CN102364848B - 一种原边控制的恒流开关电源控制器及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种原边控制的恒流开关电源控制器其控制方法，控制器包括：电流采样端、接地端、供电端、驱动端、电压反馈端和频率设定端；第一采样保持模块、平均电流环、锯齿波产生模块、比较模块、第二采样保持模块、电压/频率转换模块、驱动脉冲产生模块、驱动模块，该控制器结构简单，可在实现输出恒流的同时实现全输入电压范围内的高功率因数；此外，当输出电压不变时，电路工作频率基本恒定，因此更容易通过电磁兼容性标准。本发明也可用于直流输入的无功率因数要求的小功率电源以实现输出恒流。

Description

一种原边控制的恒流开关电源控制器及方法

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，涉及一种原边控制的恒流开关电源控制器及方法。

背景技术

目前很多隔离型电源如手机充电器和大功率的LED驱动器由于应用需求通常要求电路有输出恒流的功能；此外，为了减轻电力污染的危害程度，满足国际电工委员会的谐波标准IEEE555-2和IEC1000-3-2等，上述隔离型电源还必须具备功率因数校正（PFC）功能，图1为目前比较常用的单级功率因数校正方案：通过检测变压器副边侧的输出电流，经光耦反馈之后送到原边PFC控制电路。图1所示现有技术方案由于副边电流采样电路和光耦的存在，增加了电路的复杂性，进一步，由于光耦存在老化问题，使电路的稳定性和使用寿命都受到一定影响。

针对上述问题的解决方案是采用兼具原边恒流控制和功率因数校正功能的控制方案，即无需副边电流采样和光耦元件，直接通过在隔离变压器的原边获得输出电流的信息，加以控制实现输出恒流，并且同时实现高功率因数，如图2所示。目前市面上已经有一些能实现上述输出恒流和PFC功能的控制芯片，如infineon公司的ICL8001G、MPS的MP4020、PI的LinkSwitch-PH系列等。然而这些芯片都工作在变频模式（电流临界断续模式），因此电路频率波动范围较大，比较难通过电磁兼容性标准。

另外，上述芯片应用于反激电路时输入电流为：

$I_{\mathrm{in}\_\mathrm{avg}}=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{pk}}D=\frac{1}{2}\frac{k{V}_{\mathrm{ac}}{V}_o^{\′}\sin \mathrm{\ωt}}{V_o^{\′}+V_{\mathrm{ac}}\sin \mathrm{\ωt}}---\left(1\right)$

其中V′_o为输出电压折算到变压器原边之后的电压，k为电流电压对应系数，D为占空比，为导通时间与开关周期的比值；半个工频周期内的归一化的输出电流波形如图3所示，其中s=V_o’/V_ac，可以看到随着s变小，即输入电压幅值增大，输入电流的波形失真越厉害，功率因数越低。

发明内容

本发明提出了一种原边控制的恒流开关电源控制器，结构简单，可在实现输出恒流的同时实现全输入电压范围内的高功率因数；此外，当输出电压不变时，电路工作频率基本恒定，因此更容易通过电磁兼容性标准。本发明也可用于直流输入的无功率因数要求的小功率电源以实现输出恒流。

原边控制的恒流开关电源控制器包括：电流采样端、接地端、供电端、驱动端、电压反馈端和频率设定端；第一采样保持模块、平均电流环、锯齿波产生模块、比较模块、第二采样保持模块、电压/频率转换模块、驱动脉冲产生模块、驱动模块：

所述第一采样保持模块的输入端接电流采样端，第一采样保持模块的输出端接平均电流环的一个输入端，平均电流环的另一个输入端接平均电流环的电压基准，平均电流环的输出端接比较模块的一个输入端，比较模块的另一个输入端接锯齿波产生模块的输出端，锯齿波产生模块的输入端接驱动脉冲产生模块的输出端，比较模块的输出端接驱动脉冲产生模块的一个输入端，驱动脉冲产生模块的另一个输入端接电压/频率转换模块的输出端，第二采样保持的输入接电压反馈端，第二采样保持模块的输出接电压/频率转换模块的一个输入端，电压/频率转换模块的另一个输入端接频率设定端，驱动脉冲产生模块的输出端接驱动模块，驱动模块的输出接驱动端。

所述控制器还包括稳压模块，稳压模块接供电端，所述接地端接控制器的内部地。

所述的第一采样保持模块经电流采样端与开关电源主电路的原边电流采样网络相连，在开关电源主电路的原边开关管的每个开关周期对来自电流采样端的信号进行采样保持，提取开关电源主电路的原边电流信号的峰值；

所述的平均电流环包括输入电阻、电压基准、补偿网络和运算放大器，第一采样保持模块的输出经输入电阻Rf接到平均电流环200中的运算放大器Uf的负端输入，运算放大器Uf正端输入接电压基准Vref，对第一采样保持模块的输出信号进行平均，并将平均后的信号与设定的电压基准进行比较并对二者之间误差加以放大。

所述锯齿波产生模块，在驱动脉冲产生模块输出正驱动脉冲导通期间，所述锯齿波产生模块产生锯齿波；在驱动脉冲产生模块输出正驱动脉冲关断期间，所述锯齿波产生模块输出低电平。

所述的比较模块对锯齿波产生模块的输出信号和平均电流环的输出信号进行比较，当锯齿波产生模块的输出信号上升到与平均电流环的输出信号相等时，比较模块输出从低电平翻转为高电平，之后当锯齿波产生模块的输出信号低于平均电流环的输出信号时，比较模块输出从高电平重新置位为低电平。

所述的第二采样保持模块对电压反馈端输入信号的高电平进行采样保持。

所述的电压/频率转换模块输出为脉冲信号，通过频率设定端设置电路频率范围，电压/频率转换模块输出的脉冲信号的频率跟随第二采样保持模块的输出信号电平幅值变化，当开关电源主电路的输出电压发生波动时，所述的电压/频率转换模块调节f/V_o使其为常数，其中V_o是开关电源主电路的输出电压，f是开关电源主电路工作频率。

所述的驱动脉冲产生模块根据比较模块的输出信号和电压/频率转换模块输出的脉冲信号来产生驱动脉冲信号：当比较模块的输出由低电平到高电平翻转时，驱动脉冲产生模块输出的驱动脉冲信号由高电平复位到低电平，即驱动脉冲产生模块输出主电路的原边开关管的关断触发信号，从而使得开关电源的原边电流峰值保持不变；当电压/频率转换模块输出的脉冲信号由低电平翻转为高电平时，驱动脉冲产生模块的脉冲信号由低电平置位到高电平，即驱动脉冲产生模块输出主电路的原边开关管的导通触发信号；周而复始，驱动脉冲产生模块产生驱动脉冲信号以控制开关电源的原边开关管。

所述的驱动模块用来增强所述驱动脉冲产生模块的驱动能力。

其中，所述的平均电流环的运算放大器可以是电压型或电流型（跨导型）。

进一步，所述平均电流环的补偿网络可以为纯积分环节，也可以为比例积分环节，或者比例积分微分环节。

其中，所述驱动模块可以是两个双极晶体管或金属氧化物半导体场效应管构成的推挽结构（图腾柱结构）组成。

本发明适用于电流断续模式（DCM）或临界断续模式（BCM）。

以本发明应用于隔离型拓扑为例：

（1）当主电路输入为直流，无功率因数要求时，根据功率平衡可以求出输出电流，表示为：

$I_o=\frac{1}{2}\frac{N_p}{N_s}\frac{f}{V_o}{L}_m{I}_{\mathrm{pk}}^2---\left(2\right)$

其中，N_p为变压器原边匝数，N_s为变压器副边匝数，I_pk为原边电流峰值，V_o是输出电压，L_m是变压器的激磁电感量，f是开关频率。由式（2）可知，当变压器参数一定，即N_p、N_s和L_m一定，只要保持I_pk ²f/V_o为常数即可实现输出电流恒流。本发明通过电压/频率转换模块实现f/Vo为常数，通过平均电流环使I_pk为恒定值，从而实现输出电流恒流。

（2）进一步，当工作在有功率因数要求的应用场合，主电路输入为正弦半波信号，式（1）可以表示为：

$I_o=\frac{1}{2}\frac{N_p}{N_s}\frac{f}{V_o}{L}_m{\left(\frac{{\∫}_0^{T_{\mathrm{line}}/2}{I}_{\mathrm{pk}}\sin \mathrm{\ωtdt}}{T_{\mathrm{line}}/2}\right)}^2=k\frac{N_p}{N_s}\frac{f}{V_o}{L}_m{I}_{\mathrm{pk}}^2---\left(3\right)$

其中，T_line是工频周期的频率，k是由式（3）确定的一个常数，由式（3）可以看出，如果变压器参数一定，f/V_o为常数，只要I_pk为恒定值，同样可以实现输出电流恒流。

当输出电压保持不变，开关频率基本恒定，此时主电路占空比D为常数，由此可得到输入电流的平均值：

$I_{\mathrm{in}\_\mathrm{avg}}=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{pk}}\sin \mathrm{\ωt}\·D=\frac{1}{2}\frac{D^2{V}_{\mathrm{ac}}\sin \mathrm{\ωt}}{L_{m}f}---\left(4\right)$

其中V_ac是交流输入电压峰值，ω=2πf；由式（4）可见，输入电流的平均值是呈正弦规律变化，因此可以获得很高的功率因数。

通过电压/频率转换模块实现f/V_o为常数k_f，即f=k_fV_o，通过频率设定端外接的电容器可以改变k_f，使得电路工作在合适的频率范围。

原边控制的恒流开关电源控制方法，包括如下步骤：

（1）使开关电源的主电路工作在电流断续或者临界断续状态；

（2）对主电路的原边电流采样信号进行采样保持，提取主电路原边电流采样峰值；

（3）将步骤（2）提取的原边电流采样峰值送入平均电流环，与设定的基准进行比较，从而使得开关电源主电路的原边电流峰值，即Ipk，保持不变；

（4）在进行上述步骤的同时产生锯齿波，当锯齿波上升到与步骤（3）中的平均电流环的输出信号幅值相等时，获得主电路的原边开关管的关断触发信号；

（5）当开关电源主电路的输出电压稳定时，开关电源的工作频率f为固定值，原边开关管定时开通；当开关电源主电路的输出电压发生波动时，调节f/Vo使其为常数，其中Vo是开关电源主电路的输出电压，f是开关电源主电路工作频率。

本发明的有益效果在于：本发明提出的原边控制的恒流开关电源控制器及方法，无需光耦和副边反馈电路，即可实现输出恒流控制，尤其是应用于有功率因数要求的场合可以实现全输入范围内输入电流的高功率因数。

附图说明

图1为传统的副边恒流控制反激电路框图；

图2为传统的原边恒流控制的反激电路框图；

图3为传统的采用变频控制（临界导通模式）的反激电路的输入电流计算波形

图4为本发明提出的原边控制的恒流开关电源控制器的电路框图；

图5（a）为本发明中的第一采样保持模块100采用中国专利（公开号：CN 101615432）公开的峰值采样保持电路图；

图5（b）为本发明中的电流采样模块100采用中国专利（公开号：CN101615432）公开的峰值采样保持电路的波形图；

图6（a）为本发明中的电流采样模块100的另一种具体实施电路；

图6（b）为本发明中的电流采样模块100的另一种具体实施电路工作波形图；

图7为本发明中的部分模块的具体实施例；

图8（a）为本发明中的第二采样保持模块500的第一具体实施例；

图8（b）为本发明中的第二采样保持模块500的第一具体实施例的波形图；

图9为本发明中的第二采样保持模块500的第二具体实施例；

图10（a）为本发明中的电压/频率转换模块600的第一具体实施例；

图10（b）为本发明中的电压/频率转换模块600的第一具体实施例的波形图；

图11（a）为本发明中的电压/频率转换模块600的第二具体实施例；

图11（b）为本发明中的电压/频率转换模块600的第二具体实施例的波形图；

图12为本发明控制器与反激变换主电路连接的示意图；

图13为图12实施例有功率因数要求的应用时的波形图；

图14为图12实施例在无功率因数要求的直流/直流变换电路应用时的波形图；

图15本发明控制器与非隔离的升降压（buck-boost）主电路连接的示意图。

具体实施方式

以下结合本发明框图以及具体实施例示意图本发明内容进行详细说明。

参照图4，原边控制的恒流开关电源控制器包括电流采样端（CS）、接地端（GND）、供电端（VDD）、驱动端（DRV）、电压反馈端（FB）和频率设定端（FSET），以及：

第一采样保持模块100，所述的第一采样保持模块100的输入端接电流采样端（CS），其输出端接平均电流环200的一个输入端，所述的第一采样保持模块100用于在开关电源主电路的原边开关管的每个开关周期对来自电流采样端（CS）的信号进行采样保持，提取主电路的原边电流信号的峰值；

平均电流环200，所述的平均电流环200包括输入电阻Rf、补偿网络、电压基准Vref和运算放大器Uf，第一采样保持模块100的输出经输入电阻Rf接到平均电流环200中的运算放大器Uf的负端输入，运算放大器Uf正端输入接电压基准Vref。平均电流环200的运算放大器负端输入信号为第一采样保持模块100的输出信号，滤除了主电路的原边开关管的开关周期纹波之后的平均值，该平均值与电压基准Vref进行比较，二者之间误差经补偿网络和运算放大器加以放大之后输出，平均电流环200的输出端接比较模块300的一个输入端；

锯齿波产生模块400，所述的锯齿波产生模块400在驱动脉冲产生模块800输出正驱动脉冲导通期间产生锯齿波，在驱动脉冲产生模块800输出负驱动脉冲关断期间，锯齿波产生模块400输出低电平；

比较模块300，所述的比较模块300包括比较器Uc，Uc的负端输入接平均电流环200的输出，Uc的正端输入接锯齿波产生模块300的输出；，比较模块300对锯齿波产生模块400的输出信号和平均电流环200的输出信号进行比较，当锯齿波产生模块400的输出信号上升到与平均电流环200的输出信号相等时，比较模块300输出从低电平翻转为高电平；

第二采样保持模块500，所述的第二采样保持模块500对来自电压反馈端（FB）的脉冲信号的高电平中间段进行采样保持，以获得比较准确的输出电压实时幅值。

电压/频率转换模块600，所述的电压/频率转换模块600的一个输入端输入第二采样保持模块500的输出信号，另外一个输入端连接频率设定端（FSET），通过频率设定端设置电路工作频率范围，所述的电压/频率转换模块600的输出为脉冲信号，所述电压/频率转换模块输出的脉冲信号的频率跟随第二采样保持模块500的输出信号电平幅值变化。

驱动脉冲产生模块700，所述的驱动脉冲产生模块700用于根据比较模块500输出的信号和电压/频率转换模块600输出的脉冲信号来产生驱动脉冲信号；当比较模块600产生一个低电平到高电平的翻转时，驱动脉冲产生模块700的驱动脉冲信号由高电平复位到低电平；当电压/频率转换模块600输出的脉冲信号由低电平翻转为高电平时，驱动脉冲产生模块700的脉冲信号由低电平置位到高电平；周而复始，产生脉冲序列；驱动脉冲产生模块700产生的脉冲信号的频率由电压/频率转换模块600的输出脉冲信号频率决定；

驱动模块800，所述的驱动模块800的输入为驱动脉冲产生模块700的输出信号，用于增强所述驱动脉冲产生模块700的驱动能力。

稳压模块900，所述的稳压模块900将外部接入的电源VDD转换成稳定的内部电源。

图5(a)为本发明中的第一采样保持模块100的第一具体实施例电路示意图，该电路采样模块100采用公开号为CN 101615432的中国专利公开的技术。图5(b)为本发明中的第一采样保持模块100的第一具体实施例电路的工作波形图，其中Vcs为峰值采样保持电路的输入信号，V100是峰值采样保持电路的输出信号；第一采样保持模块100也可采用如图6（a）所示的电路，其中采样开关Sa的一端接输入信号Vcs，另一端接电容器Ca一端和运算放大器Ua的正输入端，Sa的控制端接控制信号Vg，电容器Ca另一端接地，运放的负输入端与输出端相连，运算放大器的输出信号用V100表示，运算放大器构成正向跟随器；图6（a）所示的采样保持电路的工作波形如图6（b）所示。

锯齿波产生模块400包括直流电流源IDC、电容器Cs和开关Sc,如图7所示；其中直流电流源IDC可通过公知技术得到；直流电流源IDC的输入端接直流电压源VDD或稳压模块900的输出，直流电流源IDC输出端接电容器Cs的一端和开关Sc的一端相连作为锯齿波产生模块300的输出端，电容器Cs的另一端和开关Sc的另一端相连之后接地，驱动脉冲产生模块700的反相输出端Q经反相器U_N接到开关Sc的控制端；当控制端电平为高电平，开关Sc导通，将电容器Cs两端电压保持为零；当控制端电平为低电平，开关Sc关断，直流电流源IDC给电容器Cs充电，产生锯齿波信号。当锯齿波产生模块300产生的锯齿波信号触及到平均电流环200的输出电平，比较模块400的输出电平从低电平翻转为高电平。锯齿波产生模块300产生的锯齿波信号斜率由电流源IDC的大小及电容器Cs的电容量决定，二者不变的话则锯齿波信号斜率固定，锯齿波信号的宽度对应着驱动脉冲产生模块700的输出脉冲信号的导通时间，因此对于特定的平均电流环400的输出电平幅值，驱动脉冲产生模块700的输出脉冲信号的导通时间恒定。

驱动脉冲产生模块700可采用RS触发器实现，如图7所示，其中R脚接比较模块400的输出，S脚接电压/频率转换模块600的输出：当比较模块400产生一个低电平到高电平的翻转时，驱动脉冲产生模块700的输出信号由高电平复位到低电平；当电压/频率转换模块600产生一个低电平到高电平的翻转时，驱动脉冲产生模块700的输出信号由低电平置位到高电平，如此周而复始，产生输出脉冲序列。

图8（a）给出了第二采样保持电路500的一个具体实施例：Vcc可以是外接电源VDD或稳压模块900输出的直流电压；恒流源Icc一端接Vcc，另一端接开关Sc1的一端，开关Sc1的另一端与开关Sc2的一端、电容器Cc1的一端、开关Sc3的一端和比较器Uc1的正端相连，开关Sc2的另一端与电容器Cc1的另一端相连之后接地，开关Sc3的另一端、电容器Cc2的一端、开关Sc4的一端和比较器Uc1的负端相连，电容器Cc2的另一端和开关Sc4的另一端相连之后接地，比较器Uc1的输出端与电阻Rc2以及与门Uc3的一个输入端相连，Rc2的另一端与Cc3的一端以及反相器Uc2的输入端相连，反相器Uc2的输出端和与门Uc3的另一个输入端相连，与门Uc3的输出端接开关Sc5和Sc4的门极，用来控制开关Sc5和开关Sc4的通断（高电平导通）、开关Sc5的一端接电压反馈端（FB），开关Sc5的另一端接电容器Cc4的一端作为第二采样保持电路500的输出端，电容器Cc4的另一端接地；开关Sc1、开关Sc2、开关Sc3的门极控制信号逻辑分别如图8（b）中Vgsc1、Vgsc2和Vgsc3波形所示，其中Vgsc1由电压反馈端（FB）的高电平得到，Vgsc2由电压反馈端（FB）负电平区间中任意一段区间得到，Vgsc3由电压反馈端（FB）负电平的前沿得到，本领域专业技术人员都可以通过现有技术实现产生上述三个逻辑电平信号；结合图8（b）波形对电压采样电路10的工作原理进行说明：VFB是电压反馈端（FB）的电压波形，V（A）、V（B）和V（C）分别是图8（a）中A、B和C各点波形，V500是采样保持电路500的输出波形；假设初始时V_FB为高电平，Sc1导通，恒流源Icc给电容器Cc1线性充电；当V_FB为零，Sc1关断，电容器Cc1的端电压V（A）保持高电平，在V_FB等于零或者小于零的区间里某个时间，Sc3导通一小段区间，电容器Cc1部分能量转移到电容器Cc2，使电容器Cc2的端电压V（B）为高电平并保持；当V_FB重新为正的时候，Sc2导通一小段区间，将电容器Cc1端电压V（A）清零；Sc2关断之后，Sc1导通，恒流源Icc重新给电容器Cc1线性充电；当电容器Cc1端电压V（A）上升的到大于电容器Cc2的端电压V（B）时，比较器Uc1输出高电平；比较器Uc 1输出的宽脉冲经电阻Rc2、电容器Cc3、反相器Uc2和与门Uc3构成的信号处理单元转换为窄脉冲Vgsamle，Vgsamle一方面接到开关Sc4的门极，将电容器Cc2的端电压V（B）进行清零，另一方面接到开关Sc5的门极，对V_FB的正电平进行采样；通过调节电容器Cc1和电容器Cc2的容值比，可以调整电容器Cc2端电压V（B）的高电平幅值，进而调整对V_FB的正电平采样的时间。

其中，开关Sc1、Sc2和Sc3可以是金属氧化物半导体场效应管，绝缘栅双极晶体管、双极晶体管或其它等效的开关电路构成。

第二采样保持电路500也可以由图9所示二极管Dc、电容器Cc和电阻Rc构成的简单的峰值采样保持电路实现，其中二极管Dc阳极接电压反馈端（FB），二极管阴极一端接电容器Cc和电阻Rc的一端，电容器Cc和电阻Rc的另一端接地；电阻Rc用来平衡电容器Cc的电压，也可以用其它等效电路替代；图9所示的第二采样保持电路500优点是实现方式简单，缺点是对电压反馈端（FB）的正电平采样准确性较差。

电压/频率转换模块600一个具体实施例如图10（a）所示，第二采样保持电路500的输出接二极管Dc1的阳极，二极管Dc1的阴极与二极管Dc2的阴极相连，接到电阻Rt的一端，二极管Dc2的阳极接电压源Vclamp，电阻Rt的另一端接电容器Ct的一端和开关St的一端后接到比较器Ut的正输入端，电容器Ct的另一端与开关St的一端接地，比较器Ut的负输入端接电源基准Vref2，比较器Ut的输出接延时环节，延时环节的输出接开关St的控制端；图10（b）为图10（a）所示电压/频率转换模块600的主要工作波形，其中Vct为电容器Ct两段电压波形，V600为电压/频率转换模块600的输出波形，Td为延时环节的延时时间；第二采样保持电路500的输出电平V500远大于Vref2，且电容器Ct取值较小，因此Vct的波形近似为三角波；开关St关断区间，V500经电阻Rt给电容器Ct充电，当Vct电压上升到电压基准Vref2，比较器Ut输出高电平，经延时环节后送到开关St的控制端，开关St导通，对电容器Ct放电当Vct低于Vref2，比较器Ut输出低电平，电容器Ct重新充电，延时环节的时间决定了电压/频率转换模块600输出的脉冲宽度；由于主电路启动瞬间V500电压为零，为了让主电路在启动时可以工作，电压源Vclamp经二极管Dc2接到电阻Rt，从而可以使电路可以正常启动，并确定了电路的最低工作频率；V500电压越高，则电容器Ct充电电流越大，频率越高，因此当电压反馈端（FB）输入正电平幅值发生变化时，电路的工作频率会相应变化；电压反馈端（FB）经FSET脚接到控制装置外部，方便设置电路工作频率范围。

电压/频率转换模块600也可采用压控振荡器电路来实现，如图11（a）所示的复位式压控振荡器电路，由电阻Rx1、Rx2，电容Cx1，二极管Dx1、电压源Vclamp2和Vref3、电流型运放Ux1、开关Sx1以及比较器Ux2组成，其中电阻Rx1一端接第二采样保持电路500的输出，电阻Rx1的另一端与二极管Dx1的阴极相连并接到运放Ux1的负输入端，二极管Dx1的阳极接电压源Vclamp2的正极，电压源Vclamp2的阴极接地，电阻Rx2一端接运放Ux1的正极，电阻Rx2的一端接地，运放Ux1的输出接电容器Cx1、开关Sx1的一端，并接到比较器Ux2的正输入端，电容器Cx1和开关Sx1的另一端接地，比较器Ux2的负输入端接电压源Vref3的正极，Vref3的负极接地，比较器Ux2的输出为电压/频率转换模块600的输出，并接开关Sx1的控制端；图11（a）所示电路的主要波形如图11（b）所示，比较器Ux2的输出脉冲的频率为：

$f=\frac{V500\·\mathrm{Cx}1}{\mathrm{Vref}\·\mathrm{gm}}---\left(5\right)$

其中，gm是电流型运放的跨导增益；由上式可以看到，当输入电压V500发生变化时，图11（a）所示电路频率可以跟随变化，改变Cx1也可以改变电路的频率，为了方便设置电路频率范围，将Cx1通过频率设定端（FSET）接到控制装置外部；此外，为了让主电路可以正常启动，引入了箝位电压源Vclamp2和二极管Dx1，通过设定电压源Vclamp2幅值可设定了电路的最低工作频率。

进一步，作为本领域的专业技术人员也可选用其它现有的压控振荡器电路来实现所述电压/频率转换模块600的功能，如电荷平衡式压控振荡器等。

图12为本发明控制器000与反激式变换器主电路构成具有高功率因数隔离型原边恒流电路；交流输入电源10两端接整流桥11两个输入端，整流桥11的正输出端接第一电容器12的一端、第一电阻13的一端、吸收网络16的一端和变压器17原边绕组的同名端，整流桥11的负输出端和第一电容器12的一端接地，第一电阻R13的另一端接第二电容器14的一端、第一二极管15的一端和本发明控制器000供电端（VDD）脚，第二电容器14的另一端接原边地，第一二极管15的另一端接变压器17辅助绕组的异名端和本发明控制器000电压反馈端（FB），变压器辅助绕组的同名端接地，吸收网络的一端接变压器17原边绕组的异名端和原边开关管18的漏极，原边开关管18的源极接采样电阻19的一端和本发明控制器000电流采样端（CS），原边开关管18的门极接本发明控制器000驱动端（DRV），采样电阻19的另一端接原边地，变压器17副边绕组的异名端接第二二极管20的阳极，第二二极管20的阴极接第三电容器21的正极，第三电容器21的负极接变压器17副边绕组的同名端，本发明控制器000接地端（GND）脚接原边地，本发明控制器000频率设定端（FSET）外接电容器Ct；其中，整流桥11输出为正弦半波波形，电容器12为无极性小容量滤波电容，不影响整流桥11输出波形；吸收网络为RCD（电阻、电容和二极管）吸收或其它吸收形式，原边开关管18可以是MOS管或三极管，采样电阻19用来对原边开关管电流进行采样，也可用其它等效电路替代；

图13为图12所示电路的主要波形，其中，V₂₀₀是平均电流环200的输出波形，V₄₀₀是锯齿波产生模块400的输出波形，V₆₀₀是锯齿波波形是电压/频率转换模块600的输出波形，V_DRV是驱动模块800的输出波形，i_pri是原边开关管18的电流波形，i_sec是副边二极管20的电流波形。

如果图12电路中输入电容器12采用大容量的电解电容使得整流桥11的输出为低纹波的直流电平，或者用直流源替代交流电源10和整流桥11，则该电路构成了一个直流/直流变换的原边恒流电路，电路主要波形如图14所示。

本发明可以应用到隔离型输出，也可以应用到非隔离型输出。图15为本发明控制器000与一种非隔离的升降压（buck-boost）电路的主电路连接示意图。其中，非隔离的升降压（buck-boost）电路包括输入交流电源10、输入整流桥11、第一电容器12、第一电阻13、、第二电容器14、第一二极管15、电感16、开关管17、第二电阻18、第二二极管19、第三电容器20、第四电容器21和本发明控制器000；其中，输入整流桥11的两个输入端分别接输入交流电源10的两端，输入整流桥11的正输出端接第一电容器12的一端、第一电阻13的一端、电感16主绕组的同名端和第二二极管19的阴极，第一电阻13的一端接第二电容器14的一端、第一二极管15的一端和控制器000的供电端（VDD），第一二极管15的阳极接电感16的耦合绕组的异名端以及控制器000的电压反馈端（FB），电感16的耦合绕组的同名端接地，电感16的耦合绕组的异名端电感16的异名端接开关管17的漏极以及第三电容器20的正极，第三电容器20的负极接第二二极管19的阳极，开关管17的源极接第二电阻18的一端以及控制器000的电流采样端（CS），开关管17的源极的门极接控制器000的驱动端（DRV），控制器000的频率设定段（PSET）接第四电容器21的一端，第四电容器21的另一端接地。

本发明包括的具体模块如第一采样保持电路100、锯齿波产生模块400、第二采样保持模块500、电压/频率转换模块600等，本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下，可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式，形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。

无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的一个具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。

在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。

如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。

Claims (12)

1.原边控制的恒流开关电源控制器，其特征在于包括：电流采样端、接地端、供电端、驱动端、电压反馈端和频率设定端；第一采样保持模块、平均电流环、锯齿波产生模块、比较模块、第二采样保持模块、电压/频率转换模块、驱动脉冲产生模块、驱动模块：

所述第一采样保持模块的输入端接电流采样端，第一采样保持模块的输出端接平均电流环的一个输入端，平均电流环的另一个输入端接平均电流环的电压基准，平均电流环的输出端接比较模块的一个输入端，比较模块的另一个输入端接锯齿波产生模块的输出端，锯齿波产生模块的输入端接驱动脉冲产生模块的输出端，比较模块的输出端接驱动脉冲产生模块的一个输入端，驱动脉冲产生模块的另一个输入端接电压/频率转换模块的输出端，第二采样保持的输入接电压反馈端，第二采样保持模块的输出接电压/频率转换模块的一个输入端，电压/频率转换模块的另一个输入端接频率设定端，驱动脉冲产生模块的输出端接驱动模块，驱动模块的输出接驱动端。

2.如权利要求1所述原边控制的恒流开关电源控制器，其特征在于：还包括稳压模块，稳压模块接供电端，所述接地端接控制器的内部地。

3.如权利要求1所述原边控制的恒流开关电源控制器，其特征在于：

所述的第一采样保持模块经电流采样端与开关电源主电路的原边电流采样网络相连，在开关电源主电路的原边开关管的每个开关周期对来自电流采样端的信号进行采样保持，提取开关电源主电路的原边电流信号的峰值；

所述的平均电流环包括输入电阻、电压基准、补偿网络和运算放大器，第一采样保持模块的输出经输入电阻（Rf）接到平均电流环（200）中的运算放大器（Uf）的负端输入，运算放大器（Uf）正端输入接电压基准（Vref），对第一采样保持模块的输出信号进行平均，并将平均后的信号与设定的电压基准进行比较并对二者之间误差加以放大；

所述锯齿波产生模块，在驱动脉冲产生模块输出正驱动脉冲导通期间，所述锯齿波产生模块产生锯齿波；在驱动脉冲产生模块输出正驱动脉冲关断期间，所述锯齿波产生模块输出低电平；

所述的比较模块对锯齿波产生模块的输出信号和平均电流环的输出信号进行比较，当锯齿波产生模块的输出信号上升到与平均电流环的输出信号相等时，比较模块输出从低电平翻转为高电平，之后当锯齿波产生模块的输出信号低于平均电流环的输出信号时，比较模块输出从高电平重新置位为低电平；

所述的第二采样保持模块对电压反馈端输入信号的高电平进行采样保持；

所述的电压/频率转换模块输出为脉冲信号，通过频率设定端设置电路频率范围，电压/频率转换模块输出的脉冲信号的频率跟随第二采样保持模块的输出信号电平幅值变化，当开关电源主电路的输出电压发生波动时，所述的电压/频率转换模块调节f/V_o使其为常数，其中V_o是开关电源主电路的输出电压，f是开关电源主电路工作频率；

所述的驱动脉冲产生模块根据比较模块的输出信号和电压/频率转换模块输出的脉冲信号来产生驱动脉冲信号：当比较模块的输出由低电平到高电平翻转时，驱动脉冲产生模块输出的驱动脉冲信号由高电平复位到低电平，即驱动脉冲产生模块输出主电路的原边开关管的关断触发信号，从而使得开关电源的原边电流峰值保持不变；当电压/频率转换模块输出的脉冲信号由低电平翻转为高电平时，驱动脉冲产生模块的脉冲信号由低电平置位到高电平，即驱动脉冲产生模块输出主电路的原边开关管的导通触发信号；周而复始，驱动脉冲产生模块产生驱动脉冲信号以控制开关电源的原边开关管；

所述的驱动模块用来增强所述驱动脉冲产生模块的驱动能力。

4.如权利要求3所述原边控制的恒流开关电源控制器，其特征在于：所述的平均电流环的运算放大器可以是电压型或电流型。

5.如权利要求4所述原边控制的恒流开关电源控制器，其特征在于：所述平均电流环的补偿网络为纯积分环节、比例积分环节、或者比例积分微分环节中的一种。

6.原边控制的恒流开关电源，包括主电路和控制器，所述主电路为隔离型或非隔离型拓扑，包括输入整流桥，原边开关管、原边电流采样网络，其特征在于：

所述控制器包括：电流采样端、接地端、供电端、驱动端、电压反馈端和频率设定端；第一采样保持模块、平均电流环、锯齿波产生模块、比较模块、第二采样保持模块、电压/频率转换模块、驱动脉冲产生模块、驱动模块：

所述第一采样保持模块的输入端接电流采样端，第一采样保持模块的输出端接平均电流环的一个输入端，平均电流环的另一个输入端接平均电流环的电压基准，平均电流环的输出端接比较模块的一个输入端，比较模块的另一个输入端接锯齿波产生模块的输出端，锯齿波产生模块的输入端接驱动脉冲产生模块的输出端，比较模块的输出端接驱动脉冲产生模块的一个输入端，驱动脉冲产生模块的另一个输入端接电压/频率转换模块的输出端，第二采样保持的输入接电压反馈端，第二采样保持模块的输出接电压/频率转换模块的一个输入端，电压/频率转换模块的另一个输入端接频率设定端，驱动脉冲产生模块的输出端接驱动模块，驱动模块的输出接驱动端。

7.如权利要求6所述原边控制的恒流开关电源，其特征在于：所述控制器还包括稳压模块，稳压模块接供电端，所述接地端接控制器的内部地。

8.如权利要求6所述原边控制的恒流开关电源，其特征在于：

所述的第一采样保持模块经电流采样端与开关电源主电路的原边电流采样网络相连，在开关电源主电路的原边开关管的每个开关周期对来自电流采样端的信号进行采样保持，提取开关电源主电路的原边电流信号的峰值；

所述的平均电流环包括输入电阻、电压基准、补偿网络和运算放大器，第一采样保持模块的输出经输入电阻（Rf）接到平均电流环（200）中的运算放大器（Uf）的负端输入，运算放大器（Uf）正端输入接电压基准（Vref），对第一采样保持模块的输出信号进行平均，并将平均后的信号与设定的电压基准进行比较并对二者之间误差加以放大；

所述锯齿波产生模块，在驱动脉冲产生模块输出正驱动脉冲导通期间，所述锯齿波产生模块产生锯齿波；在驱动脉冲产生模块输出正驱动脉冲关断期间，所述锯齿波产生模块输出低电平；

所述的比较模块对锯齿波产生模块的输出信号和平均电流环的输出信号进行比较，当锯齿波产生模块的输出信号上升到与平均电流环的输出信号相等时，比较模块输出从低电平翻转为高电平，之后当锯齿波产生模块的输出信号低于平均电流环的输出信号时，比较模块输出从高电平重新置位为低电平；

所述的第二采样保持模块对电压反馈端输入信号的高电平进行采样保持；

所述的电压/频率转换模块输出为脉冲信号，通过频率设定端设置电路频率范围，电压/频率转换模块输出的脉冲信号的频率跟随第二采样保持模块的输出信号电平幅值变化，当开关电源主电路的输出电压发生波动时，所述的电压/频率转换模块调节f/V_o使其为常数，其中V_o是开关电源主电路的输出电压，f是开关电源主电路工作频率；

所述的驱动脉冲产生模块根据比较模块的输出信号和电压/频率转换模块输出的脉冲信号来产生驱动脉冲信号：当比较模块的输出由低电平到高电平翻转时，驱动脉冲产生模块输出的驱动脉冲信号由高电平复位到低电平，即驱动脉冲产生模块输出主电路的原边开关管的关断触发信号，从而使得开关电源的原边电流峰值保持不变；当电压/频率转换模块输出的脉冲信号由低电平翻转为高电平时，驱动脉冲产生模块的脉冲信号由低电平置位到高电平，即驱动脉冲产生模块输出主电路的原边开关管的导通触发信号；周而复始，驱动脉冲产生模块产生驱动脉冲信号以控制开关电源的原边开关管；

所述的驱动模块用来增强所述驱动脉冲产生模块的驱动能力。

9.如权利要求8所述原边控制的恒流开关电源，其特征在于：所述的平均电流环的运算放大器可以是电压型或电流型。

10.如权利要求8所述原边控制的恒流开关电源，其特征在于：所述平均电流环的补偿网络为纯积分环节、比例积分环节、或者比例积分微分环节中的一种。

11.如权利要求6所述原边控制的恒流开关电源，其特征在于：所述开关电源适用于电流断续模式（DCM）或临界断续模式（BCM）。

12.用于如权利要求6至11任一一项权利要求所述原边控制的恒流开关电源的控制方法，其特征在于包括如下步骤：

（1）使所述开关电源的主电路工作在电流断续或者临界断续状态；

（2）对主电路的原边电流采样信号进行采样保持，提取主电路原边电流采样峰值；

（3）将步骤（2）提取的原边电流采样峰值送入平均电流环，与设定的基准进行比较，从而使得开关电源主电路的原边电流峰值，即Ipk，保持不变；

（4）在进行上述步骤的同时产生锯齿波，当锯齿波上升到与步骤（3）中的平均电流环的输出信号幅值相等时，获得主电路的原边开关管的关断触发信号；

（5）当开关电源主电路的输出电压稳定时，开关电源的工作频率f为固定值，原边开关管定时开通；当开关电源主电路的输出电压发生波动时，调节f/Vo使其为常数，其中Vo是开关电源主电路的输出电压，f是开关电源主电路工作频率。

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