JP2009095164A - 自励式のキャパシタ充電回路の制御回路、制御方法およびそれを用いたキャパシタ充電回路、電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】キャパシタ充電回路の予期せぬ充電停止を防止する。
【解決手段】第１電圧比較器２０は、第１抵抗Ｒ１の他端に現れる第１検出電圧Ｖｘ１と、所定の第１しきい値電圧Ｖｔｈ１とを比較する。第２電圧比較器２２は、第２抵抗Ｒ２の他端に現れる第２検出電圧Ｖｘ２を、所定の第２しきい値電圧Ｖｔｈ２と比較する。ロジック部３０は、第１電圧比較器２０、第２電圧比較器２２の出力ＳＩＧ１、ＳＩＧ２に応じてレベルが遷移するスイッチング信号Ｖｓｗを生成し、スイッチングトランジスタＴｒ１のゲートへと出力する。自動リスタート回路７０は、スイッチング信号ＶｓｗがスイッチングトランジスタＴｒ１のオフするレベルに遷移した後、所定の期間τが経過すると、スイッチング信号ＶｓｗをスイッチングトランジスタＴｒ１がオンするレベルへと強制的に遷移させる。
【選択図】図２

Description

本発明は、キャパシタ充電回路に関し、特に自励式のキャパシタ充電回路の制御方式に関する。

入力電圧よりも高い電圧を生成するため、昇圧型のキャパシタ充電回路がさまざまな電子機器において広く用いられている。こうした昇圧型のキャパシタ充電回路は、スイッチング素子と、インダクタあるいはトランスを備えており、スイッチング素子を時分割的にオンオフさせることによりインダクタあるいはトランスに逆起電力を発生させ、入力電圧を昇圧して出力する。

スイッチングトランジスタがオフすると、トランスの１次側に電流が流れ、トランスにエネルギが蓄えられる。スイッチングトランジスタがオフすると、トランスの２次側においてトランスに蓄えられたエネルギが、整流用ダイオードを介して充電電流として出力キャパシタに転送され、出力電圧が上昇する。トランスに蓄えられたエネルギが出力キャパシタに転送されると、整流ダイオードに流れる電流が０となる。

絶縁型のキャパシタ充電回路を制御する方法として、発振器を用いず、トランスの１次側あるいは２次側の状態をモニタし、これらの状態に応じて、スイッチングトランジスタのオンオフを制御する自励式の制御方法が知られている。
特開２００４−２０１４７４号公報 特開２００５−７３４８３号公報 特開２００７−１６５００２号公報 特開２００７−１６６７８６号公報

ここで、自励式ＤＣ／ＤＣコンバータの制御方法として、トランスの１次側および２次側に流れる電流をモニタし、２次側に流れる電流（２次電流）が０付近の所定レベルとなったタイミングでスイッチングトランジスタをオンし、１次側に流れる電流（１次電流）が所定レベルに達した状態でスイッチングトランジスタをオフする制御方式について考察する。

２次電流をしきい値と比較する際に、トランスの２次コイルの経路上に検出抵抗を設け、検出抵抗に生ずる電圧降下を所定のしきい値電圧と比較する場合がある。この場合、電圧を比較するコンパレータにノイズなどの外乱が混入すると、２次電流が正確に検出できなくなるおそれがある。その結果、スイッチング素子を再びオンさせることができず、キャパシタの充電動作が予期せずに停止してしまう。この問題は２次電流としきい値との比較をその他の方法によって行う場合にも発生しうる。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、キャパシタ充電回路の予期せぬ充電停止の防止にある。

本発明のある態様は、自励式のキャパシタ充電回路のトランスの１次コイルの経路上に設けられたスイッチングトランジスタのオンオフを制御する制御回路に関する。この制御回路は、トランスの１次コイルに流れる電流の経路上に設けられた第１抵抗に生ずる電圧降下を所定の第１しきい値電圧と比較する第１電圧比較器と、トランスの２次コイルに流れる電流の経路上に設けられた第２抵抗に発生する電圧降下を所定の第２しきい値電圧と比較する第２電圧比較器と、第１、第２電圧比較器の出力に応じてレベルが遷移するスイッチング信号を生成し、スイッチングトランジスタの制御端子へと出力するスイッチング制御部と、スイッチング信号がスイッチングトランジスタのオフするレベルに遷移した後、所定の期間が経過すると、スイッチング信号をスイッチングトランジスタがオンするレベルへと強制的に遷移させる自動リスタート回路と、を備える。

この態様によると、第２電圧比較器による２次電流の検出が不能となった場合であっても、所定の時間が経過すると、スイッチングトランジスタがオンとなるため、スイッチングの停止を防止できる。

キャパシタ充電回路は、キャパシタ充電回路の出力電圧を所定の第３しきい値電圧と比較し、出力電圧が第３しきい値電圧より高いとき、自動リスタート回路を非アクティブとする満充電検出回路をさらに備えてもよい。
満充電時にはスイッチングを継続する必要がないため、この構成によれば、不要なスイッチングを防止できる。

自動リスタート回路は、一端の電位が固定されたキャパシタと、キャパシタに電流を供給する電流源と、スイッチング信号がスイッチングトランジスタのオンするレベルのとき、キャパシタを放電させる第１放電回路と、キャパシタの他端の電圧を所定の第４しきい値電圧と比較するコンパレータと、を含み、コンパレータの出力によってスイッチング信号をスイッチングトランジスタがオンするレベルへと強制的に遷移させてもよい。

自動リスタート回路は、出力電圧が第３しきい値電圧より高いとき、キャパシタを放電させる第２放電回路をさらに含んでもよい。
この場合、出力電圧が第３しきい値電圧より高いときに自動リスタート回路を無効化できる。

本発明の別の態様は、キャパシタ充電回路である。このキャパシタ充電回路は、出力回路と、上述の制御回路と、を備える。出力回路は、トランスと、トランスの１次側に接続されたスイッチングトランジスタと、トランスの２次側に設けられた出力キャパシタを含み、スイッチングトランジスタのオンオフにより出力キャパシタを充電する。制御回路は、スイッチングトランジスタのオンオフを制御する。

本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、上述のキャパシタ充電回路と、撮像部と、キャパシタ充電回路の出力電圧により駆動され、撮像部による撮像の際、フラッシュとして用いられる発光素子と、を備える。

本発明のさらに別の態様は、自励式のキャパシタ充電回路のスイッチングトランジスタのオンオフを制御する方法に関する。この方法は、トランスの１次コイルに流れる１次電流を所定の第１しきい値と比較し、１次電流が第１しきい値を超えると、スイッチングトランジスタをオフするステップと、トランスの２次コイルに流れる電流を所定の第２しきい値と比較し、２次電流が第２しきい値まで低下すると、スイッチングトランジスタをオンするステップと、スイッチングトランジスタがオフしてから所定の期間が経過すると、スイッチングトランジスタを強制的にオンするステップと、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明に係る充電回路の制御技術によれば、スイッチング素子の予期しない停止を防止できる。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが部材Ｂに接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また本明細書において、電圧信号、電流信号、あるいは抵抗、キャパシタに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。

図１は、実施の形態に係る発光装置２００を搭載した電子機器３００の構成を示すブロック図である。電子機器３００は、カメラを搭載した携帯電話端末であり、電池３１０、通信処理部３１２、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）３１４、撮像部３１６、発光装置２００を備える。

電池３１０はたとえばリチウムイオン電池であり、電池電圧Ｖｂａｔとして３〜４Ｖ程度の電圧を出力する。ＤＳＰ３１４は、電子機器３００全体を統括的に制御するブロックであり通信処理部３１２、撮像部３１６、発光装置２００と接続されている。通信処理部３１２は、アンテナ、高周波回路などを含み、基地局との通信を行う。撮像部３１６は、ＣＣＤ（Ｃｈａｒｇｅ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｄｅｖｉｃｅ）やＣＭＯＳセンサなどの撮像装置である。発光装置２００は、撮像部３１６による撮像の際に、フラッシュとして用いられる。

発光装置２００は、キャパシタ充電回路２１０、発光素子２１２、トリガ回路２１４を備える。発光素子２１２としてはキセノンチューブなどが好適に用いられる。キャパシタ充電回路２１０は、自励式ＤＣ／ＤＣコンバータであって、電池３１０から供給される電池電圧Ｖｂａｔを昇圧し、発光素子２１２に３００Ｖ程度の駆動電圧を供給する。トリガ回路２１４は、発光装置２００の発光のタイミングを制御する回路である。発光素子２１２は、撮像部３１６の撮像と同期して発光する。

図２は、発光装置２００の構成を示す回路図である。発光装置２００は、キャパシタ充電回路２１０、発光素子２１２、ＩＧＢＴ２１４ａを含む。キャパシタ充電回路２１０は電池電圧Ｖｂａｔを昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔを発光素子２１２へと出力する。出力電圧Ｖｏｕｔは抵抗Ｒ３０、Ｒ３１によって分圧される。分圧された出力電圧Ｖｏｕｔ’は、電圧検出端子１０４へと入力される。

発光素子２１２と直列にＩＧＢＴ２１４ａが設けられる。ＩＧＢＴ２１４ａがオンすると発光素子２１２が発光する。

キャパシタ充電回路２１０は、制御回路１００および出力回路６０を備える。出力回路６０は、トランス１０、整流用ダイオード１２、出力キャパシタＣ１を含む。トランス１０の２次コイル１０ｂの一端には、整流用ダイオード１２のアノードが接続される。整流用ダイオード１２のカソードと接地端子間には出力キャパシタＣ１が設けられる。

トランス１０の１次コイル１０ａの一端には電池電圧Ｖｂａｔが印加され、その他端は制御回路１００の出力端子１０２と接続される。また２次コイル１０ｂの一端は２次側検出端子１０６と接続される。

制御回路１００は、１次コイル１０ａの経路上に設けられたスイッチングトランジスタＴｒ１のオンオフを制御する。スイッチングトランジスタＴｒ１は制御回路１００の外部に、ディスクリート素子として設けられてもよい。

制御回路１００は、スイッチングトランジスタＴｒ１に加えて、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第１電圧比較器２０、第２電圧比較器２２、レベルシフト回路２４、抵抗Ｒ２２、Ｒ２３、スイッチング制御部２８、ドライバ６６、満充電検出回路６２、自動リスタート回路７０を備える。

発光制御部２１４ｂは、発光制御信号ＳＩＧ２０を生成し、発光制御端子１０８に接続されるＩＧＢＴ２１４ａへと出力する。発光制御信号ＳＩＧ２０によって、発光素子２１２の発光が制御される。

第１抵抗Ｒ１は、１次コイル１０ａに流れる電流（１次電流Ｉｃ１）の経路上に設けられ、一端が接地されて電位が固定される。具体的には、第１抵抗Ｒ１はスイッチングトランジスタＴｒ１のエミッタと接地端子間に設けられる。

第１電圧比較器２０は、第１抵抗Ｒ１に生ずる電圧降下、すなわち第１検出電圧Ｖｘ１を、所定の第１しきい値電圧Ｖｔｈ１と比較する。比較結果を示す第１信号ＳＩＧ１は、Ｖｘ１＞Ｖｔｈ１のときハイレベル、Ｖｘ１＜Ｖｔｈ１のときローレベルとなる。第１電圧比較器２０によって、１次電流Ｉｃ１が、Ｖｔｈ１／Ｒ１で与えられる第１しきい値電流Ｉｔｈ１と比較される。

第２抵抗Ｒ２は、２次コイル１０ｂに流れる電流（２次電流Ｉｃ２）の経路上に設けられ、一端が接地されて電位が固定される。第２抵抗Ｒ２の他端は、２次側検出端子１０６を介して２次コイル１０ｂに接続される。第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２は、制御回路１００の外部に設けられてもよい。

第２電圧比較器２２は、第２抵抗Ｒ２に生ずる電圧降下、すなわち第２検出電圧Ｖｘ２を、所定の第２しきい値電圧Ｖｔｈ２と比較する。第２検出電圧Ｖｘ２は負電圧であるため、第２検出電圧Ｖｘ２を正方向にシフトした電圧をしきい値電圧と比較する。

レベルシフト回路２４は、抵抗Ｒ２０、Ｒ２１を含む。レベルシフト回路２４は第２検出電圧Ｖｘ２を正方向にシフトする。第２検出電圧Ｖｘ２は、抵抗Ｒ２０を介して第２電圧比較器２２の反転入力端子に入力される。また、この反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ２１を介して入力される。第２電圧比較器２２の入力インピーダンスが十分に高く、Ｒ２０＝Ｒ２１が成り立つとき、レベルシフト回路２４の出力電圧Ｖｘ２’は、Ｖｘ２’＝（Ｖｘ２＋Ｖｒｅｆ）／２で与えられる。

第２電圧比較器２２の反転入力端子には、レベルシフト回路２４によりレベルシフトされた第２検出電圧Ｖｘ２’が入力される。また、非反転入力端子には、基準電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ２２、Ｒ２３により分圧された第２しきい値電圧Ｖｔｈ２が入力される。第２しきい値電圧Ｖｔｈ２は、Ｒ２２＝Ｒ２３のとき、Ｖｔｈ２＝Ｖｒｅｆ／２となる。第２電圧比較器２２は、レベルシフト回路２４の出力電圧Ｖｘ２’と、所定の第２しきい値電圧Ｖｔｈ２を比較する。第２電圧比較器２２の出力（第２信号ＳＩＧ２）は、Ｖｘ２’＜Ｖｔｈ２のとき、すなわち、Ｖｘ２＜０のときハイレベルとなり、Ｖｘ２’＞Ｖｔｈ２のとき、すなわち、Ｖｘ２＞０のときローレベルとなる。厳密には、しきい値電圧は０Ｖより低い値に設定される。この第２電圧比較器２２によって、２次電流Ｉｃ２が、第２しきい値電流Ｉｔｈ２と比較される。

スイッチング制御部２８は、ロジック部３０、ＮＯＲゲート６４を含む。第１信号ＳＩＧ１、第２信号ＳＩＧ２は、ロジック部３０へと入力される。ロジック部３０は、第１信号ＳＩＧ１、第２信号ＳＩＧ２に応じてレベルが遷移するスイッチング信号Ｖｓｗ１を生成する。

ロジック部３０は、第１検出電圧Ｖｘ１が第１しきい値電圧Ｖｔｈ１を超えると、すなわち、トランス１０の１次コイルに流れる電流Ｉｃ１が第１しきい値電流Ｉｔｈ１に達すると、スイッチングトランジスタＴｒ１をオフする。

またロジック部３０は、レベルシフト回路２４の出力である第２検出電圧Ｖｘ２’が第２しきい値電圧Ｖｔｈ２を超えると、すなわち、トランス１０の２次コイルに流れる電流Ｉｃ２が第２しきい値電流Ｉｔｈ２≒０Ａまで減少するとスイッチングトランジスタＴｒ１をオンする。

スイッチング信号Ｖｓｗは、１次電流Ｉｃ１が第１しきい値電流Ｉｔｈ１に達すると第１レベル（ローレベル）、２次電流Ｉｃ２が第２しきい値電流Ｉｔｈ２まで低下すると第２レベル（ハイレベル）となる。ドライバ６６は、スイッチング信号Ｖｓｗ１に応じた信号ＶｓｗにもとづいてスイッチングトランジスタＴｒ１のオン、オフを切りかえる。スイッチングトランジスタＴｒ１は、スイッチング信号Ｖｓｗ１がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフとなる。

自動リスタート回路７０は、スイッチング信号ＶｓｗがスイッチングトランジスタＴｒ１のオフするレベルに遷移した後、所定の期間τが経過すると、スイッチング信号ＶｓｗをスイッチングトランジスタＴｒ１がオンするレベルへと強制的に遷移させる。具体的には、自動リスタート回路７０は、所定の期間τが経過するとハイレベルとなるリスタート信号ＲＳＴを出力する。所定の期間τは、スイッチングトランジスタＴｒ１が正常にスイッチング動作するときの、スイッチングトランジスタＴｒ１のオフ時間よりも長く設定する。

ＮＯＲゲート６４は、スイッチング信号Ｖｓｗ１とリセット信号ＲＳＴのＮＯＲ（否定論理和）をスイッチング信号Ｖｓｗとして出力する。

満充電検出回路６２はコンパレータを含み、キャパシタ充電回路２１０の出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電圧Ｖｏｕｔ’を所定の第３しきい値電圧Ｖｔｈ３と比較し、Ｖｏｕｔ＞Ｖｔｈ３のときハイレベルとなるフル信号ＦＵＬＬを出力する。自動リスタート回路７０はフル信号ＦＵＬＬがハイレベルとなると、つまり出力電圧Ｖｏｕｔ’が第３しきい値電圧Ｖｔｈ３より高くなると非アクティブとなる。自動リスタート回路７０は非アクティブのとき、スイッチング信号Ｖｓｗのレベルに影響を与えない。なおフル信号ＦＵＬＬは、その他の回路に対して、充電完了を知らせる信号としても利用される。

図３は、自動リスタート回路７０の構成例を示す回路図である。自動リスタート回路７０は時定数回路であって、第１放電回路７２、第２放電回路７４、電流源７６、キャパシタ７８、コンパレータ８０を含む。キャパシタ７８の一端は接地され、電位が固定される。電流源７６はキャパシタ７８に電流Ｉｘを供給する。電流源７６は定電流源あるいは抵抗などで構成できる。第１放電回路７２はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであって、スイッチング信号ＶｓｗがスイッチングトランジスタＴｒ１のオンするレベルのとき、キャパシタ７８を放電させる。コンパレータ８０はキャパシタ７８の他端の電圧Ｖｃｒを所定の第４しきい値電圧Ｖｔｈ４と比較する。第２放電回路７４は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであって、出力電圧Ｖｏｕｔ’が所定の第３しきい値電圧Ｖｔｈ３より高いとき、つまりフル信号ＦＵＬＬがハイレベルのとき、キャパシタ７８を放電させる。

キャパシタ７８の電圧Ｖｃｒは、時間とともに上昇する時定数電圧である。時定数電圧Ｖｃｒが第４しきい値電圧Ｖｔｈ４に達するまでの時間が、所定の期間τに相当する。コンパレータ８０は、スイッチング信号ＶｓｗがスイッチングトランジスタＴｒ１のオフするレベル（ローレベル）に遷移した後、所定の期間τ経過後にハイレベルとなるリスタート信号ＲＳＴとなる。

フル信号ＦＵＬＬがハイレベルのとき、つまり満充電状態では、第２放電回路７４はオンし続けるから、時定数電圧Ｖｃｒは０Ｖ付近に固定され、リスタート信号ＲＳＴはローレベルを維持し続けるため、スイッチング電圧Ｖｓｗの論理値に影響を及ぼさない。

図４は、ロジック部３０の構成例を示す回路図である。
第１電圧比較器２０の出力信号ＳＩＧ１は、インバータ３２により反転される。インバータ３２の出力信号は、ＲＳフリップフロップ３４のセット端子に入力される。ＲＳフリップフロップ３４の出力信号ＳＩＧ３は、インバータ３６により反転される。インバータ３６の出力信号ＳＩＧ４は、Ｄフリップフロップ４０のプリセット端子に入力される。また、ＲＳフリップフロップ３４の出力信号ＳＩＧ３は、ＮＯＲゲート５０の入力端子の一方に入力される。ＮＯＲゲート５０のもう一方の入力端子には、キャパシタ充電回路２１０全体のオンオフを制御するイネーブル信号ＥＮが入力されている。制御回路１００は、イネーブル信号ＥＮがハイレベルのとき、スイッチングトランジスタＴｒ１を駆動して昇圧動作を行う。ＮＯＲゲート５０の出力信号ＳＩＧ８は、ＮＡＮＤゲート４４に入力される。

ロジック部３０は、第２電圧比較器２２の出力信号ＳＩＧ２にもとづいてスイッチングトランジスタＴｒ１をオンする。第２信号ＳＩＧ２はインバータ５２によって反転され、Ｄフリップフロップ４０のクロック端子へと入力される。Ｄフリップフロップ４０のデータ端子は接地され、ローレベルに固定されている。また、Ｄフリップフロップ４０のクリア端子にはイネーブル信号ＥＮが入力される。イネーブル信号ＥＮをクリア端子に入力することにより、制御回路１００を昇圧動作の開始ごとに初期化することができる。また、Ｄフリップフロップ４０のプリセット端子には、インバータ３６の出力信号ＳＩＧ４が入力される。

Ｄフリップフロップ４０は、プリセット端子およびクリア端子にハイレベルが入力される期間において、クロック端子に入力される信号がハイレベルとなると、反転出力信号ＳＩＧ５としてハイレベルを出力する。また、プリセット端子に入力されるインバータ３６の出力ＳＩＧ４がハイレベルからローレベルに切り替わると、反転出力信号ＳＩＧ５としてローレベルを出力する。

Ｄフリップフロップ４０の反転出力信号ＳＩＧ５は、ＡＮＤゲート４２に入力される。ＡＮＤゲート４２は、Ｄフリップフロップ４０の反転出力信号ＳＩＧ５とイネーブル信号ＥＮの論理積をＮＡＮＤゲート４４へと出力する。キャパシタＣ３１によって信号ＳＩＧ６の遷移速度が緩やかとなり、信号遅延が発生する。ＮＡＮＤゲート４４は、ＮＯＲゲート５０の出力とＡＮＤゲート４２の出力の否定論理積をインバータ４６に出力する。インバータ４６は、ＮＡＮＤゲート４４の出力信号ＳＩＧ９を反転する。インバータ４６の出力が、スイッチング信号Ｖｓｗ１となる。ＡＮＤゲート４８には、ＡＮＤゲート４２の出力信号ＳＩＧ６とイネーブル信号ＥＮが入力される。ＡＮＤゲート４８の出力信号ＳＩＧ７は、ＲＳフリップフロップ３４のリセット端子に入力される。以上がロジック部３０の構成である。

次に制御回路１００およびキャパシタ充電回路２１０の動作を説明する。図５は、図２のキャパシタ充電回路２１０の動作を示すタイムチャートである。

スイッチング信号ＶｓｗがハイレベルであってスイッチングトランジスタＴｒ１がオンのとき、トランス１０の１次コイル１０ａには、時間とともに増加する電流Ｉｃ１が流れる。１次電流Ｉｃ１がしきい値レベルＩｔｈ１に達すると、ロジック部３０はスイッチングトランジスタＴｒ１をオフに切りかえる。

スイッチングトランジスタＴｒ１がオフすると、トランス１０に蓄えられたエネルギが整流用ダイオード１２を介して出力キャパシタＣ１に転送される。このときトランス１０の２次コイルに流れる電流をＩｃ２は、トランス１０のエネルギの放出とともに減少する。２次電流Ｉｃ２がしきい値Ｉｔｈ２まで低下すると、ロジック部３０はスイッチングトランジスタＴｒ１をオンする。

自動リスタート回路７０の機能は、図５の時刻ｔ１以降に示される。時刻ｔ１にスイッチングトランジスタＴｒ１がオフすると、２次電流Ｉｃ２が減少していく。ところが、予期せぬ外乱要因によって、第２検出電圧Ｖｘ２が第２しきい値電圧Ｖｔｈ２と交差しない場合、本来オンすべきタイミングｔ２でスイッチングトランジスタＴｒ１がオンしない。従来の回路では、時刻ｔ２以降、第２検出電圧Ｖｘ２がしきい値電圧Ｖｔｈ２と交差しなければ、スイッチングトランジスタＴｒ１のスイッチングが停止してしまう。

実施の形態では、スイッチングトランジスタＴｒ１がオフとなると、時間計測を開始し、所定の時間τが経過すると、リスタート信号ＲＳＴによってスイッチング信号Ｖｓｗをハイレベルに切りかえ、第２検出電圧Ｖｘ２としきい値電圧Ｖｔｈ２の関係にかかわらず、スイッチングトランジスタＴｒ１を強制的にオンさせる。その結果、スイッチング動作が停止するのを防止することができる。

また、満充電検出回路６２を設けたことにより、スイッチングを継続する必要がない満充電状態において、スイッチングが開始されるのを防止できる。

上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

実施の形態において、ロジック部３０、自動リスタート回路７０などの構成は一例であり、たとえばＮチャンネルＭＯＳＦＥＴとＰチャンネルＭＯＳＦＥＴの置換、ＮＰＮバイポーラトランジスタとＰＮＰバイポーラトランジスタの置換、ラッチ回路とフリップフロップなどの置換、論理反転などを行ってもよい。さらには同等の機能を実行しうる任意の回路で構成してもよい。

図３の自動リスタート回路７０は時定数回路を利用して構成されるが、カウンタを用いて構成してもよい。

満充電検出回路６２は、出力電圧Ｖｏｕｔを分圧するが、トランス１０の２次コイルあるいは１次コイルに発生する電圧にもとづいて満充電状態を検出してもよい。

実施の形態において、キャパシタ充電回路２１０は、発光素子２１２を駆動する場合を説明したが、これには限定されず、その他の高電圧を必要とするさまざまな負荷回路を駆動することができる。

実施の形態に係る発光装置を搭載した電子機器の構成を示すブロック図である。 発光装置の構成を示す回路図である。 自動リスタート回路の構成例を示す回路図である。 ロジック部の構成例を示す回路図である。 図２のキャパシタ充電回路の動作を示すタイムチャートである。

符号の説明

２０…第１電圧比較器、２２…第２電圧比較器、２４…レベルシフト回路、２８…スイッチング制御部、３０…ロジック部、３２…インバータ、３４…ＲＳフリップフロップ、３６…インバータ、４０…Ｄフリップフロップ、４２…ＡＮＤゲート、４４…ＮＡＮＤゲート、４６…インバータ、４８…ＡＮＤゲート、５０…ＮＯＲゲート、５２…インバータ、６０…出力回路、６２…満充電検出回路、６４…ＮＯＲゲート、６６…ドライバ、７０…自動リスタート回路、７２…第１放電回路、７４…第２放電回路、７６…電流源、７８…キャパシタ、８０…コンパレータ、３００…電子機器、３１０…電池、３１２…通信処理部、３１４…ＤＳＰ、３１６…撮像部、２００…発光装置、２１０…キャパシタ充電回路、２１２…発光素子、２１４…トリガ回路、１００…制御回路、１０２…出力端子、１０４…電圧検出端子、１０６…２次側検出端子、１０８…発光制御端子、Ｔｒ１…スイッチングトランジスタ、１０…トランス、１０ａ…１次コイル、１０ｂ…２次コイル、１２…整流用ダイオード、Ｃ１…出力キャパシタ、２１４ａ…ＩＧＢＴ、２１４ｂ…発光制御部、Ｒ１…第１抵抗、Ｒ２…第２抵抗、Ｉｃ１…１次電流、Ｉｃ２…２次電流。

Claims (8)

1. 自励式のキャパシタ充電回路のトランスの１次コイルの経路上に設けられたスイッチングトランジスタのオンオフを制御する制御回路であって、
   前記トランスの１次コイルに流れる電流の経路上に設けられた第１抵抗に生ずる電圧降下を、所定の第１しきい値電圧と比較する第１電圧比較器と、
   前記トランスの２次コイルに流れる電流の経路上に設けられた第２抵抗に生ずる電圧降下を、所定の第２しきい値電圧と比較する第２電圧比較器と、
   前記第１、第２電圧比較器の出力に応じてレベルが遷移するスイッチング信号を生成し、前記スイッチングトランジスタの制御端子へと出力するスイッチング制御部と、
   前記スイッチング信号が前記スイッチングトランジスタのオフするレベルに遷移した後、所定の期間が経過すると、前記スイッチング信号を前記スイッチングトランジスタがオンするレベルへと強制的に遷移させる自動リスタート回路と、
   を備えることを特徴とする制御回路。
2. 前記キャパシタ充電回路の出力電圧を所定の第３しきい値電圧と比較し、前記出力電圧が前記第３しきい値電圧より高いとき、前記自動リスタート回路を非アクティブとする満充電検出回路をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
3. 前記自動リスタート回路は、
   一端の電位が固定されたキャパシタと、
   前記キャパシタに電流を供給する電流源と、
   前記スイッチング信号が前記スイッチングトランジスタのオンするレベルのとき、前記キャパシタを放電させる第１放電回路と、
   前記キャパシタの他端の電圧を所定の第４しきい値電圧と比較するコンパレータと、
   を含み、前記コンパレータの出力によって前記スイッチング信号を前記スイッチングトランジスタがオンするレベルへと強制的に遷移させることを特徴とする請求項１に記載の制御回路。
4. 前記自動リスタート回路は、前記キャパシタ充電回路の出力電圧が所定の第３しきい値電圧より高いとき、前記キャパシタを放電させる第２放電回路をさらに含むことを特徴とする請求項３に記載の制御回路。
5. トランスと、前記トランスの１次側に接続されたスイッチングトランジスタと、前記トランスの２次側に設けられた出力キャパシタを含み、前記スイッチングトランジスタのオンオフにより前記出力キャパシタを充電する出力回路と、
   前記スイッチングトランジスタのオンオフを制御する請求項１から４のいずれかに記載の制御回路と、
   を備えることを特徴とするキャパシタ充電回路。
6. 請求項５に記載のキャパシタ充電回路と、
   撮像部と、
   前記キャパシタ充電回路の出力電圧により駆動され、前記撮像部による撮像の際、フラッシュとして用いられる発光素子と、
   を備えることを特徴とする電子機器。
7. 自励式のキャパシタ充電回路のスイッチングトランジスタのオンオフを制御する方法であって、
   トランスの１次コイルに流れる１次電流を所定の第１しきい値と比較し、前記１次電流が前記第１しきい値を超えると、前記スイッチングトランジスタをオフするステップと、
   前記トランスの２次コイルに流れる２次電流を所定の第２しきい値と比較し、前記２次電流が前記第２しきい値まで低下すると、前記スイッチングトランジスタをオンするステップと、
   前記スイッチングトランジスタがオフしてから所定の期間が経過すると、前記スイッチングトランジスタを強制的にオンするステップと、
   を備えることを特徴とする方法。
8. 前記キャパシタ充電回路の出力電圧を所定の第３しきい値電圧と比較し、前記出力電圧が前記第３しきい値電圧より高いとき、前記スイッチングトランジスタを強制的にオンするステップをスキップすることを特徴とする請求項７に記載の方法。

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