CN108923638B - 一种连续模式boost功率因数校正变换器的控制方法和装置 - Google Patents

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Abstract

一种连续模式boost功率因数校正变换器的控制方法和装置。包括下列步骤：在一个开关周期开始时刻，检测变换器的整流输入电压、电感电流、输出电压和输出电流，计数器开始计数；计算得到电流参考信号；进行误差放大得到误差放大信号；计算得到高功率脉冲的脉宽控制信号与低功率脉冲的脉宽控制信号；根据电感电流选择有效脉宽控制信号；结合计数器控制数字脉冲宽度调制器输出高电平或低电平，驱动连续模式boost功率因数校正变换器的开关管。本发明的控制方法的电压环与电流环解耦，输出电压中的二倍工频纹波不会被引入到电流环中，因此电压环可以设计在较宽的带宽，既能保证较低的输入电流畸变与较高的输入功率因数，又能提高系统的瞬态响应能力。

Description

一种连续模式boost功率因数校正变换器的控制方法和装置
技术领域
本发明涉及功率因数校正变换器技术领域，特别是一种连续模式boost功率因数校正变换器的控制方法和装置。
背景技术
功率因数校正变换器可以降低电力电子装置对公共电网的谐波污染，具有功率因数高，体积小，成本低等优点。工作于电感电流连续模式的boost功率因数校正变换器具有电感电流脉动小，输入功率因数高，流过开关管的电流有效值小，已经广泛应用于中、高功率的场合。传统连续模式boost功率因数校正变换器的控制技术，如平均电流控制、峰值电流控制、滞环控制与非线性载波控制等具有高功率因数的优点，但是瞬态响应速度很慢。传统的连续模式boost功率因数校正变换器的控制方法原理为：控制器对输出电压与参考信号进行误差放大得到电压误差放大信号，并将电压误差放大信号与输入电压相乘得到电流参考信号，并采样电感电流与电流参考信号进行误差放大得到电流控制信号，最后将电流控制信号与锯齿载波比较得到开关管的控制信号。由于功率因数校正变换器的输出电压存在较大的二倍工频纹波，需要将电压误差放大器的带宽设计在0～20Hz以减小二倍工频纹波对控制环路的影响，进而减小功率因数校正变换器的输入电流畸变，提高功率因数，但较窄的带宽会极大的降低系统的瞬态响应能力。
发明内容
本发明的目的是提供一种连续模式boost功率因数校正变换器的控制方法和装置，采用该方法和装置可使得boost功率因数校正器保持高功率因数，同时具有很快的瞬态响应速度。
实现本发明目的的技术方案如下：
一种连续模式boost功率因数校正变换器的控制方法，包括在一个开关周期开始时刻，检测所述连续模式boost功率因数校正变换器的整流输入电压vrec、电感电流iL、输出电压Vo和输出电流Io，并通过峰值检测得到输入电压峰值Vm，计数器开始计数；
计算得到电流参考信号其中Vref为预设的参考电压；
将Vo与Vref进行误差放大得到误差放大信号vEA；
计算得到高功率脉冲的脉宽控制信号与低功率脉冲的脉宽控制信号/>其中，KH为预设的高功率脉冲系数，KL为预设的低功率脉冲系数；
当iL<iref，选择vPH作为有效脉宽控制信号vP；当iL>iref，选择vPL作为有效脉宽控制信号vP；
当0≤count≤vP，数字脉冲宽度调制器输出高电平，当vP<count<vEA，数字脉冲宽度调制器输出低电平；当count＝vEA，计数器清零，进入下一个开关周期；其中，count为计数器的计数值，数字脉冲宽度调制器输出的高电平或低电平信号用于驱动所述连续模式boost功率因数校正变换器的开关管。
一种连续模式boost功率因数校正变换器的控制装置，包括
在一个开关周期开始时刻，检测所述连续模式boost功率因数校正变换器：第一电压检测器检测得到整流输入电压vrec及输入电压峰值Vm，第一电流检测器检测得到电感电流iL，第二电压检测器检测得到输出电压Vo，第二电流检测器检测得到输出电流Io；
第一运算单元计算得到电流参考信号其中Vref为预设的参考电压；数字误差放大器对输出电压Vo和参考电压Vref进行误差放大得到误差放大信号vEA；
第二运算单元计算得到高功率脉冲的脉宽控制信号或低功率脉冲的脉宽控制信号/>其中，KH为预设的高功率脉冲系数，KL为预设的低功率脉冲系数；
比较器比较电感电流iL和电流参考信号iref：当iL<iref，选择器选择vPH作为有效脉宽控制信号vP；当iL>iref，选择器选择vPL作为有效脉宽控制信号vP；
数字脉冲宽度调制器包括计数器，计数器的计数值为count：当0≤count≤vP，数字脉冲宽度调制器输出高电平，当vP<count<vEA，数字脉冲宽度调制器输出低电平；当count＝vEA，计数器清零；
数字脉冲宽度调制器输出的高电平或低电平信号用于驱动所述连续模式boost功率因数校正变换器的开关管。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1、相对于传统CCM boost PFC变换器的控制方法，本发明的控制方法的电压环与电流环解耦，输出电压中的二倍工频纹波不会被引入到电流环中，因此电压环可以设计在较宽的带宽，既能保证较低的输入电流畸变与较高的输入功率因数，又能提高系统的瞬态响应能力。
2、本发明的控制装置使用数字控制芯片实现，只需要在每个开关周期开始时刻采样一次相关信号，极大降低了采样频率，适用于低成本的数字控制芯片。
附图说明
图1是系统结构框图。
图2是本发明连续模式boost功率因数校正变换器的高功率脉冲PH与低功率脉冲PL的选择示意图。
图3是图1所示电路中控制脉冲产生的原理图。
图4是本发明连续模式boost功率因数校正变换器的开关频率与输出功率的变化曲线图。
图5是本发明连续模式boost功率因数校正变换器的开关频率与输入电压的变化曲线图。
图6是本发明连续模式boost功率因数校正变换器的稳态条件下输入电流的时域仿真波形图。
图7a是传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器在负载变化(负载在0.75s时刻由400W跃变至200W)时变换器输出电压的时域仿真波形图。
图7b是传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器在负载变化(负载在0.75s时刻由400W跃变至200W)时变换器输入电流的时域仿真波形图。
图8a是传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器在负载变化(负载在0.75s时刻由200W跃变至400W)时变换器输出电压的时域仿真波形图。
图8b是传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器在负载变化(负载在0.75s时刻由200W跃变至400W)时变换器输入电流的时域仿真波形图。
图9a是本发明连续模式boost功率因数校正变换器在负载变化(负载在0.75s时刻由400W跃变至200W)时变换器输出电压的时域仿真波形图。
图9b是本发明连续模式boost功率因数校正变换器在负载变化(负载在0.75s时刻由400W跃变至200W)时变换器输入电流的时域仿真波形图。
图10a是本发明连续模式boost功率因数校正变换器在负载变化(负载在0.75s时刻由200W跃变至400W)时变换器输出电压的时域仿真波形图。
图10b是本发明连续模式boost功率因数校正变换器在负载变化(负载在0.75s时刻由200W跃变至400W)时变换器输入电流的时域仿真波形图。
图11a是传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器在输入电压变化(输入电压在0.75s时刻由90VAC跃变至110VAC)时变换器输出电压的时域仿真波形图。
图11b是传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器在输入电压变化(输入电压在0.75s时刻由90VAC跃变至110VAC)时变换器输入电流的时域仿真波形图。
图11c是传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器在输入电压变化(输入电压在0.75s时刻由90VAC跃变至110VAC)时变换器输入电压的时域仿真波形图。
图12a是传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器在输入电压变化(输入电压在0.75s时刻由110VAC跃变至90VAC)时变换器输出电压的时域仿真波形图。
图12b是传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器在输入电压变化(输入电压在0.75s时刻由110VAC跃变至90VAC)时变换器输入电流的时域仿真波形图。
图12c是传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器在输入电压变化(输入电压在0.75s时刻由110VAC跃变至90VAC)时变换器输入电压的时域仿真波形图。
图13a是本发明连续模式boost功率因数校正变换器在输入电压变化(输入电压在0.75s时刻由90VAC跃变至110VAC)时变换器输出电压的时域仿真波形图。
图13b是本发明连续模式boost功率因数校正变换器在输入电压变化(输入电压在0.75s时刻由90VAC跃变至110VAC)时变换器输入电流的时域仿真波形图。
图13c是本发明连续模式boost功率因数校正变换器在输入电压变化(输入电压在0.75s时刻由90VAC跃变至110VAC)时变换器输入电压的时域仿真波形图。
图14a是本发明连续模式boost功率因数校正变换器在输入电压变化(输入电压在0.75s时刻由110VAC跃变至90VAC)时变换器输出电压的时域仿真波形图。
图14b是本发明连续模式boost功率因数校正变换器在输入电压变化(输入电压在0.75s时刻由110VAC跃变至90VAC)时变换器输入电流的时域仿真波形图。
图14c是本发明连续模式boost功率因数校正变换器在输入电压变化(输入电压在0.75s时刻由110VAC跃变至90VAC)时变换器输入电压的时域仿真波形图。
具体实施方式
图1示出，本发明连续模式boost功率因数校正变换器的系统框图，其具体做法是：控制器分为电流环与电压环。电流环采样输出电流Io，整流输入电压vrec，并检测输入电压vrec的峰值Vm。根据采样量Io，vrec，Vm后，数字控制器通过运算单元计算电流参考信号iref，其中运算规则为：
其中，Vref为数字控制器中预设的电压参考信号。电压环检测输入电压Vo，并与电压参考信号进行误差放大，得到误差放大信号vEA，同时检测整流输入电压vrec。在每个开关周期开始时刻，控制器根据误差放大信号vEA与整流输入电压vrec计算高功率脉冲的脉宽控制信号vPH与低功率脉冲的脉宽控制信号vPL，其计算规则分别为
式中，KH＝1.1为预设的高功率脉冲系数，KL＝0.9为预设的低功率脉冲系数。在每个开关周期开始时刻，控制器比较电感电流iL与电流参考信号iref大小以选择高功率脉冲的脉宽控制信号vPH与低功率脉冲的脉宽控制信号vPL。图2示出高功率脉冲的脉宽控制信号vPH与低功率脉冲的脉宽控制信号vPL的选择过程，当iL<iref时，控制器选择vPH作为当前开关周期有效脉宽控制信号vP，当iL>iref时，控制器选择vPL作为当前开关周期有效脉宽控制信号vP。有效脉宽控制信号vP与误差放大信号vEA作为数字脉宽调制器的输入产生控制脉冲。图3示出控制脉冲的产生过程，在每个开关周期开始时刻，数字脉宽调制器中的计数器开始计数，当计数值count满足0≤count≤vP时，数字脉冲宽度调制器输出高电平，当vP<count<vEA时，数字脉冲宽度调制器输出低电平，且当count＝vEA时，count清零，进入下一个开关周期。
由图2可知，电压误差放大信号vEA决定了高功率脉冲与低功率脉冲的开关频率，因此本法数字控制方法为一种变频控制。本例中，输入电压范围Vin＝90～132VAC；输出功率范围Po＝200～400W；输出电压Vo＝400V；电感L＝1mH；输出电容C＝470μF；开关频率范围fs＝40～140kHz。根据上述参数，图4示出，当输出电压Vin＝110VAC，输出功率200～400W范围内，开关频率与输出功率的关系曲线。由图4可知，本发明连续模式boost功率因数校正变换器的开关频率随输出功率的降低而升高。图5示出，当输出功率范围Po＝400W时，输入电压90～132VAC范围内，开关频率与输入电压的关系曲线。由图5可知，本发明连续模式boost功率因数校正变换器的开关频率随输入电压的升高而升高。
用Psim软件对本例的方法进行时域仿真，结果如下。
图6为输入电压Vin＝110VAC，输出功率Po＝400W时，本发明连续模式boost功率因数校正变换器输入电流时域仿真的稳态波形。图示中，输入电流THD为3％，输入功率因数为0.998。由此可知，采用本发明控制方法时，变换器能保持较高的输入功率因数与较低的输入电流THD。
图7为输入电压Vin＝110VAC，输出功率Po由400W跳变至200W时，传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器时域仿真的瞬态波形，其中图7a为输出电压波形，图7b为输入电流波形。图示中，采用传统平均电流型控制，当输出功率发生由400W跳变至200W时，系统输出电压抬升至439V，需要0.35s系统才能回到稳态，输出电压在380～439V范围内波动。
图8为输入电压Vin＝110VAC，输出功率Po由200W跳变至400W时，传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器时域仿真的瞬态波形，其中图8a为输出电压波形，图8b为输入电流波形。图示中，采用传统平均电流型控制，当输出功率发生由200W跳变至400W时，系统输出电压跌落至362V，需要0.25s系统才能回到稳态，输出电压在362～410V范围内波动。
图9为输入电压Vin＝110VAC，输出功率Po由400W跳变至200W时，本发明连续模式boost功率因数校正变换器时域仿真的瞬态波形，其中图9a为输出电压波形，图9b为输入电流波形。图示中，采用本发明控制，当输出功率发生由400W跳变至200W时，系统输出电压无超调，仅需半个工频周期就能回到稳态。
图10为输入电压Vin＝110VAC，输出功率Po由200W跳变至400W时，本发明连续模式boost功率因数校正变换器时域仿真的瞬态波形，其中图10a为输出电压波形，图10b为输入电流波形。图示中，采用本发明控制，当输出功率发生由200W跳变至300W时，系统输出电压无超调，仅需半个工频周期就能回到稳态。
由此可见，相较于传统平均电流型连续模式boost功率因数校正变换器，采用本发明进行控制时，变换器在输出功率发生变化时具有良好的动态特性。
图11为输出功率Po＝400W，输入电压Vin由90VAC跳变至110VAC时，传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器时域仿真的瞬态波形，其中图11a为输出电压波形，图11b为输入电流波形，图11c为输入电压波形。图示中，采用传统平均电流型控制，当输入电压由90VAC跳变至110VAC时，系统输出电压抬升至450V，需要0.35s系统才能回到稳态，输出电压在380～450V范围内波动。
图12为输出功率Po＝400W，输入电压Vin由110VAC跳变至90VAC时，传统平均电流型控制连续模式boost功率因数校正变换器时域仿真的瞬态波形，其中图12a为输出电压波形，图12b为输入电流波形，图12c为输入电压波形。图示中，采用传统平均电流型控制，当输入电压由110VAC跳变至90VAC时，系统输出电压抬升至360V，需要0.3s系统才能回到稳态，输出电压在360～418V范围内波动。
图13为输出功率Po＝400W，输入电压Vin由90VAC跳变至110VAC时，本发明连续模式boost功率因数校正变换器时域仿真的瞬态波形，其中图13a为输出电压波形，图13b为输入电流波形，图13c为输入电压波形。图示中，采用本发明控制，当输入电压发生由90VAC跳变至110VAC时，系统输出电压无超调，仅需半个工频周期就能回到稳态。
图14为输出功率Po＝400W，输入电压Vin由110VAC跳变至90VAC时，本发明连续模式boost功率因数校正变换器时域仿真的瞬态波形，其中图14a为输出电压波形，图14b为输入电流波形，图14c为输入电压波形。图示中，采用本发明控制，当输入电压发生由110VAC跳变至90VAC时，系统输出电压无超调，仅需半个工频周期就能回到稳态。
由此可见，相较于传统平均电流型连续模式boost功率因数校正变换器，采用本发明进行控制时，变换器在输入电压发生变化时具有良好的动态特性。

Claims (1)

1.一种连续模式boost功率因数校正变换器的控制方法，其特征在于，包括在一个开关周期开始时刻，检测所述连续模式boost功率因数校正变换器的整流输入电压vrec、电感电流iL、输出电压Vo和输出电流Io，并通过峰值检测得到输入电压峰值Vm，计数器开始计数；
计算得到电流参考信号其中Vref为预设的参考电压；
将Vo与Vref进行误差放大得到误差放大信号vEA；
计算得到高功率脉冲的脉宽控制信号与低功率脉冲的脉宽控制信号/>其中，KH为预设的高功率脉冲系数，KL为预设的低功率脉冲系数；
当iL<iref，选择vPH作为有效脉宽控制信号vP；当iL>iref，选择vPL作为有效脉宽控制信号vP；
当0≤count≤vP，数字脉冲宽度调制器输出高电平，当vP<count<vEA，数字脉冲宽度调制器输出低电平；当count＝vEA，计数器清零，进入下一个开关周期；其中，count为计数器的计数值，数字脉冲宽度调制器输出的高电平或低电平信号用于驱动所述连续模式boost功率因数校正变换器的开关管。
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