CN103296904B

CN103296904B - 功率因数校正恒流控制器及控制方法

Info

Publication number: CN103296904B
Application number: CN201210050229.7A
Authority: CN
Inventors: 黄煜梅
Original assignee: SHANGHAI LAISHI SEMICONDUCTOR TECHNOLOGY Co Ltd
Current assignee: Shanghai Bright Power Semiconductor Co Ltd
Priority date: 2012-02-29
Filing date: 2012-02-29
Publication date: 2015-05-13
Anticipated expiration: 2032-02-29
Also published as: CN103296904A

Abstract

本发明涉及一种功率因数校正(PFC)恒流控制器及其控制方法。与传统上在PWM控制器之外另外增加一级PFC电路的方式不同，该功率因数校正恒流控制器整合了单级PFC电路和PWM控制器。功率因数校正恒流控制器包括峰值采样器、反馈信号检测器、∑Δ调制器、数字信号处理器、数/模转换器、比较器、PWM发生器以及功率开关驱动器。功率因数校正恒流控制器能够获得反激式开关电源系统输出电流的采样信号，作为反馈信号来产生一个恒流控制信号用来控制平均输出电流的大小。这样，将平均输出电流限制在一个预先设定的参考值，从而实现恒流控制的目标。

Description

功率因数校正恒流控制器及控制方法

技术领域

本发明涉及开关电源系统，尤其是涉及一种开关电源系统中的功率因数校正恒流控制器及控制方法。

背景技术

目前，在交直流变换(AC-DC)系统中，反激式(flyback)功率转换系统是应用最为广泛的一种开关电源拓扑结构。该系统通过PWM控制技术使高压交流输入转换成直流输出，并通过变压器实现输入和输出的电隔离。图1是一个传统的反激式(flyback)AC-DC开关电源功率转换系统100，它由输入整流器(input rectifier)110，功率转换器120，反馈网络130和脉冲宽度调制(PWM)控制器140构成。如图1所示，输入交流电压Vac首先经过输入全桥整流和滤波电容C1变换成近似直流的电压Vin，为功率转换器120提供电源。功率开关M1的漏极连接Vin，栅极在PWM控制器140的控制下以一定的频率和占空比在导通和关断之间切换。当M1导通时，能量被存储在变压器TX的初级侧；当M1关断时，存储在初级侧的能量被转移到变压器次级侧的输出负载150上，从而实现了功率的转换。公式(1)表示由变压器初级侧转移到输出负载上的功率即输出功率：

P_{o} = \frac{1}{2} \cdot L_{P} \cdot I_{p}^{2} \cdot f \cdot η - - - (1)

其中，L_P是变压器初级侧的感量；I_P是变压器初级侧线圈导通时的电流峰值，它和功率开关M1的导通时间成正比，f是功率开关的工作频率，η代表功率转换器的转换效率。对于一个给定的功率转换器，L_P和η都是常数，所以输出功率是I_P和f的函数。为了在不同的输出负载条件下获得恒定的电压或电流输出，首先需要通过反馈网络对输出负载信息进行采样，并由此生成反馈信号FB。在反馈控制信号FB的作用下，PWM控制器对功率开关驱动信号GD的脉宽(决定变压器初级侧线圈导通时的电流峰值)和频率进行调制，从而控制由功率转换器传递到次级侧的能量。由此构成的开关电源系统，通过反馈形成一个闭合的回路，可以获得预先设定的恒定电压或电流输出。

图2示出了一个传统的用于LED恒流驱动的AC-DC转换器系统。该系统200由输入整流器210，功率转换器220，反馈网络230和PWM控制器240构成。在该系统200中，电阻Rsc作为输出级LED电流的采样电阻，把LED电流转换成与之成正比的电压Vsc；三极管T1的基极和发射极跨接在Rsc两端，侦测Vsc。当LED电流在电阻Rsc上产生的电压小于T1的阈值电压V_T时，三极管T1的漏极电流极小，所以流过光耦PT的电流也很小，这个电流通过光耦PT耦合到PWM控制器240的FB引脚，并通过内部调制电路提升功率开关M1控制信号的频率和脉宽，从而加大LED的电流；反之，当LED电流过大，在电阻Rsc上产生的电压Vsc＞V_T时，T1将从光耦PT抽取电流，使流过光耦PT的电流增加，进而通过PWM控制器240调低M1控制信号GD的频率和占空比，从而降低LED电流。当系统稳定后，Vsc将被限定在一个恒定值。如果三极管的增益足够大，这个值近似等于T1的阈值电压Vt。从而获得恒定的输出电流Vt/Rsc。

无论是图1还是图2中的系统，其输入的交流电压首先要经过图3(a)所示的一个桥式整流滤波电路形成一个近似的直流电压Vin。由于滤波电容C1的存在，只有当输入电压的峰值大于滤波电容两端的电压时，电流才能通过整流元件，因此输入电流发生畸变，呈现如图3(b)所示的尖脉冲形式，这种电流中除了含有公频基波分量外，还含有一系列奇次谐波。这些奇次谐波会影响电网的供电质量，和电网的安全性和经济性。由于在包含整流滤波的电路中，存在电流的畸变，因此引入了“畸变因数”的概念，它被定义为基波电流有效值与总的电流有效值之比，即：

γ = \frac{I_{1}}{I}

其中I为总电流有效值，I₁为基波电流有效值。

另一方面，只有当图3(a)中的负载RL是纯阻性时，电压和基波电流的相位才相同(如图4(a)所示)；而当RL具有感性和容性时，输入电压和输入基波电流将会有一个相位差。容性负载时，电流波形超前电压波形；感性负载时，电压波形超前电流波形。以图2中的LED驱动系统为例，其负载具有容性特征，因此其输入基波电流超前电压一个相位差Φ，其波形如图4(b)所示。电工学中把COSΦ定义为位移功率因数。这种由于容性或感性负载造成的输入交流电压和基波电流之间的相位差会产生虚功(无功功率)，从而增大电网负荷，且对电网产生危害。为了定量描述位移功率因数和畸变因子的影响，电工学中把位移功率因数和畸变因数的乘积定义为功率因数：

PF = \frac{I_{1}}{I} \times COSφ = γ \times COSφ - - - (2)

式中，γ为输入电流的畸变因数，COSΦ为位移功率因数。功率因数的极限最大值为1，其值越高意味着开关电源的谐波干扰和无功功率越小，对电网的危害越低。

为了提高上述反激式(flyback)开关电源的功率因数，传统的解决方案是在flyback功率转换器和输入桥式整流器之间插入一级升压(Boost)架构的功率因数校正器电路(PFC)，图5示出了一种传统PFC+flyback的开关电源转换系统。这个升压功率因数校正器(Boost PFC)560由一个升压功率转换器和一个功率因数控制器562构成。如图5所示，交流(AC)输入电压首先通过输入整流器510，形成“m”型的输入整流电压，作为PFC 560的输入；同时这个电压经由电阻R1，R2分压后，被功率因数控制器562的ACI引脚采样；升压功率转换器的输出电压经由R4，R5分压后被功率因数控制器562的VFB引脚采样。由VFB引脚采样的信号与一个预先设定的内部参考电压相减形成误差信号，这个误差信号经内部运算放大器放大后形成反馈电压控制信号，这个信号进一步与由ACI引脚采到的全波整流后的“m”型电压相乘。由于这个反馈电压控制信号近似直流，所以这个乘积与全波整流后的输入电压同相位，且波形相同。以这个相乘后的电压作为控制PFC 560电感电流的阈值电压(如图6所示)，当电感电流在采样电阻Rs上形成的采样电压大于这个阈值，则关断PFC560的功率开关M2。基于上述控制方式可以得到如图6所示的升压功率因数校正器的电感电流波形，以及整流后的平均电流波形，这个波形和整流后的“m”型电压的波形和相位相同，因此由交流输入端看进去的电压、电流相位相同且同为正弦波。所以，通过功率因数校正(PFC)电路可以消除波形畸变，和相位差，从而达到改善功率因数的目标。

虽然单独的功率因数校正器可以减小波形畸变，改善功率因数，但同时也带来一些问题。由于增加了一级额外的PFC校正电路，使整个开关电源系统的元器件数量和系统成本大为增加；另外，由于增加了一级PFC电路，使系统的整体转换效率有所下降。这两点使PFC在某些领域的应用受到一定的限制。例如，针对近几年兴起的LED照明驱动应用，美国，欧洲相继出台的各种标准对功率因数(PF)和效率都提出了严格的要求。此外，LED的普及也要求其成本能够进一步降低，以替换目前的照明产品。因此，PFC+Flyback的两极驱动结构将很难适应未来市场的要求。这就要求人们去寻找更高性价比的适用于LED驱动的开关电源系统。

发明内容

本发明的目的是提供单级的PFC控制方法和基于这种方法的恒流控制器，利用这种系统可以同时实现恒流输出和改善功率因数的双重目标。

本发明的一个方面提出一种功率因数校正恒流控制器，用于反激式开关电源系统，该反激式开关电源系统包括桥式整流器、反激式功率转换器、反馈电阻和初级侧变压器电流侦测电阻，该反激式功率转换器具有变压器和功率开关，该变压器包含初级侧绕组，次级侧绕组和辅助绕组；该桥式整流器的输入端连接交流输入电压，输出端连接该变压器的初级侧绕组一端，以提供输入整流电压；该功率开关连接该初级侧绕组的另一端和一电流采样节点，该初级侧变压器电流侦测电阻连接该电流采样节点和接地点，以取得一电流采样信号作为第一输入信号，该反馈电阻从该变压器的辅助绕组上的电压信号转换出一电流信号作为第二输入信号。该功率因数校正恒流控制器包括峰值采样器、反馈信号检测器、∑Δ调制器、数字信号处理器、数/模转换器、比较器、PWM发生器以及功率开关驱动器。峰值采样器在功率开关导通期间对该第一输入信号的峰值进行采样，在功率开关截止期间保持被采样的信号而得到峰值电流采样信号；并且利用一退磁脉宽信号控制该峰值电流采样信号以形成反激式开关电源系统输出电流的采样信号，该输出电流的采样信号与输出电流在一个输入整流电压周期内的平均值成正比。反馈信号检测器在功率开关导通期间从该第二输入信号中提取出输入整流电压的采样信号及输入整流电压的周期信号；并且在功率开关截止期间，从第二输入信号中提取出脉冲宽度等于退磁时间的退磁脉宽信号和反映退磁结束后的电压谐振到谷底时刻的谷底指示信号；其中该输入整流电压的采样信号与该输入整流电压的波形和相位相同，且幅度成正比。∑Δ调制器将该输出电流的采样信号调制成数字调制信号，该数字调制信号的低频分量包含该反激式开关电源系统输出电流的平均值信息。数字信号处理器根据该数字调制信号以及一恒定输出电流的参考值产生多比特的恒流控制信号，用来控制平均输出电流的大小。数/模转换器输入该恒流控制信号并且以该输入整流电压的采样信号为参考电流源，该数/模转换器输出变压器初级侧电流的阈值电压信号，该阈值电压信号的波形及相位与该输入整流电压相同。比较器比较该D/A转换器的输出电压与该第一输入信号以得到PWM关断信号，当该第一输入信号大于该阈值电压信号时，该比较器输出的PWM关断信号触发PWM信号关断。PWM发生器接收该PWM关断信号以触发PWM信号关断，且接收该谷底指示信号以触发PWM信号导通。功率开关驱动器输入该PWM发生器的输出信号以得到同步的功率开关控制信号，用于控制该功率开关的导通或关断，其中由该功率开关所控制的变压器初级侧电流的峰值包络和平均值与输入整流电压的波形和相位相同。

在本发明的一实施例中，上述的功率因数校正恒流控制器还包括一时钟发生器，产生一个高频时钟信号，该高频时钟信号被提供给该∑Δ调制器和该数字信号处理器，以提供时钟同步。

在本发明的一实施例中，该数字信号处理器包括数字滤波器、数字误差放大器和数字积分器。数字滤波器对该数字调制信号进行数字滤波，以提取出该数字调制信号的低频分量。数字误差放大器将该低频分量与预先设定的表示该恒定输出电流的参考值的数字阈值相减以获得一差值。数字积分器对差值进行积分以得到该恒流控制信号。

在本发明的一实施例中，该峰值采样器包括：受控于PWM信号的峰值电压采样开关、连接在该采样开关的输出端和地之间的采样电容、连接该采样开关的输出端的电压/电流变换器、连接该电压/电流变换器的输出端的电流镜电路、以及连接在该电流镜电路的输出端且受控于该退磁脉宽信号的输出电流开关，该峰值电压采样开关的输入端输入该第一输入信号。

在本发明的一实施例中，该反馈信号检测器包括：受控于该PWM信号的第一开关以及第一电流镜电路。该第一开关一端连接该第二输入信号。该第一电流镜电路的输入端连接该第一开关另一端，以在PWM信号导通期间采样该第二输入信号并获得该输入整流电压的采样信号。

在本发明的一实施例中，该反馈信号检测器包括迟滞电流比较器和RS触发器。该迟滞电流比较器输入该输入整流电压的采样信号并与预设的输入电流上限和下限比较。该RS触发器的S端连接该迟滞电流比较器的输出端，该RS触发器的R端接收PWM信号，该RS触发器输出该输入整流电压的周期信号。

在本发明的一实施例中，该反馈信号检测器包括：受控于反相PWM信号的第二开关、电流采样器、第二电流镜电路、退磁时间检测器和谷底检测器。该第二开关一端连接该第二输入信号。该电流采样器连接该第二开关另一端。该第二电流镜电路的输入端连接该电流采样器，以在PWM信号关断期间获得同时包含退磁时间和谐振谷底信息的第一采样电流信号和第二采样电流信号。该退磁时间检测器检测该第一采样电流信号以获得该退磁脉宽信号。该谷底检测器检测该第二采样电流信号以获得该谷底指示信号。

在本发明的一实施例中，该功率因数校正恒流控制器是集成在一芯片中。

在本发明的一实施例中，在该电流采样节点和该峰值采样器的输入端之间连接有一补偿电阻，该功率因数校正恒流控制器还包括一受控于PWM信号的第三开关以及一第三电流镜电路。该第三开关一端连接该第二输入信号。该第三电流镜电路输入端连接该第三开关另一端，该第三电流镜电路输出端连接该补偿电阻，以在PWM信号导通期间向该补偿电阻提供与输入整流电压成正比的补偿电流。

本发明还提出一种反激式开关电源系统，包括上述的功率因数校正恒流控制器。

本发明另提出一种功率因数校正恒流控制方法，用于反激式开关电源系统，该反激式开关电源系统包括桥式整流器、反激式功率转换器、反馈电阻和初级侧变压器电流侦测电阻，该反激式功率转换器具有变压器和功率开关，该变压器包含初级侧绕组，次级侧绕组和辅助绕组；该桥式整流器的输入端连接交流输入电压，输出端连接该变压器的初级侧绕组一端，以提供输入整流电压；该功率开关连接该初级侧绕组的另一端和一电流采样节点，该初级侧变压器电流侦测电阻连接该电流采样节点和接地点，以取得一电流采样信号作为第一输入信号，该反馈电阻从该变压器的辅助绕组上的电压信号转换出一电流信号作为第二输入信号，该功率因数校正恒流控制方法包括：

在该功率开关导通期间，将该第一输入信号输入到一比较器作为比较器的阈值，并且采样并保持该第一输入信号的峰值，形成峰值电流采样信号；

在该功率开关导通期间，采样该第二输入信号并形成输入整流电压的采样信号以及该输入整流电压的周期采样信号，其中该输入整流采样信号与该输入整流电压的波形和相位相同，且幅度成正比；

在该功率开关关断期间，从该第二输入信号中提取反映变压器次级侧绕组的退磁时间的退磁脉宽信号以及反映退磁结束后的电压谐振到谷底时刻的谷底指示信号；

用该退磁脉宽信号控制该峰值电流采样信号，形成输出电流采样信号，其中该输出电流采样信号与反激式开关电源系统的输出电流在一个周期内的平均值成正比；

将该输出电流采样信号调制成数字调制信号，该数字调制信号的低频分量包含该反激式开关电源系统输出电流的平均值信息，并且根据该数字调制信号以及一恒定输出电流的参考值产生一多比特的数字恒流控制信号，用来控制平均输出电流的大小；

将该恒流控制信号与该输入整流采样信号相乘，得到变压器初级侧电流的阈值电压信号，该阈值电压信号的波形及相位与该输入整流电压相同；

通过该比较器比较该阈值电压信号和该第一输入信号以得到PWM关断信号，当该第一输入信号大于该阈值电压信号时，该比较器输出的PWM关断信号触发PWM信号关断；

将该谷底指示信号输入一PWM发生器，用来触发PWM信号导通，将该PWM发生器的输出信号输入到一功率开关驱动器得到同步的功率开关控制信号，用于控制该功率开关的导通或关断，其中由该功率开关所控制的变压器初级侧电流的峰值包络和平均值与输入整流电压的波形和相位相同。

在本发明的一实施例中，该数字信号处理器对该数字调制信号进行数字滤波，以提取出其低频分量；然后，该低频分量与预先设定的数字阈值相减，并对差值进行积分，最终得到一个多比特的恒流控制信号，用来控制平均输出电流的大小。本发明由于采用以上技术方案，使之与现有技术相比，具有如下显著优点：

1、由于采用了单级PFC方案，使整个系统的转换效率比传统的两级结构更高，这点在LED驱动应用中尤为重要。因为在LED驱动应用中，环境温度很高，因此希望驱动系统的效率更高，以达到降低系统本身发热的目的；

2、本发明的控制器所采用的元器件数量远小于传统结构，由此带来许多好处，包括降低系统成本，提升系统可靠性和减小系统尺寸；

3、由于采用了功率因数校正，传统结构中整流桥后所必需的BUCK电容(例如图1中的C1)不再需要。在传统结构中这个电容一般是高压电解电容，而高压电解电容的寿命要远低于其它元器件。因此，本发明提出的控制器比传统系统具有更长的寿命。

附图说明

为让本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，以下结合附图对本发明的具体实施方式作详细说明，其中：

图1是传统反激式开关电源系统的原理图。

图2是反激式LED驱动器系统的原理图。

图3(a)输入整流器的原理图，图3(b)是输入整流器的电压电流波形。

图4(a)是输入电压的波形，图4(b)是输入基波电流的波形。

图5示出传统的PFC+Flyback两级开关电源系统。

图6示出PFC电感电流波形。

图7示出本发明一实施例的单级PFC恒流驱动系统电路框图。

图8(a)示出输入整流电压波形图，图8(b)示出变压器初级侧绕组的电流波形图，图8(c)示出变压器次级侧绕组的电流波形图。

图9是本发明一实施例的峰值采样器电路图。

图10是第二输入信号的波形图。

图11是反馈信号检测器的示例性电路图。

图12是输入整流电压周期检测时序图。

图13是∑Δ(sigma-delta)调制器的示例性电路图。

图14是∑Δ(sigma-delta)调制的时序信号。

图15是本发明一实施例的数字信号处理器电路图。

图16是数/模(D/A)转换器的示例性电路图。

图17示出初级侧电流信号的波形和阈值的波形。

图18是本发明另一实施例的单级PFC恒流驱动系统。

图19是本发明另一实施例的峰值采样器电路图。

具体实施方式

本发明下面要描述的各个实施例涉及单级PFC恒流驱动系统和单级PFC恒流控制器的控制方法和实现原理。

图7示出本发明一实施例的单级PFC恒流驱动器系统的原理图。该系统700包含全桥整流器710，反激式功率转换器720，单级PFC恒流控制器730，反馈电阻RFB，以及初级侧变压器电流侦测电阻Rs。

反激式功率转换器720包括：变压器TX，输出整流二极管D2，输出滤波电容C3，MOSFET功率开关M1，为PFC恒流控制器730提供电源的整流二极管D1，PFC恒流控制器730的电源滤波电容C2和一个启动电阻R1。变压器TX由初级侧绕组PRE，次级侧绕组SEC和辅助绕组AUX构成。

PFC恒流控制器730包括5个端口，VDD，VSS，IFB，GD，CS。VDD是控制器730的电源输入，VSS是控制器730的参考“地”，CS是第一输入端，IFB是第二输入端，GD是输出控制端。

全桥整流器710被配置去接收一个交流输入电压(AC IN)，在对这个交流输入电压进行整流后输出一个“m”型输入整流电压Vin。Vin连接到反激式功率转换器720中变压器TX的初级侧绕组PRE，作为其输入电源。MOSFET功率开关M1的漏极连接变压器初级侧绕组PRE的另一端；栅极连接PFC恒流控制器730的输出控制端GD，用来接收脉冲控制信号；源极连接上述电流采样电阻Rs。

承上述，电流采样电阻Rs的另一端接地，且被用来采样初级侧绕组PRE的电流。电流采样电阻Rs上的电流采样信号作为第一输入信号被输入PFC恒流控制器730的第一输入端CS。变压器TX的辅助绕组AUX通过一个反馈电阻RFB连接到PFC恒流控制器730的第二输入端IFB。辅助绕组AUX上的电压信号经反馈电阻RFB转换成一个电流信号，称为第二输入信号。第二输入信号由第二输入端口IFB输入控制器730。IFB端口的输入阻抗很低，因此适合接收电流输入信号。

第二输入信号包含四个控制信息。具体地说，在功率开关M1导通期间，输入整流电压V_in从初级侧绕组PRE被映射到辅助绕组AUX。此时，辅助绕组AUX上的电压和输入整流电压成正比。因此，该第二输入信号中包含了反映输入整流电压的信息，同时也包含了输入整流电压的周期信息(该周期是桥式整流器输入端所接交流输入电压周期的1/2)；在功率开关截止期间，次级侧绕组的电压被映射到辅助绕组上，此时第二输入信号分别映射出次级侧绕组SEC的退磁时间以及在退磁结束后的电压谐振的信息。该第二输入信号所包含的上述四个控制信息在PFC恒流控制器730中被分别提取成四个控制信号，第一个是与输入整流电压V_in成正比的输入整流电压采样信号；第二个是输入整流电压的周期采样信号；第三个是对应次级侧绕组退磁时间的退磁脉宽信号；第四个是对应退磁结束后电压谐振到谷底时的谷底时刻指示信号。

通过对第一输入信号和第二输入信号的处理，PFC恒流控制器730输出一个功率开关驱动信号GD，这个信号控制功率开关M1的导通及关断，从而实现功率因数校正和对输出电流进行恒流控制的双重目标。显然，在图7所示的单级PFC恒流驱动系统中，PFC恒流控制器730起到核心的控制作用。下面通过对PFC恒流控制器730的实现方式及工作原理进行分析，进一步详细说明单级PFC恒流驱动系统的控制方法。

图7中的单级PFC恒流控制器730包含峰值采样器731，∑Δ(sigma-delta)调制器732，数字信号处理器733，时钟发生器734，反馈信号检测器735，数/模转换器(D/A)736，比较器737，PWM发生器738，功率开关驱动器739和启动偏置电路740。该控制器730可配置为一个芯片，芯片至少包含五个引脚，VDD，VSS，IFB，GD，CS。VDD是控制器730的电源输入，VSS是控制器730的参考“地”，CS是第一输入端，IFB是第二输入端，GD是PWM控制输出端。

为了提高功率因数，减小谐波失真，需要对输入电流(即输入全桥整流器710的交流电流AC IN)的波形整形(即所谓的功率因数校正)，使其尽可能接近正弦波，且与输入正弦电压保持相同相位。为了实现这个目标，首先需要获取反映输入整流电压波形的采样信号，通过对这个采样信号进行处理得到一个包络阈值信号。该包络阈值信号的波形相位与输入整流电压Vin相同。以这个包络阈值信号来限定初级侧电流的峰值，则可实现对初级侧峰值电流的整形。

图8(a)所示的是输入整流电压V_in的“m”型周期信号；图8(b)示出了经过整形后的变压器初级侧绕组电流Ipre，其峰值为I_p，Ips为峰值电流采样信号。图8(b)还示出由整流器710输入到变压器TX初级侧绕组的平均输入电流波形I_avg。显然，它们的波形和相位都与“m”型输入整流电压V_in相同。另一方面，上述包络阈值信号的幅度越大，上述峰值电流Ip也越大，导致初级侧绕组的平均输入电流I_avg越大，从而输出电流越大。因此为了实现对输出电流的恒流控制，还需要一个控制信号实时地调整上述包络阈值信号的幅度以实现对初级侧绕组峰值电流的控制，进而实现对输出电流的控制。为此，PFC恒流控制器730需要获取实时反映输出电流大小的反馈信号(该反馈信号和输出电流成正比)。由于实际的输出电流随着输入整流电压的周期进行周期性变化，因此上述输出电流的实时反馈信号也是一个基于相同周期变化的周期信号。为了得到恒定的平均输出电流，控制器730首先对上述实时反馈信号进行处理，得到其在一个周期内的平均值，即平均反馈信号。该平均反馈信号和平均输出电流成正比。同时，该PFC恒流控制器730也产生一个恒定的内部参考阈值Dref，作为恒定输出电流的参考值。在本发明中，上述实时反馈信号是经∑Δ调制器732调制出的数字信号，因而上述平均反馈信号也是经过数字处理得到的数字信号，所以上述内部参考阈值Dref也是一个二进制数字阈值。通过进一步对该平均反馈信号处理，控制器730产生一个恒流控制信号。该恒流控制信号被用来调制上述包络阈值信号的幅度，进而调制了平均输出电流和平均反馈信号的大小。经过这样一个闭环负反馈回路的控制，平均反馈信号的值近似等于上述参考阈值Dref，从而达到恒流控制的目标。例如，当平均反馈信号大于上述内部参考阈值Dref时，初级侧绕组的峰值电流被恒流控制信号调低，从而减小平均输出电流，进而使平均反馈信号减小；反之亦然。最终，平均反馈信号被调制到近似等于上述内部参考阈值Dref。由于平均反馈信号和平均输出电流成正比，因此平均输出电流也被限制在一个预先设定的参考值，从而实现恒流控制的目标。因此，本发明的实施例包括获取输出电流反馈信号，产生恒流控制信号，提取输入整流电压，产生初级侧峰值电流阈值几个方面。

图8(c)显示的是变压器次级侧绕组SEC的电流Isec，该电流是非连续的。可以看出，次级侧电流Isec的包络和初级侧电流Ipre的包络形状相同。在功率开关M1导通期间，该电流为零。在功率开关M1断开的瞬间，初级侧绕组PRE的能量被转移到次级侧绕组SEC，因此，次级侧绕组SEC上的电流Isec瞬间由0变到一个峰值I_sp，并在之后的一段时间线性地衰减倒0，这段时间被称为退磁时间TDM。次级侧峰值电流I_sp与初级侧峰值电流I_p之间有一个固定的比例关系：

I_{sp} = \frac{N_{p}}{N_{s}} \times I_{p} - - - (4)

其中Np是变压器初级侧绕组的匝数，Ns是变压器次级侧绕组的匝数。因此次级侧峰值电流包络与初级侧的峰值电流包络形状相同。

由图7可见，次级侧绕组SEC的电流经过二极管D2分别流入电容C3和LED负载。由于流入电容的平均电流为零，所以次级侧绕组SEC的平均电流等于平均输出电流(流过LED负载的平均电流)。图8(c)显示，与初级侧的电流相同，次级侧的电流是周期性变化的，次级侧的电流周期等于“m”型输入整流电压的周期Tc。稳态时，次级侧的电流在一个周期内的平均电流是一个常数，且等于平均输出电流。这个平均输出电流可以表示为：

I_{avg} = \frac{1}{T_{c}} Σ_{i = 1}^{n} \frac{1}{2} \times I_{sp} [i] \times T_{DM} [i] = \frac{1}{T_{c}} Σ_{i = 1}^{n} \frac{1}{2} \times \frac{N_{p}}{N_{s}} \times I_{p} [i] \times T_{DM} [i] - - - (5)

在此，Tc是输入整流电压的周期，I_sp是次级侧绕组的峰值电流，T_DM是退磁时间，I_p是初级侧绕组的峰值电流，Np是初级侧绕组的匝数，Ns是次级侧绕组的匝数。上式中，只有I_p，TDM两个变量，Tc，Np，Ns都是常数。因此，为了获得平均输出电流的反馈信号，只需对I_p，T_DM采样。上式中，称为瞬态输出电流。

如图7所示，初级侧电流信号首先被一个电流侦测电阻Rs转换成电压信号Vcs，该信号从CS引脚输入单级PFC恒流控制器730内部的峰值采样器731。图9示出了该采样器731的示例性电路。如图9所示，采样器731可包含运算放大器(OP)，电阻R₁₁，NMOS管M11，采样电容Cs，峰值电压采样开关S1，输出电流开关S2和由一对PMOS管M12，M13构成的电流镜。输入信号Vcs首先被峰值电压采样开关S1采样，输出一个峰值采样电压V_ps。峰值采样电压V_ps被由运算放大器OP，NMOS管M11，上述电流镜和电阻R₁₁构成的V/I变换器(图中虚框部分)转换成初级侧峰值电流采样信号I_ps(MOS管M13的漏极电流)。该电流信号I_ps和初级侧峰值电流及次级侧峰值电流成正比(这里假设M12，M13相等，但在实际操作中它们可以是任意比例)，则I_ps等于：

I_{ps} = \frac{R_{s}}{R_{11}} \cdot I_{p} - - - (6)

在此，R_s是图7中的初级侧电流侦测电阻，R₁₁是图9中V/I变换器中的电阻。

初级侧峰值电流采样信号I_ps输入一个电流开关S2，该开关受退磁脉宽信号DM控制，该信号来自图7中的反馈信号检测器735，其示例性电路如图11所示。退磁脉宽信号DM的示例性波形如图14所示，当退磁脉宽信号DM为高电平期间(对应次级侧绕组退磁时间TDM)，图9中的开关S2导通；当退磁脉宽信号DM为低电平时，开关S2截止。所以由开关S2流出的电流是一个电流脉冲信号，它的幅度等于初级侧峰值采样电流Ips，脉冲宽度等于退磁时间T_DM。这个电流被称作输出电流采样信号Its，该信号在一个输入整流电压周期内的平均值与反激式开关电源系统的输出电流平均值成正比。

另一方面，上述退磁脉宽信号DM需要从第二输入信号中提取。第二输入信号从图7中的第二引脚IFB输入，它的示例性波形如图10所示。该第二输入信号至少包含了四个控制信息，即输入整流电压信息，退磁时间T_DM的信息，输入整流电压周期信息和退磁信号谐振到谷底的信息。第二输入信号输入到PFC恒流控制器730的反馈信号检测器735。如图11所示，该反馈信号检测器735包含两个输入信号：第二输入信号，PWM信号。反馈信号检测器735能从第二输入信号中至少提取出四个信号：DM，VA，Tc，Ifbs1。DM是反映退磁时间的脉冲信号，它的脉冲宽度等于次级侧绕组的退磁时间，VA是谐振的谷底指示信号，Ifbs1是输入整流电压采样信号，Tc是整流输入电压的周期采样信号。

进一步，反馈信号检测器735的示例性电路(图11)包含第一开关k1，第二开关k2，反相器1101，迟滞电流比较器1102，RS触发器1103，运算放大器1104，恒流源Io，退磁时间检测器1105，谷底检测器1106，一组由MOS管M21，M22，M23，M24组成的电流镜，一组由MOS管M25，M26，M27组成的电流镜，以及NMOS管M28。在功率开关M1(如图7)导通期间，PWM信号为高电平，开关k1导通，第二输入信号被MOS管M21采样，并通过M22，M23，M24镜像出三个电流信号：Ifbs1，Ifbs2，Ifbs3，这三个信号包含了输入整流电压的电压信息和周期信息。其中Ifbs3被输入迟滞电流比较器1102，该比较器1102还有两个参考输入电流：I_L，I_H。比较器1102的输出信号输入到RS触发器1103的S端，RS触发器1103的R输入端接收PWM信号。该RS触发器1103输出一个周期脉冲信号Tc，该脉冲信号的脉冲宽度近似等于输入整流电压的周期。图12示出了Tc的时序。当PWM信号为低时，开关k1断开，k2导通。第二输入信号被一个由运算放大器1104，恒流源Io，NMOS管M28组成的电流采样器(图11中不规则虚框部分)所采样，并通过由M25，M26，M27组成的电流镜镜像出两个采样电流信号Isc1，Isc2。这两个信号Isc1，Isc2分别包含退磁时间和谐振谷底信息。Isc1，Isc2分别被输入谷底检测器1106和退磁时间检测器1105。谷底检测器1106提取出谷底指示信号VA，退磁时间检测器1105提取出退磁脉宽信号DM。

图13示出∑Δ调制器732的示例性电路，它包含一个1位的A/D转换器1301，一个1位的D/A转换器1302，以及一个积分器1303。由峰值采样器731输出的输出电流采样信号Its被输入到∑Δ调制器732中。该电流Its首先在积分电容Ci上形成积分电压Vci，该电压Vci被输入1位的A/D转换器1301，并由A/D转换器1301转换出1位的数字输出信号Do。该数字输出信号Do又被输入一个1位的D/A转换器1302，该D/A转换器1302的输出被反馈回A/D转换器1301的输入端，与该∑Δ调制器的输入信号Its相减。被∑Δ调制器732调制出的数字信号Do如图14所示，该信号是1bit数字信号且与时钟信号CLK同步。由于∑Δ调制器732具有噪声整形的特性，因此，在∑Δ数字调制信号Do中，量化噪声被调制到更高的频率，而低频部分保留了瞬态峰值电流采样信号的信息。值得注意的是，本实施例所示出的是一个1位的∑Δ调制器，但在实际的操作中也可以是多位∑Δ调制器。

图15示出数字信号处理器733的示例性电路，被用来对∑Δ调制器732的输出信号Do进行处理。数字信号处理器733包含一个数字滤波器1501，一个数字误差放大器DEA，以及一个数字积分器1502。∑Δ调制器732的输出信号Do首先输入数字滤波器1501。该信号Do经过数字滤波器1501滤波得到一个N Bit二进制的低频数字信号，该低频数字信号的值与反激式开关电源系统的输出电流(流过图7中LED负载的平均电流)在一个输入整流周期Tc内的平均值成正比，所以称这个值为平均反馈信号Dav。这个信号Dav与上述内部参考阈值Dref(Dref是由该PFC恒流控制器730产生的一个二进制数字参考阈值，它被用来设定恒定输出电流的大小。恒定输出电流等于Dref除以反馈系数，其中反馈系数等于平均反馈信号和平均输出电流的比值)一起输入数字误差放大器DEA，它们的差值经误差放大器DEA放大得到一个输出信号De。De经过数字积分器1502处理，得到m Bit的恒流控制信号Dc。该信号Dc输入D/A转换器736，与输入整流采样信号Ifbs1形成一个包络阈值电压信号，去控制初级侧绕组电流的峰值电流，进而实现输出电流控制和功率因数矫正。当单级PFC恒流驱动系统达到稳态，图15中的D_av等于：

D_{av} = \frac{A - 1}{A} D_{ref} \approx D_{ref} - - - (7)

其中，A是整个系统的环路增益。一般A＞＞1，所以D_av近似等于D_ref。由于平均反馈信号D_av和平均输出电流I_oav成正比，所以平均输出电流收敛在一个恒定电流值D_ref/f。其中f是反馈系数，它的值等于D_av/I_oav。

图16的虚线框中是单级PFC恒流控制器730中的D/A转换器736的示例性电路。该D/A转换器736包含一个偏置电流输入端Ivr，用于接收电流信号；m(m为正整数)位数字信号输入端Din，用于接受m bit的数字信号；此外，还有一个输出端V_DAC，用于输出经D/A转换器736转换出的模拟信号。该D/A转换器736内部包含电阻分压器和一个开关阵列。电阻分压器由2^m个等值基准电阻单元串联构成。在本发明的实施例中，D/A转换器736的构架可以有多种变化，只要达到同样的功能，都在本发明的实施范围内。

回到图7所示，第一输入信号经IFB引脚输入单级PFC恒流控制器730的反馈信号检测器735，并由反馈信号检测器735提取出输入整流采样信号Ifbs1，该信号Ifbs1与输入整流电压有相同的波形和相位。Ifbs1信号输入D/A转换器736作为电阻分压器的偏置电流，并在该电阻分压器上形成D/A转换器736的基准电压。因此D/A转换器736的每个基准电压都与“m”型输入整流电压的波形和相位相同，且每个电阻上的压降相同。由图7中数字信号处理器733输出的m bit的恒流控制信号D_c被输入D/A转换器736的D_in引脚用于控制D/A转换器内部的开关阵列，并以二进制编码的方式选通基准电压实现D/A转换。D/A转换器的输出电压可以表示为：

V_th＝R_ref·D_c·I_fbs1＝R_ref·D_c·γ·V_in (8)

其中，V_th是D/A转换器736的输出电压信号，R_ref是上述基准电阻单元的阻值(是一个常数)，D_c是D/A转换器736的二进制数字输入信号，I_fbs1是输入整流电压采样信号，Vin是输入整流电压，γ是I_fbs1与V_in之间的比例，也是一个常数。显然，D/A转换器736起到一个乘法器的作用。D/A转换器736的输出与恒流控制信号D_c和输入整流电压信号的乘积成正比。由于D_c是一个频率很低(远小于输入整流电压的频率)的信号，所以D/A转换器736的输出电压依然和输入整流电压的波形及相位相同。

再回到图7所示，V_th作为一个阈值电压输入比较器737，与变压器初级侧电流的采样信号进行比较。当初级侧电流的采样信号大于阈值信号V_th时，比较器737产生一个关断控制信号Vc去控制PWM脉冲的关断。该PWM脉冲经过功率开关驱动器739产生一个同步的功率开关驱动信号GD控制功率开关M1的导通及关断。图17示出了初级侧电流信号的波形和阈值的波形，可以看出，初级侧电流信号的峰值被限定在一个与输入整流电压相同的“m”型的包络内，而包络的幅度受恒流控制信号的调制，从而实现输出电流恒流控制和功率因数校正的目标。

图18是单级PFC恒流驱动系统的另一个实施例，该系统1800包含：全桥整流器1810，单级PFC恒流控制器1820，反馈电阻RFB，初级侧变压器电流侦测电阻Rs，输入电压补偿电阻Rc，变压器TX，输出整流二极管D2，输出滤波电容C2，MOSFET功率开关M1，为单级PFC恒流控制器1820的电源提供整流的二极管D1，以及单级PFC恒流控制器1820的电源滤波电容C1和启动电阻R1。变压器TX由初级侧绕组PRE，次级侧绕组SEC和辅助绕组AUX构成。该单级PFC恒流控制器1820配置为一个芯片，包括5个端口，VDD，VSS，IFB，GD，CS。VDD是控制器的电源输入，VSS是该控制器的参考“地”，CS是第一输入端，IFB是第二输入端，GD是输出控制端。

该单级PFC恒流控制系统包含图7所示系统的功率因数校正和恒流控制的功能。此外，该系统还包含输入电压补偿的功能。在反激式开关电源系统中，功率开关的关断是受初级侧电流控制的，当检测到初级侧电流大于一内部阈值时，会产生一个关断信号去关断功率开关。由于从检测到初级侧绕组电流大于内部阈值到功率开关关断有一个延迟时间，即关断延迟，所以初级侧电流相对于其阈值会产生一个过冲。当输入整流电压V in不同时，初级侧绕组电流的上升斜率就不同，从而由于关断延迟造成的高于阈值的过冲电流的大小也不同，输出电压越高，过冲电流越大。为了确保输出电流在任何输入电压下都保持恒定，要求当输入电压变化时，初级侧峰值电流与其阈值电压保持一致。这就需要一种补偿机制去产生一个补偿量去抵消掉初级侧峰值电流的过冲量。

本实施例采用的方案如图18所示。在图18中，单级PFC恒流控制器1820与图7所示单级PFC恒流控制器730相同的结构不再示出，仅示出不同部分。在功率开关M1导通时，单级PFC恒流控制器1820通过反馈电阻RFB采样输入整流电压，该采样信号被一个内部电流镜(由M32，M33组成)转换成与输入整流电压成正比的补偿电流Ic。该电流Ic通过单级PFC恒流控制器1820的CS引脚流入一外部补偿电阻Rc。补偿电阻Rc连接在初级侧变压器电流侦测电阻Rs和单级PFC恒流控制器的CS引脚之间。由于Ic和输入整流电压成正比，所以Rc上的压降和输入整流电压也成正比。另一方面，如图18所示，CS引脚电压Vcs的斜率也和输入整流电压Vin成正比，因此它的峰值相对于内部阈值的过冲电压也与Vin成正比。随着Vin电压增加，Vcs的过冲电压按比例增加。适当选取Rc的阻值，可以使Rc上的压降正好等于过冲电压ΔVcs，从而使初级侧峰值采样电阻Rs上的压降在不同的输入整流电压下保持恒定，最终实现初级侧电流恒定。

图19是峰值采样器的另一个示例性电路。如图19所示，采样器731可包含运算放大器(OP)，电阻R11，采样电容Cs，峰值电压采样开关S1和输出电流开关S2。输入信号Vcs首先被峰值电压采样开关S1采样，并经过运算放大器(OP)输出一个峰值采样电压V_ps。V_ps的值为：

V_ps＝R_s·I_p (9)

在此，R_s是图7中的初级侧电流侦测电阻。

峰值采样电压V_ps输入一个电流开关S2，该开关受退磁脉宽信号DM控制，该信号来自图7中的反馈信号检测器735，其示例性电路如图11所示。退磁脉宽信号DM的示例性波形如图14所示，当退磁脉宽信号DM为高电平期间(对应次级侧绕组退磁时间T_DM)，图19中的开关S2导通；当退磁脉宽信号DM为低电平时，开关S2截止，R11上的电压被下拉到0。所以由开关S2输出的是一个脉冲电压，它的幅度等于峰值采样电压V_ps，脉冲宽度等于退磁时间T_DM。这个电压信号被称作输出电流采样信号Its，该信号在一个输入整流电压周期内的平均值与反激式开关电源系统的输出电流的平均值成正比。图9中的峰值采样器的输出信号Its是一个电流信号，因此，与其连接的∑Δ调制器也是一个电流型的。与图9中的实施例不同，图19的峰值采样器输出的是一个电压信号，因此，与其连接的可以是一个通用的电压型∑Δ调制器。

虽然本发明已以较佳实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何本领域技术人员，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许的修改和完善，因此本发明的保护范围当以权利要求书所界定的为准。

Claims

1.一种功率因数校正恒流控制器，用于反激式开关电源系统，该反激式开关电源系统包括桥式整流器、反激式功率转换器、反馈电阻和初级侧变压器电流侦测电阻，该反激式功率转换器具有变压器和功率开关，该变压器包含初级侧绕组，次级侧绕组和辅助绕组；该桥式整流器的输入端连接交流输入电压，输出端连接该变压器的初级侧绕组一端，以提供输入整流电压；该功率开关连接该初级侧绕组的另一端和一电流采样节点，该初级侧变压器电流侦测电阻连接该电流采样节点和接地点，以取得一电流采样信号作为第一输入信号，该反馈电阻从该变压器的辅助绕组上的电压信号转换出一电流信号作为第二输入信号，该功率因数校正恒流控制器包括：

峰值采样器，在功率开关导通期间对该第一输入信号的峰值进行采样，在功率开关截止期间保持被采样的信号而得到峰值电流采样信号；并且利用一退磁脉宽信号控制该峰值电流采样信号以形成反激式开关电源系统输出电流的采样信号，该输出电流的采样信号与输出电流在一个输入整流电压周期内的平均值成正比；

反馈信号检测器，在功率开关导通期间从该第二输入信号中提取出输入整流电压的采样信号及输入整流电压的周期信号；并且在功率开关截止期间，从第二输入信号中提取出脉冲宽度等于退磁时间的退磁脉宽信号和反映退磁结束后的电压谐振到谷底时刻的谷底指示信号；其中该输入整流电压的采样信号与该输入整流电压的波形和相位相同，且幅度成正比；

ΣΔ调制器，将该输出电流的采样信号调制成数字调制信号，该数字调制信号的低频分量包含该反激式开关电源系统输出电流的平均值信息；

数字信号处理器，根据该数字调制信号以及一恒定输出电流的参考值产生多比特的恒流控制信号，用来控制平均输出电流的大小；

数/模转换器，输入该恒流控制信号并且以该输入整流电压的采样信号为参考电流源，该数/模转换器输出变压器初级侧电流的阈值电压信号，该阈值电压信号的波形及相位与该输入整流电压相同；

比较器，比较该数/模转换器的输出电压与该第一输入信号以得到PWM关断信号，当该第一输入信号大于该阈值电压信号时，该比较器输出的PWM关断信号触发PWM信号关断；

PWM发生器，接收该PWM关断信号以触发PWM信号关断，且接收该谷底指示信号以触发PWM信号导通；以及

功率开关驱动器，输入该PWM发生器的输出信号以得到同步的功率开关控制信号，用于控制该功率开关的导通或关断，其中由该功率开关所控制的变压器初级侧电流的峰值包络和平均值与输入整流电压的波形和相位相同。

2.如权利要求1所述的功率因数校正恒流控制器，其特征在于，还包括一时钟发生器，产生一个高频时钟信号，该高频时钟信号被提供给该ΣΔ调制器和该数字信号处理器，以提供时钟同步。

3.如权利要求1所述的功率因数校正恒流控制器，其特征在于，该数字信号处理器包括：

数字滤波器，对该数字调制信号进行数字滤波，以提取出该数字调制信号的低频分量；

数字误差放大器，将该低频分量与预先设定的表示该恒定输出电流的参考值的数字阈值相减以获得一差值；以及

数字积分器，对差值进行积分以得到该恒流控制信号。

4.如权利要求1所述的功率因数校正恒流控制器，其特征在于，该峰值采样器包括：受控于PWM信号的峰值电压采样开关、连接在该采样开关的输出端和地之间的采样电容、连接该采样开关的输出端的电压/电流变换器、连接该电压/电流变换器的输出端的电流镜电路、以及连接在该电流镜电路的输出端且受控于该退磁脉宽信号的输出电流开关，该峰值电压采样开关的输入端输入该第一输入信号。

5.如权利要求1所述的功率因数校正恒流控制器，其特征在于，该反馈信号检测器包括：

受控于该PWM信号的第一开关，该第一开关一端连接该第二输入信号；

第一电流镜电路，其输入端连接该第一开关另一端，以在PWM信号导通期间采样该第二输入信号并获得该输入整流电压的采样信号。

6.如权利要求5所述的功率因数校正恒流控制器，其特征在于，该反馈信号检测器包括：

迟滞电流比较器，输入该输入整流电压的采样信号并与预设的输入电流上限和下限比较；

RS触发器，该RS触发器的S端连接该迟滞电流比较器的输出端，该RS触发器的R端接收PWM信号，该RS触发器输出该输入整流电压的周期信号。

7.如权利要求5所述的功率因数校正恒流控制器，其特征在于，该反馈信号检测器包括：

受控于反相PWM信号的第二开关，该第二开关一端连接该第二输入信号；

电流采样器，连接该第二开关另一端；

第二电流镜电路，其输入端连接该电流采样器，以在PWM信号关断期间获得同时包含退磁时间和谐振谷底信息的第一采样电流信号和第二采样电流信号；

退磁时间检测器，检测该第一采样电流信号以获得该退磁脉宽信号；以及

谷底检测器，检测该第二采样电流信号以获得该谷底指示信号。

8.如权利要求1所述的功率因数校正恒流控制器，其特征在于，该功率因数校正恒流控制器是集成在一芯片中。

9.如权利要求1所述的功率因数校正恒流控制器，其特征在于，在该电流采样节点和该峰值采样器的输入端之间连接有一补偿电阻，该功率因数校正恒流控制器还包括：

一受控于PWM信号的第三开关，该第三开关一端连接该第二输入信号；

一第三电流镜电路，该第三电流镜电路输入端连接该第三开关另一端，该第三电流镜电路输出端连接该补偿电阻，以在PWM信号导通期间向该补偿电阻提供与输入整流电压成正比的补偿电流。

10.一种反激式开关电源系统，包括如权利要求1-9任一项所述的功率因数校正恒流控制器。

11.一种功率因数校正恒流控制方法，用于反激式开关电源系统，该反激式开关电源系统包括桥式整流器、反激式功率转换器、反馈电阻和初级侧变压器电流侦测电阻，该反激式功率转换器具有变压器和功率开关，该变压器包含初级侧绕组，次级侧绕组和辅助绕组；该桥式整流器的输入端连接交流输入电压，输出端连接该变压器的初级侧绕组一端，以提供输入整流电压；该功率开关连接该初级侧绕组的另一端和一电流采样节点，该初级侧变压器电流侦测电阻连接该电流采样节点和接地点，以取得一电流采样信号作为第一输入信号，该反馈电阻从该变压器的辅助绕组上的电压信号转换出一电流信号作为第二输入信号，该功率因数校正恒流控制方法包括：

用该退磁脉宽信号控制该峰值电流采样信号，形成输出电流采样信号，其中该输出电流采样信号与反激式开关电源系统的输出电流在一个输入整流电压周期内的平均值成正比；

12.如权利要求11所述的功率因数校正恒流控制方法，其特征在于，根据该数字调制信号以及一恒定输出电流的参考值产生一多比特的数字恒流控制信号，用来控制平均输出电流的大小的步骤包括：对该数字调制信号进行数字滤波，以提取出其低频分量；然后，该低频分量与预先设定的表示该恒定输出电流的参考值的数字阈值相减，并对差值进行积分，最终得到该多比特的恒流控制信号。