的功率级单元用以钳位电压电源端Vo、第二电源端Vm和第一电源端Vi之间电压转换，且实现电流传递和能量转换，其中，所述钳位电压电源端Vo与所述电压钳位保护单元的钳位高端电压VH或低端电压VL相连；在正常工作时，当所述钳位电压电源端Vo为钳位高端电压VH时，电流通过所述钳位电压电源端Vo流入到所述第一电源端Vi或第二电源端Vm，当钳位电压电源端Vo是钳位低端电压VL时，电流从所述第一电源端Vi和第二电源端Vm流出到所述钳位电压电源端Vo；
所述开关模式的功率级单元包括电感L、第一开关S1、第二开关S2和输出电容C；所述第一开关S1和第二开关S2依次串接在所述第一电源端Vi和钳位电压电源端Vo之间，所述第一开关S1和所述第一电源端Vi，所述第二开关S2和所述钳位电压电源端Vo相连，所述第一开关S1和所述第二开关S2互连连接节点与所述电感L互连，所述电感L与第二电源端Vm相连；当钳位电流输入时，所述第二电源端Vm的负载吸收流入能量，当钳位电流输出时，所述第一电源端Vi的负载吸收流入能量；所述第一开关S1和所述第二开关S2由外部控制器控制；
所述第一开关S1和所述第二开关S2为N-MOSFET，当Vo为正电源值时，所述第一开关S1的漏极、所述第二开关S2的源极和所述电感L的一侧互连，所述电感L的另一侧与所述第二电源端Vm相连，所述第一开关S1的源极通过采样电阻R与第一电源端Vi相连，所述第二开关S2的漏极与所述输出钳位电压电源端Vo相连；当Vo为负电源值时，所述第一开关S1的源极、所述第二开关S2的漏极和所述电感L的一侧互连，所述电感L的另一侧与所述第二电源端Vm相连，所述第二开关S2的源极通过采样电阻R与输出电源端Vo相连，所述第二开关S2的源极与所述输出钳位电压电源端Vo相连。
2.根据权利要求1所述的基于开关模式的电压钳位保护的结构，其特征在于，所述电压钳位保护单元还包括：
采样转换单元，用于采样所述钳位电压电源端Vo和第一电源端Vi之间输入输出的电压信号和电流信号；以及
控制单元，接收所述采样转换单元经转化后的电压信号和电流信号，并根据所述电压信号和电流信号监测电路的工作状态，并调整所述开关模式的功率级。
3.根据权利要求1所述的基于开关模式的电压钳位保护的结构，其特征在于，所述电压钳位保护单元还包括第一滤波单元和第二滤波单元，用于滤除所述钳位电压电源端Vo上产生的开关纹波和噪声；所述第一滤波单元串接在所述钳位电压电源端Vo和钳位高端电压VH之间，所述第二滤波单元串接在所述钳位电压电源端Vo和钳位低端电压VL之间。
4.根据权利要求1所述的基于开关模式的电压钳位保护的结构，其特征在于，所述钳位电压电源端Vo为两个，其中一个为钳位高端电压VH，另一个为钳位低端电压VL。
5.根据权利要求2所述的基于开关模式的电压钳位保护的结构，其特征在于，所述控制单元为纯电压模式控制或支持反向电流模式控制的PWM控制器。
6.根据权利要求2所述的基于开关模式的电压钳位保护的结构，其特征在于，所述采样转换单元包括电流采样CS、运算放大器OPA1、具有分压电阻R1和分压电阻R2的电压反馈采样电路FB、基准源Vref和运算放大器OPA3。
7.根据权利要求1所述的基于开关模式的电压钳位保护的结构，其特征在于，所述第二电源端Vm电压值处于所述第一电源端Vi的电压值和钳位电压电源端Vo的电压值之间。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AUPR525601A0 (en) * 2001-05-25 2001-06-21 Cleansun Pty Ltd Switch mode power stage
US20120003627A1 (en) * 2007-04-16 2012-01-05 Scholl David R Portable Fluorescence Reader Device
CN101640497B (zh) * 2009-09-08 2011-08-31 西安交通大学 有源中点电压钳位的三电平零电流转换软开关变流器
JP5796206B2 (ja) * 2011-01-28 2015-10-21 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 スイッチング電源回路とそれを用いた半導体発光素子の点灯装置及び照明器具
CN102545609A (zh) * 2011-12-29 2012-07-04 北京遥测技术研究所 一种基于多相pwm控制器的大功率电源
JP5435057B2 (ja) * 2012-03-02 2014-03-05 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
DK177863B1 (en) * 2013-03-27 2014-10-13 Electronic As Kk Intelligent gate drive unit
CN107069953B (zh) * 2017-02-27 2024-05-03 上海华宿电气股份有限公司 一种基于电源总线信息的监测系统
CN107741560A (zh) * 2017-10-16 2018-02-27 上海御渡半导体科技有限公司 一种集成电路测试设备的使用方法

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