JP2014143209A - 点灯装置及びそれを用いた照明器具、照明システム - Google Patents

Abstract

【課題】簡単且つ安価に実現できる構成でありながら、負荷が異なる場合でも定電流性が損なわれることが無い点灯装置を提供する。
【解決手段】トランスＴ１、スイッチング素子Ｑ１、出力コンデンサＣ２およびダイオードＤ１を具備するフライバックコンバータ回路３ａを備えた点灯装置において、スイッチング素子Ｑ１をオンオフする制御回路５は、スイッチング素子Ｑ１のオン時にトランスＴ１の１次巻線ｎ１に蓄積されるエネルギーが略一定となるようにトランスＴ１の１次巻線ｎ１に流れる漸増電流の瞬時値が所定値に達するとスイッチング素子Ｑ１をオフする手段（電流検出抵抗Ｒ１とチョッパ電流検出端子ＣＳ）と、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴ１の２次巻線ｎ２に流れる漸減電流が略ゼロになるとスイッチング素子Ｑ１をオンする手段（トランスＴ１の３次巻線ｎ３とゼロクロス検出端子ＺＣＤ）とを備える。
【選択図】図５

Description

本発明は、発光ダイオード（ＬＥＤ）等の直流で点灯する半導体発光素子を直流点灯制御するための点灯装置及びそれを用いた照明器具、照明システムに関するものである。

従来、特許文献１に開示されているように、定電流フィードバック制御回路を備えるＬＥＤ点灯装置が知られている。このＬＥＤ点灯装置は、入力直流電圧を降圧してＬＥＤ直列回路に直流電流を供給する降圧チョッパ回路と、この降圧チョッパ回路のスイッチング素子のパルス幅を可変してＬＥＤ直列回路への出力電流が一定値となるように制御するＰＷＭ制御回路とを備えている。ＰＷＭ制御回路は、少なくとも鋸歯状波電圧を発振出力する発振回路と、ＬＥＤへの出力電流の検出値と基準値との差分を検出する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力電圧と発振回路の鋸歯状波電圧とを比較してパルス幅可変の制御信号を生成する比較回路とを備え、ＬＥＤ直列回路の直列個数に関わらず降圧チョッパ回路の出力電流が一定となるように制御している。

しかしながら、特許文献１の定電流フィードバック制御回路を備えるＬＥＤ点灯装置では、鋸歯状波電圧を発振出力する発振回路や、出力電流の検出値と基準値との差分を検出する誤差増幅器が必要であり、回路構成が複雑で高価なものとなる欠点があった。

そこで、用途は異なるが、力率改善制御用の昇圧チョッパ回路の制御用集積回路として安価に入手可能な集積回路（例えば、ＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２）の電流ピーク制御機能を活用して、降圧チョッパ回路を定電流制御しようという提案がなされている（非特許文献１）。その性能を検証するために、本発明者らは、図７に示すような回路を設計し製作した。その詳細な構成と動作については後述するが、非特許文献１では、オフ時間設定回路８を付加することで、スイッチング素子Ｑ１が再度オンするタイミングを設定していた。

特開２００８−２８３２０６号公報

ＳＴマイクロエレクトロニクス社製Ｌ６５６２のアプリケーションノートＡＮ２９８３（２００９年１２月）

図７の従来例では、オフ時間設定回路８により設定されるオフ時間が、図８の波形図に示すように、降圧チョッパ回路３のインダクタＬ１の電流放出期間と略一致するように、コンデンサＣ５，Ｃ６や抵抗Ｒ８，Ｒ９の定数を設定する必要がある。このため、コンデンサＣ５，Ｃ６や抵抗Ｒ８，Ｒ９の定数に高い精度が要求され、点灯装置のコスト上昇を招くという欠点があった。また、負荷が異なると、図９の波形図に示すように、オフ時間設定回路８により設定されるオフ時間が降圧チョッパ回路３のインダクタＬ１の電流放出期間と一致しなくなり、定電流性が大幅に損なわれることが判明した。このため、図７の従来例では、異なる負荷に応じてコンデンサＣ５，Ｃ６や抵抗Ｒ８，Ｒ９の定数をその都度、適切に設計し直す必要があり、単一仕様の点灯装置を複数の製品群に共用できないという欠点があった。

本発明は、上述の点に鑑みてなされたものであり、簡単且つ安価に実現できる構成でありながら、負荷が異なる場合でも定電流性が損なわれることが無い点灯装置を提供することを課題とする。

本願の別の第１発明は、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して直列に接続されるインダクタＬ１と；前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と入力直流電源（コンデンサＣ１）の間に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１と；前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と並列に接続されて、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１の蓄積エネルギーを前記半導体発光素子４に放出する方向に接続された回生ダイオードＤ１とを備える降圧チョッパ回路３と、
前記スイッチング素子Ｑ１をオンオフする制御回路５とを備える点灯装置において、
前記制御回路５は、前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記インダクタＬ１に流れる漸増電流の瞬時値が所定値に達すると前記スイッチング素子Ｑ１をオフする手段（電流検出抵抗Ｒ１とチョッパ電流検出端子ＣＳ）と、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１に流れる漸減電流が略ゼロになると前記スイッチング素子Ｑ１をオンする手段（２次巻線ｎ２とゼロクロス検出端子ＺＣＤ）とを備えることを特徴とするものである。

本願の別の第２発明は、上記第１発明の点灯装置において、前記所定値は、目標とする負荷電流の略２倍に設定したことを特徴とする。

本願の別の第３発明は、上記第１発明または上記第２発明のいずれかに記載の点灯装置において、前記半導体発光素子４に前記所定値の略半分の定電流が流れるように前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化するコンデンサＣ２を前記半導体発光素子４と並列に接続したことを特徴とする。

本願の別の第４発明は、上記第１〜第３発明のいずれかに記載の点灯装置において、前記インダクタＬ１は２次巻線ｎ２を備え、前記制御回路５は前記２次巻線ｎ２の電圧消失を検出することにより前記インダクタＬ１に流れる電流が略ゼロになったことを検出することを特徴とする。

本願の別の第５発明は、上記第１〜第４発明のいずれかに記載の点灯装置と、この点灯装置の出力電流により点灯する半導体発光素子を備えることを特徴とする照明器具である（図６）。

本願の別の第６発明は、直流電流により点灯する半導体発光素子を含む第１の光源ユニットと、第１の光源ユニットと略等しい直流電流により点灯する第２の半導体発光素子を含む第２の光源ユニットをカスケード接続し、上記第１〜第４発明のいずれかに記載の点灯装置の出力に接続したことを特徴とする照明システムである。

請求項１の発明は、図５に示すように、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２を少なくとも備えるトランスＴ１と；前記トランスＴ１の１次巻線ｎ１を入力直流電源（コンデンサＣ１）に接続するスイッチング素子Ｑ１と；前記トランスＴ１の２次巻線ｎ２に対して直列に接続され、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して並列に接続される出力コンデンサＣ２と；前記トランスＴ１の２次巻線ｎ２と出力コンデンサＣ２の直列回路と共に閉回路を構成し、前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に遮断状態となりオフ時に導通状態となる極性に接続された整流素子（ダイオードＤ１）とを備えるフライバックコンバータ回路３ａと、
前記スイッチング素子Ｑ１をオンオフする制御回路５とを備える点灯装置において、
前記制御回路５は、前記スイッチング素子Ｑ１のオン時に前記トランスＴ１の１次巻線ｎ１に蓄積されるエネルギーが略一定となるように前記トランスＴ１の１次巻線ｎ１に流れる漸増電流の瞬時値が所定値に達すると前記スイッチング素子Ｑ１をオフする手段（電流検出抵抗Ｒ１とチョッパ電流検出端子ＣＳ）と、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記トランスＴ１の２次巻線ｎ２に流れる漸減電流が略ゼロになると前記スイッチング素子Ｑ１をオンする手段（３次巻線ｎ３とゼロクロス検出端子ＺＣＤ）とを備えることを特徴とするものである。

請求項２の発明は、請求項１記載の点灯装置において、前記トランスＴ１は３次巻線ｎ３を備え、前記制御回路５は前記３次巻線ｎ３の電圧消失を検出することにより前記トランスＴ１の２次巻線ｎ２に流れる電流が略ゼロになったことを検出することを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１または２のいずれかに記載の点灯装置と、この点灯装置の出力電流により点灯する半導体発光素子を備えることを特徴とする照明器具である（図６）。

請求項４の発明は、直流電流により点灯する半導体発光素子を含む第１の光源ユニットと、第１の光源ユニットと略等しい直流電流により点灯する第２の半導体発光素子を含む第２の光源ユニットをカスケード接続し、請求項１または２のいずれかに記載の点灯装置の出力に接続したことを特徴とする照明システムである。

請求項１の発明によれば、簡単且つ安価に実現できる構成でありながら、負荷が異なる場合でも定電流性が損なわれることが無い点灯装置を提供することが出来る。また、スイッチング素子のオフ時間が固定される構成に比べると、スイッチング素子の動作周波数の振れ幅が小さくなり、ノイズフィルタ回路の設計も容易となる。また、力率改善制御用の昇圧チョッパ回路の制御用集積回路を降圧チョッパ回路のスイッチング素子の制御に転用できるので、非常に安価に実現でき、実装面積も小さくでき、点灯装置の小型軽量化に寄与するものである。

本発明の実施形態１の回路図である。 本発明の実施形態１の動作波形図である。 本発明の実施形態１の負荷が異なる場合の動作波形図である。 本発明の実施形態１に用いる制御用集積回路の内部構成を簡略化して示したブロック回路図である。 本発明の実施形態２の回路図である。 本発明の実施形態３の照明器具の概略構成を示す断面図である。 従来例の回路図である。 従来例の動作波形図である。 従来例の負荷が異なる場合の動作波形図である。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、電源コネクタＣＯＮ１と出力コネクタＣＯＮ２を備えている。電源コネクタＣＯＮ１には商用交流電源（１００Ｖ、５０／６０Ｈｚ）が接続される。出力コネクタＣＯＮ２には、発光ダイオード（ＬＥＤ）のような半導体発光素子４が接続される。半導体発光素子４は複数個のＬＥＤを直列または並列または直並列接続したＬＥＤモジュールであっても良い。

電源コネクタＣＯＮ１には、電流フューズＦＳとフィルタ回路１を介して直流電源回路２が接続されている。フィルタ回路１は、サージ電圧吸収素子ＺＮＲ、フィルタコンデンサＣｆ及びコモンモードチョークコイルＬｆで構成されている。直流電源回路２は、ここでは全波整流器ＤＢ１と平滑コンデンサＣ１よりなる整流平滑回路を図示しているが、昇圧チョッパ回路を用いた力率改善回路であっても良い。

直流電源回路２の出力端には、降圧チョッパ回路３が接続されている。降圧チョッパ回路３は、直流電流により点灯する半導体発光素子４に対して直列に接続されるインダクタＬ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と直流電源回路２の出力との間に直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１と、前記インダクタＬ１と半導体発光素子４の直列回路と並列に接続されて、前記スイッチング素子Ｑ１のオフ時に前記インダクタＬ１の蓄積エネルギーを前記半導体発光素子４に放出する方向に接続された回生ダイオードＤ１とを備えている。また、前記半導体発光素子４と並列に出力コンデンサＣ２が接続されている。この出力コンデンサＣ２は、前記スイッチング素子Ｑ１のオンオフによる脈動成分を平滑化して前記半導体発光素子４に平滑化された直流電流が流れるように容量を設定されている。

スイッチング素子Ｑ１は制御回路５により高周波でオンオフ駆動される。制御回路５は制御用集積回路７とその周辺回路よりなる。制御用集積回路７として、ここではＳＴマイクロエレクトロニクス社製のＬ６５６２を用いている。このチップ（Ｌ６５６２）は、本来は、ＰＦＣ回路（力率改善制御用の昇圧チョッパ回路）の制御用ＩＣであり、内部に乗算回路など、降圧チョッパ回路の制御には余分な構成要素を含んでいる。その反面、入力電流の平均値を入力電圧の包絡線と相似形とする制御のために、入力電流のピーク値を制御する機能と、ゼロクロス制御機能を１チップ内に具備しており、これらの機能を降圧チョッパ回路の制御に転用している。

図４は本実施形態に用いる制御用集積回路７の内部構成を簡略化して示している。１番ピン（ＩＮＶ）は内蔵の誤差増幅器（エラーアンプ）ＥＡの反転入力端子、４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子、５番ピン（ＺＣＤ）はゼロクロス検出端子、６番ピン（ＧＮＤ）はグランド端子、７番ピン（ＧＤ）はゲートドライブ端子、８番ピン（Ｖｃｃ）は電源端子である。なお、２番ピン（ＣＯＭＰ）は誤差増幅器ＥＡの出力端子、３番ピン（ＭＵＬＴ）は乗算回路７２の入力端子であるが、本実施形態では使用していない。

電源端子Ｖｃｃとグランド端子ＧＮＤの間に所定電圧以上の制御電源電圧が供給されると、制御電源７１により基準電圧Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２が生成されると共に、集積回路内部の各回路が動作可能となる。スタータ７３により電源投入時にはフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにスタートパルスが供給されて、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路７４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。

７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなると、図１の抵抗Ｒ３、Ｒ２で分圧されたゲート駆動電圧がＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間に印加される。抵抗Ｒ１は電流検出用の小抵抗であるので、ゲート・ソース間の駆動電圧には殆ど影響しない。

スイッチング素子Ｑ１がオンになると、直流電源回路２の正極から出力コンデンサＣ２、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ１を介して直流電源回路２の負極へ電流が流れる。このとき、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流ｉは、インダクタＬ１が磁気飽和しない限り略直線的に上昇する電流となる。この電流は抵抗Ｒ１により検出されて、制御用集積回路７の４番ピン（ＣＳ）に入力される。

制御用集積回路７の４番ピン（ＣＳ）はチョッパ電流検出端子であり、その電圧は、４０ＫΩと５ｐＦのノイズフィルタを介してコンパレータＣＰ１の＋入力端子に印加される。コンパレータＣＰ１の−入力端子には固定の基準電圧が印加されている。この基準電圧は１番ピン（ＩＮＶ）の印加電圧により決定される。

本例では、制御電源回路６の電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ５、Ｒ６と抵抗Ｒ７により分圧し、コンデンサＣ４により安定化した電圧を１番ピン（ＩＮＶ）に印加することにより、チョッパ電流のピーク値を設定している。

チョッパ電流検出端子ＣＳの電圧が基準電圧を超えると、コンパレータＣＰ１の出力がＨｉｇｈレベルとなり、フリップフロップＦＦ１のリセット入力端子Ｒにリセット信号が入力される。これによりフリップフロップＦＦ１のＱ出力はＬｏｗレベルとなる。このとき、駆動回路７４は７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）から電流を引き込むように動作するので、図１のダイオードＤ２がオンとなり、抵抗Ｒ４を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電荷が引き抜かれて、スイッチング素子Ｑ１は速やかにオフとなる。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されていた電磁エネルギーが回生ダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１の両端電圧は出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされるので、インダクタＬ１の電流ｉは略一定の傾き（ｄｉ／ｄｔ≒−Ｖｃ２／Ｌ１）で減少して行く。

コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いときには、インダクタＬ１の電流ｉは急速に減衰し、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が低いときには、インダクタＬ１の電流ｉは緩慢に減衰する。したがって、インダクタＬ１に流れる電流のピーク値が一定であっても、インダクタＬ１の電流ｉが消失するまでの時間は変化する。その所要時間はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いほど短く、低いほど長い。

インダクタＬ１に電流ｉが流れている期間中は、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２にはインダクタＬ１の電流ｉの傾きに応じた電圧が発生している。この電圧は、インダクタＬ１の電流ｉが流れ終わると、消失する。そのタイミングを５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）で検出する。

制御用集積回路７の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）には、ゼロクロス検出用のコンパレータＣＰ２の−入力端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の＋入力端子にはゼロクロス検出用の基準電圧Ｖｒｅｆ２が印加されている。５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に印加されていた２次巻線ｎ２の電圧が消失すると、コンパレータＣＰ２の出力がＨｉｇｈレベルとなり、ＯＲゲートを介してフリップフロップＦＦ１のセット入力端子Ｓにセットパルスが供給され、フリップフロップＦＦ１のＱ出力はＨｉｇｈレベルとなる。これにより駆動回路７４を介して７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなる。以下、同じ動作を繰り返す。

このようにして出力コンデンサＣ２には直流電源回路２の出力電圧を降圧した直流電圧が得られる。この直流電圧は出力コネクタＣＯＮ２を介して半導体発光素子４に供給される。半導体発光素子４として発光ダイオード（ＬＥＤ）を用いた場合、ＬＥＤの順電圧をＶｆ、直列個数をｎ個とすると、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は略ｎ×Ｖｆにクランプされる。

ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は高いから、直流電源回路２の電圧Ｖｃ１との電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）は小さくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｃ１−Ｖｃ２）／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は長くなる。

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが多いとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は短くなる。

ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、上述の説明とは逆に、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなり、オフ時間は長くなる。つまり、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないときは、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２は低いから、直流電源回路２の電圧Ｖｃ１との電圧差（Ｖｃ１−Ｖｃ２）は大きくなる。このため、スイッチング素子Ｑ１のオン時にインダクタＬ１に分担される電圧は大きく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの上昇速度ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｃ１−Ｖｃ２）／Ｌ１は速くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉが所定のピーク値に到達するまでの時間は短くなり、スイッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。

スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、インダクタＬ１の両端に発生する逆起電力は、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２（＝ｎ×Ｖｆ）にクランプされる。このため、ＬＥＤの直列個数ｎが少ないとき、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にインダクタＬ１に印加される電圧は小さく、インダクタＬ１に流れる電流ｉの減衰速度ｄｉ／ｄｔ＝−Ｖｃ２／Ｌ１は遅くなる。結果的に、インダクタＬ１に流れる電流ｉがゼロになるまでの時間は長くなり、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は長くなる。

このように、本実施形態の点灯装置によれば、ＬＥＤの直列個数ｎが多くなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が長く、オフ時間が短くなり、ＬＥＤの直列個数ｎが少なくなると、自動的にスイッチング素子Ｑ１のオン時間が短く、オフ時間が長くなる。したがって、ＬＥＤの直列個数ｎに関わらず、定電流特性を維持できる仕組みとなっている。

なお、制御電源回路６の詳しい構成については限定しないが、ここでは平滑コンデンサＣ３とその電圧を規制するツェナーダイオードＺＤ１を備えている。最も簡単な例では、直流電源回路２の正極から高抵抗を介して平滑コンデンサＣ３の正極に充電電流を供給する構成でも構わない。より効率の良い電源供給手段としては、定常時にインダクタＬ１の２次巻線ｎ２から平滑コンデンサＣ３を充電するような構成を採用しても良い。

また、本実施形態では、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２の電圧消失のタイミングを検出することで、インダクタＬ１に流れる電流が略ゼロになるタイミングを検出しているが、他の手段として、回生ダイオードＤ１の逆方向電圧の上昇を検出したり、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧の降下を検出する等、回生電流が消失するタイミングを検出できる手段であれば、具体的な手段は変更しても構わない。

図２、図３は本実施形態の試作機の特性を示している。図中、Ｃｈ１は出力電圧（コンデンサＣ２の電圧）、Ｃｈ２は出力電流（半導体発光素子４に流れる電流）、Ｃｈ３はインダクタＬ１に流れるチョッパ電流、Ｃｈ４はスイッチング素子Ｑ１のゲート駆動信号である。

図２は負荷が１００Ωの場合であり、出力電圧の実効値は５１．４Ｖ、出力電流の実効値は４５８ｍＡ、スイッチング周波数は約６０ｋＨｚ、チョッパ電流の平均値は４８５ｍＡであった。図３は負荷が２００Ωの場合であり、出力電圧の実効値は１００．８Ｖ、出力電流の実効値は４４６ｍＡ、スイッチング周波数は約５１ｋＨｚ、チョッパ電流の平均値は４７８ｍＡであった。このように、本実施形態の構成によれば、負荷が異なる場合であってもチョッパ電流の平均値は殆ど変化しない。したがって、チョッパ電流の脈動成分を出力コンデンサＣ２により平滑化して負荷に供給される出力電流の実効値は、負荷に関わらず略一定となる。

ところで、図７に示した従来例の構成では、図１の構成に比べると、インダクタＬ１の２次巻線ｎ２を省略しており、代わりにオフ時間設定回路８を設けている。このオフ時間設定回路８は、コンデンサＣ５，Ｃ６の直列回路と、コンデンサＣ５，Ｃ６にそれぞれ並列に接続された抵抗Ｒ８，Ｒ９と、コンデンサＣ５，Ｃ６の直列回路に充電電流を流すためのダイオードＤ３よりなる。コンデンサＣ６の電圧は、制御用集積回路７の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に入力されている。

スイッチング素子Ｑ１のオン期間中は、制御用集積回路７の７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）がＨｉｇｈレベルとなるから、ダイオードＤ３を介してコンデンサＣ５，Ｃ６の直列回路が充電される。その充電電圧は、過渡的にはコンデンサＣ５，Ｃ６の分圧比で決まり、定常的には抵抗Ｒ８，Ｒ９の分圧比で決まることになるが、ここではコンデンサＣ５，Ｃ６の分圧比と抵抗Ｒ８，Ｒ９の分圧比は同じとする。そうすると、スイッチング素子Ｑ１がオンした瞬間に、制御用集積回路７の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）は、７番ピン（ゲートドライブ端子ＧＤ）のゲートドライブ電圧Ｖｇを所定の分圧比ｋ（０＜ｋ＜１）で分圧した初期設定電圧ｋ×Ｖｇとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフする瞬間まで、その初期設定電圧に維持される。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、ダイオードＤ３が逆バイアスされて遮断状態となるので、コンデンサＣ５の電荷は抵抗Ｒ８を介して放電され、コンデンサＣ６の電荷は抵抗Ｒ９を介して放電される。制御用集積回路７の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）の電圧は、上述の初期設定電圧ｋ×Ｖｇを起点として、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ９の時定数により指数関数的に減衰する電圧となる。スイッチング素子Ｑ１がオフした後、所定の時間が経過した時点で、５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）により擬似的にゼロクロスが検出されて、スイッチング素子Ｑ１は再度オンとなる。

したがって、図７に示した従来例の構成では、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間は、コンデンサＣ５，Ｃ６と抵抗Ｒ８，Ｒ９の定数で決まる固定時間となる。このため、図８に示すように、負荷に応じてオフ時間を設定しても、図９に示すように、負荷が異なると、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流に休止期間が生じることになる。

例えば、図８に示すように、負荷が１００Ωのときに、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間をインダクタＬ１の電流放出期間と略一致するように設定すると、負荷が２００Ωのときは、図９に示すように、インダクタＬ１の電流放出期間が終了した後もスイッチング素子Ｑ１がオフし続けることになる。これでは、スイッチング素子Ｑ１のオン時に流れるチョッパ電流のピーク値を一定に維持しても、出力電流は一定とならない。実際、図８の例では、チョッパ電流（Ｃｈ３）の平均値は４８３ｍＡ、出力電流（Ｃｈ２）の実効値は４５７ｍＡであるのに対して、図９の例では、チョッパ電流（Ｃｈ３）の平均値は３８３ｍＡ、出力電流（Ｃｈ２）の実効値は３５５ｍＡとなっており、定電流性が著しく損なわれていることが分かる。

これに対して、図１に示した本発明の構成では、図２、図３に示すように、負荷が異なる場合であっても、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流に休止期間が生じることはないから、チョッパ電流の平均値、出力電流の実効値は略一定に維持される。なぜなら、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流のピーク値は一定であり、チョッパ電流の傾きはインダクタＬ１が磁気飽和しない限り一定であるから、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流に休止期間が生じることが無ければ、インダクタＬ１に流れるチョッパ電流の平均値は、三角形の波形の面積に等しく、底辺×高さ÷２として計算でき、ピーク値の約半分の電流となるからである。図２の例では負荷が１００Ωであるのに対して、図３の例では負荷が２００Ωであるが、チョッパ電流（Ｃｈ３）の平均値（Ｍｅａｎ）はそれぞれ４８５ｍＡ、４７８ｍＡとなり、殆ど変わらない。このため、チョッパ電流の脈動成分を出力コンデンサＣ２により平滑化して負荷に供給される出力電流（Ｃｈ２）の実効値（ＲＭＳ）は、それぞれ４５８ｍＡ、４４６ｍＡとなり、略一定となる。

なお、点灯装置の負荷として、１００Ωと２００Ωの擬似抵抗に代えて、実際のＬＥＤ直列回路を接続した場合についても検証してみた。まず、ＬＥＤが９個直列の場合、出力電圧の実効値は３０．７Ｖ、出力電流の実効値は４６４ｍＡ、スイッチング周波数は約４４．６ｋＨｚ、チョッパ電流の平均値は４８８ｍＡであった。また、ＬＥＤが１８個直列の場合、出力電圧の実効値は６０．２Ｖ、出力電流の実効値は４５４ｍＡ、スイッチング周波数は約６３．３ｋＨｚ、チョッパ電流の平均値は４８５ｍＡであった。このように、図１に示した本発明の構成では、ＬＥＤが９個直列の場合と、１８個直列の場合とでチョッパ電流の平均値は殆ど同じであった。また、これを出力コンデンサＣ２により平滑化してチョッパ電流の脈動成分を除去した出力電流の実効値も殆ど同じであった。

これにより、同じ仕様の点灯装置を異なる製品群に転用することが可能となり、製品群全体として見たときに、大幅なコストダウンが可能となる。

本発明のもう一つの大きな利点について説明する。図７の従来例ではオフ時間が固定であるため、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が長くなると、スイッチング周波数が極端に低下するという問題がある。これに対して、本発明の構成では、上述のように、スイッチング素子Ｑ１のオン時間が長くなると、それにつれてオフ時間が自動的に短くなる仕組みとなっているので、スイッチング周波数の振れ幅が小さくなり、フィルタ回路１の設計が容易となるという利点がある。

実際、従来例（図８、図９）のＣｈ４を見ると、負荷が１００Ωのときスイッチング周波数は約６１ｋＨｚ、負荷が２００Ωのときスイッチング周波数は約４４ｋＨｚであるのに対して、本発明（図２、図３）のＣｈ４を見ると、負荷が１００Ωのときスイッチング周波数は約６０ｋＨｚ、負荷が２００Ωのときスイッチング周波数は約５１ｋＨｚであり、スイッチング周波数の振れ幅が従来例に比べると大幅に小さくなっていることが分かる。

このように、本発明の点灯装置は、定電流性が高いため、ＬＥＤの直列個数が異なる製品群に同じ仕様の点灯装置を用いることが可能であり、大幅なコストダウンが可能となる。また、スイッチング周波数の振れ幅も小さくできるので、フィルタ回路の設計が容易であり、ＬＥＤ点灯装置の性能向上、コストダウンに著しく寄与するものである。
（実施形態２）
図５は本発明の実施形態２の点灯装置の回路図である。この点灯装置は、図１の降圧チョッパ回路３に代えて、絶縁型フライバックコンバータ回路３ａを用いている。ＬＥＤ点灯装置においては、負荷側を電源側から絶縁したい用途が存在する。そのような場合、図１の降圧チョッパ回路３におけるインダクタＬ１を、図５に示すようなトランスＴ１に置き換えて、配線を少し変更するだけで入出力間絶縁型のＬＥＤ点灯装置を実現できる。

以下、絶縁型フライバックコンバータ回路３ａの構成と動作について説明する。トランスＴ１の１次巻線ｎ１の一端は直流電源回路２の正極に接続されている。トランスＴ１の１次巻線ｎ１の他端は、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１のドレイン電極に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース電極は電流検出抵抗Ｒ１を介して直流電源回路２の負極に接続されている。トランスＴ１の２次巻線ｎ２の一端はダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ１のカソードは出力コンデンサＣ２の正極に接続されている。出力コンデンサＣ２の負極はトランスＴ１の２次巻線ｎ２の他端に接続されている。トランスＴ１の１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２は黒丸で示す極性に巻かれており、ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１がオンのとき遮断状態、オフのとき導通状態となる。

トランスＴ１はゼロクロス検出用の３次巻線ｎ３を備えている。３次巻線ｎ３の一端は制御用集積回路７の６番ピン（グランド端子ＧＮＤ）に接続されており、他端は抵抗Ｒ１０を介して５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）に接続されている。

以下、本実施形態の回路動作について説明する。直流電源回路２の出力電圧は略平滑されており、略一定電圧とする。スイッチング素子Ｑ１がオンすると、トランスＴ１の１次巻線ｎ１には直流電源回路２の略一定の直流電圧Ｖｃ１が印加される。したがって、トランスＴ１の１次巻線ｎ１に流れる電流ｉ１は、略一定の傾きｄｉ／ｄｔ＝Ｖｃ１／Ｌｔ１で増加する。ここで、Ｌｔ１はトランスＴ１の１次巻線ｎ１のインダクタンス成分である。このとき、トランスＴ１の２次巻線ｎ２には、１次巻線ｎ１の印加電圧Ｖｃ１を巻数比（ｎ２／ｎ１）倍した略一定の電圧が発生するが、ダイオードＤ１が遮断状態であるので、出力コンデンサＣ２に充電電流が流れることはなく、トランスＴ１に電磁エネルギーが蓄積される。

電流検出抵抗Ｒ１はスイッチング素子Ｑ１に流れる漸増電流ｉを検出しており、所定のピーク値Ｉｐに達すると、スイッチング素子Ｑ１はオフとなる。この時点でトランスＴ１に蓄積される電磁エネルギーは、Ｌｔ１×Ｉｐ^２／２となり、常に一定値となる。この電磁エネルギーがスイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に負荷側に放出される。

スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の２次巻線ｎ２には逆起電力が発生する。この逆起電力によりダイオードＤ１が導通し、トランスＴ１の２次巻線ｎ２からダイオードＤ１を介して出力コンデンサＣ２に充電電流が流れる。このとき、トランスＴ１の２次巻線ｎ２の印加電圧は、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされる。したがって、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が高いときは、トランスＴ１の電磁エネルギーは短時間で放出され、逆に、出力コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２が低いときは、トランスＴ１の電磁エネルギーの放出には長い時間を要することになる。

上述のように、出力コンデンサＣ２の電圧は、半導体発光素子４の順電圧Ｖｆと直列個数ｎの積ｎ×Ｖｆで決まるから、トランスＴ１の電磁エネルギーの放出時間は、直列個数ｎが多いときは短く、直列個数ｎが少ないときは長くなる。

そこで、本実施形態では、トランスＴ１に３次巻線ｎ３を設けて、トランスＴ１の電磁エネルギーの放出が完了するタイミングを検出している。トランスＴ１が電磁エネルギーを放出している期間中は、ダイオードＤ１が導通しており、２次巻線ｎ２に漸減電流が流れているので、その傾きに応じた電圧が各巻線ｎ１、ｎ２、ｎ３にも巻数比に応じて生じている。２次巻線ｎ２の電圧はコンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２にクランプされているから、３次巻線ｎ３に生じる電圧は（ｎ３／ｎ２）×Ｖｃ２となる。トランスＴ１の電磁エネルギーがゼロになると、各巻線に生じていた電圧は消失する。このタイミングを制御用集積回路５の５番ピン（ゼロクロス検出端子ＺＣＤ）で検出し、スイッチング素子Ｑ１を再度オンさせる。以下、同じ動作を繰り返す。

このように、本実施形態によれば、スイッチング素子Ｑ１のオン期間の終了時にトランスＴ１に蓄積される電磁エネルギーは略一定となる。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間にトランスＴ１の電磁エネルギーを放出する速度は、負荷電圧が高いときは速く、負荷電圧が低いときは遅くなる。したがって、トランスＴ１に電磁エネルギーが蓄積・放出されるサイクルは、負荷電圧が高いときほど頻繁となり、結果的に、負荷が異なる場合でも略定電流性が確保される。
（実施形態３）
図６は本発明の点灯装置を用いた照明器具の一例を示している。本例は、電源ユニット３０とＬＥＤユニット４０とが器具筐体９内に収められる一体型のＬＥＤ照明器具である。電源ユニット３０には、図１または図５の電源コネクタＣＯＮ１から出力コネクタＣＯＮ２までの電子回路が実装されている。電源ユニット３０の出力コネクタＣＯＮ２からＬＥＤユニット４０までは出力配線３４を介して接続される。

器具筐体９は天井１０に埋め込まれている。器具筐体９は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板９１で覆われている。この光拡散板９１に対向するように、ＬＥＤユニット４０が配置されている。４１はＬＥＤ実装基板であり、ＬＥＤユニット４０のＬＥＤ４ａ〜４ｄを実装している。この例では、器具内に取り付けられるＬＥＤユニット４０の実装基板４１の裏側に器具筐体９に熱的に結合された放熱板９２を設けている。この放熱板９２を介して、ＬＥＤ４ａ〜４ｄから発生する熱を放熱することでＬＥＤ４ａ〜４ｄの温度を下げて、光出力を上げる効果がある。

図６の例では、一例として、４個のＬＥＤ４ａ〜４ｄが直列接続されたＬＥＤユニット４０を用いたが、例えば３０個以内の範囲でＬＥＤの直列個数を変化させても、Ｖｆ＝３．５Ｖとすると、負荷電圧は３．５Ｖ×３０個＝１０５Ｖ以内に収まるから、図１の点灯装置を用いて点灯させることが可能である。したがって、異なる製品群に対して共通の点灯装置を使用することが可能となり、全体として製品コストを低減することが可能となる。

なお、電源ユニット３０とＬＥＤユニット４０が別体となった電源別置型のＬＥＤ照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。その場合、例えば、４個のＬＥＤを直列接続した第１のＬＥＤユニットと、８個のＬＥＤを直列接続した第２のＬＥＤユニットをカスケード接続し、１つの点灯装置の出力で点灯することが可能となり、照明システム全体としてコストを低減することが出来る。各ＬＥＤユニットに用いるＬＥＤの直列個数は限定されるものではなく、カスケード接続したＬＥＤユニット群の順電圧の和が降圧チョッパ回路３の入力電圧よりも低ければ良い。

さらに、図６に示すような電源一体型の照明器具において、外部にＬＥＤユニットを増設するための増設端子を予め付加しておいて、常時は増設端子を短絡しておき、外部にＬＥＤユニットを増設するときには、増設端子に接続して内部のＬＥＤユニットと直列に接続されるように構成しても良い。
（実施形態４）
本発明の点灯装置は照明器具、照明システムに用いるほか、液晶ディスプレイ（液晶テレビを含む）のバックライトに用いても良い。液晶ディスプレイは画面のサイズが変わると、バックライトの出力も変える必要がある。バックライトとして、ＬＥＤ直列回路を用いる場合、ＬＥＤの直列個数を増減することで、出力の増減に対応できる。その場合、液晶ディスプレイの画面サイズ毎に点灯装置を設計し直すのではなく、図１または図５に示す構成の点灯装置を用いれば、ＬＥＤの直列個数が異なる場合でも同じ仕様の点灯装置を異なる機種に共用できるから、バックライトのコストを低減できる。
（実施形態５）
本発明の点灯装置は調光機能を有する照明器具、照明システム、液晶ディスプレイのバックライトに用いても良い。図１または図５の点灯装置では、抵抗Ｒ５，Ｒ６と抵抗Ｒ７の分圧比を変えることにより、スイッチング素子Ｑ１に流れるピーク電流の値を変更することで、スイッチング電流の平均値、ひいては出力電流の実効値を自由に設定することができる。すなわち、図１または図５の点灯装置では、スイッチング素子Ｑ１に流れるピーク電流の値を変更すると、それに追従して、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間も自動的に修正されることになるから、出力の変更にも容易に対応可能である。

例えば、定格電流が少し異なるＬＥＤを駆動する場合、抵抗Ｒ７の定数を少し変える等、簡単な設計変更だけで、略同じ構成の点灯装置を電流値の異なるＬＥＤユニットに対しても転用することができる。

これに比べると、図７の従来例では、スイッチング素子Ｑ１に流れるピーク電流の値を変更すると、それに応じて、オフ時間設定回路８の時定数までも変更する必要があり、設計変更箇所が多くなるから、この点でも図１または図５に示す構成の方が遥かに優れていると言える。

１ フィルタ回路
２ 直流電源回路
３ 降圧チョッパ回路
４ 半導体発光素子
５ 制御回路
６ 制御電源回路
７ 制御用集積回路
Ｑ１ スイッチング素子
Ｄ１ 回生ダイオード
Ｌ１ インダクタ
ｎ２ ２次巻線

Claims (4)

1. １次巻線と２次巻線を少なくとも備えるトランスと；前記トランスの１次巻線を入力直流電源に接続するスイッチング素子と；前記トランスの２次巻線に対して直列に接続され、直流電流により点灯する半導体発光素子に対して並列に接続される出力コンデンサと；前記トランスの２次巻線と出力コンデンサの直列回路と共に閉回路を構成し、前記スイッチング素子のオン時に遮断状態となりオフ時に導通状態となる極性に接続された整流素子とを備えるフライバックコンバータ回路と、
   前記スイッチング素子をオンオフする制御回路とを備える点灯装置において、
   前記制御回路は、前記スイッチング素子のオン時に前記トランスの１次巻線に蓄積されるエネルギーが略一定となるように前記トランスの１次巻線に流れる漸増電流の瞬時値が所定値に達すると前記スイッチング素子をオフする手段と、前記スイッチング素子のオフ時に前記トランスの２次巻線に流れる漸減電流が略ゼロになると前記スイッチング素子をオンする手段とを備えることを特徴とする点灯装置。
2. 前記トランスは３次巻線を備え、前記制御回路は前記３次巻線の電圧消失を検出することにより前記トランスの２次巻線に流れる電流が略ゼロになったことを検出することを特徴とする請求項１記載の点灯装置。
3. 請求項１または２のいずれかに記載の点灯装置と、この点灯装置の出力電流により点灯する半導体発光素子を備えることを特徴とする照明器具。
4. 直流電流により点灯する半導体発光素子を含む第１の光源ユニットと、第１の光源ユニットと略等しい直流電流により点灯する第２の半導体発光素子を含む第２の光源ユニットをカスケード接続し、請求項１または２のいずれかに記載の点灯装置の出力に接続したことを特徴とする照明システム。

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