CN101404446A - 单周期功率因数校正方法 - Google Patents

Abstract

一种单周期功率因数校正方法，基于boost升压电路及系统主控芯片，包括如下步骤：(1)判断是否软启动结束，是则直接进入步骤(2)；否则增加输出电压参考值U_ref，然后进入步骤(2)；(2)根据A/D采样触发时刻读取母线电压采样值U_o和电感电流采样值i_g；(3)计算驱动开关管PWM信号占空比；(4)根据PWM信号占空比，输出PWM信号；(5)根据PWM信号占空比，计算下一次的A/D采样触发时刻；(6)返回步骤(2)。本发明无需使用传统的功率因数校正电路及专用单周期PFC芯片，只需将该方法软件集成在现有系统的主控芯片中，再配合简单的boost升压电路即可实现功率因数校正功能，有效节省成本，同时对采样触发时刻的处理，采样数据更真实，保证系统运行稳定。

Description

单周期功率因数校正方法

技术领域

本发明涉及电源技术领域，尤其涉及基于boost升压电路的单周期功率因数校正方法。

背景技术

为了减少输入谐波电流，需要采用功率因数校正(PFC，Power FactorCorrection)电路，然而，传统功率因数矫正电路技术复杂、设计步骤繁琐、所需元件多、体积大而且成本高，因此设计时其往往要在性能和成本之间进行折衷。

近年来单周期PFC的研究集中于如何简化传统的PFC控制电路结构，避免对输入电压采样和使用复杂的模拟乘法器，单周期的PFC电路很好的解决了这个问题。目前，已经有单周期PFC控制芯片研发成功且被应用，如中国专利200380109048.6号所公开的具有电源开关和升压变流器的单周期控制连续传导模式的PFC升压变流器集成电路。然而，单周期PFC控制芯片虽然简便可靠，但是其使用成本过高。

我们知道，现有的好多系统都是由主控芯片(如DSP等芯片)控制的，而DSP等主控芯片具有强大的软件集成、兼容及处理功能，所以在这样的系统中再使用专用单周期PFC控制芯片，那就是增加成本的同时浪费了自身资源。例如，在空调器领域，针对压缩机的电源广泛地使用了功率因数调节技术，但是压缩机控制主板上已经集成有主控芯片，所以有必要开发相应的技术，避免使用成本高的专用单周期PFC控制芯片。

发明内容

本发明的目的是提供一种单周期功率因数校正方法，可以软件集成在系统主控芯片中，通过配合简单的boost升压电路实现更为有效的单周期PFC控制策略。

上述目的由以下技术方案实现：

一种单周期功率因数校正方法，基于boost升压电路及系统主控芯片，boost升压电路包括交流输入端、整流电路、电感、快恢复二极管、电容器、直流输出端、电感电流采样电路、输出电压采样电路、开关管驱动电路、开关管；其特征在于，该控制方法包括如下步骤：

(1)判断是否软启动结束，是则直接进入步骤(2)；否则增加输出电压参考值U_ref，然后进入步骤(2)；

(2)根据A/D采样触发时刻读取母线电压采样值U_o和电感电流采样值i_g；

(3)计算驱动开关管PWM信号占空比：

根据公式

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1\left(t\right)=\frac{i_g\left(\mathrm{nT}\right)R_s}{u_m\left(\mathrm{nT}\right)}\\ u_2\left(t\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^{t}1\mathrm{d\τ}\end{array}\right.,0\≤t\≤T,0\≤\mathrm{\τ}\≤t$

计算u₁及u₂，其中R_s为等效电流检测电阻，u_m为输出母线电压参考值U_ref与母线电压采样值U_o之差经PI调节器输出的值；获得PWM信号占空比；

(4)根据PWM信号占空比，输出PWM信号；

(5)根据PWM信号占空比，计算下一次的A/D采样触发时刻；

(6)返回步骤(2)。

本发明较现有技术的优点在于：无需使用传统的功率因数校正电路及专用单周期PFC芯片，只需将该方法软件集成在现有系统的主控芯片(如DSP芯片)中，再配合简单的boost升压电路即可实现功率因数校正功能，有效地节省了成本；特别是，本发明通过计算采样触发时刻，避免在开关点附近采样，使得采样数据更真实有效，进而使得PWM控制信号达到最佳效果，保证系统运行稳定。

附图说明

图1为基于boost升压电路的单周期PFC控制系统示意图；

图2为本发明提供的单周期功率因数校正方法的流程图；

图3为本发明提供的单周期功率因数校正方法中所涉及信号u₁、u₂、u_m、PWM控制信号的波形图；

图4为计算PWM控制信号占空比的第一种方式的流程图；

图5为计算PWM控制信号占空比的第二种方式的流程图；

图6为A/D采样时刻计算框图。

具体实施方式

如图1所示，本发明提供的方法是基于boost升压电路和系统主控芯片，其中，boost升压电路属于现有电路，其包括交流输入端、整流电路、电感、升压二极管、电容器、直流输出端、电感电流采样电路、母线电压采样电路、驱动电路、开关管(IGBT或MOSFET)。虚线框部分为集成在主控芯片中对应本发明提供方法的控制模块。

下面结合图1介绍单周期PFC控制的原理。单周期PFC控制的目的就是使电感电流i_g跟随整流后的输入电压波形u_g，同时又要保持输出电压U_o稳定到给定值。假定控制电路已经满足电感电流与输入电压成比例且相位一致，整个变换器可以等效为一个电阻R_e，则：

u_g＝R_ei_g    (1)

其中R_e为PFC变换器的等效电阻，i_g为电感电流瞬时值，u_g为整流后的半波正弦输入电压瞬时值，对于Boost型PFC变换器来说，在一个周期内，其输入电压u_g、输出电压U_o和开关管占空比d的关系为：

u_g＝U_o(1-d)(2)

所以可以得到：

R_ei_g＝U_o(1-d)，定义R_s为PFC变换器中等效电流检测电阻，所以可得到：

$R_s{i}_g=U_o\frac{R_s}{R_e}(1-d)---\left(3\right)$

令 $u_m=U_o\frac{R_s}{R_e}$ 化简可得：

R_si_g＝u_m .    (4)

其中＝1-d为开关管的关断占空比，若占空比可以满足上式，则可以保证电感输入电流i_g与半波正弦输入电压u_g一致。设定变换器的开关周期为T，将其数字离散化，当载波频率远大于电感输入电压的频率时，可认为在一个开关周期内，电感电流以及调节电压基本维持常数。

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1\left(t\right)=i_g\left(T\right)R_s=i_g\left(\mathrm{nT}\right)R_s\\ u_2\left(t\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^t{u}_m\left(\mathrm{nT}\right)\mathrm{d\τ}\end{array}\right.,0\≤t\≤T,0\≤\mathrm{\τ}\≤t---\left(5\right)$

由于公式5中的u_m在不同开关周期内的值是不同的，用系统主控芯片实现比较麻烦，由于在一个开关周期内u_m和i_g的值是固定的，所以对公式5进行改进：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1\left(t\right)=\frac{i_g\left(\mathrm{nT}\right)R_s}{u_m\left(\mathrm{nT}\right)}\\ u_2\left(t\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^{t}1\mathrm{d\τ}\end{array}\right.,0\≤t\≤T,0\≤\mathrm{\τ}\≤t---\left(6\right)$

u₂(t)通过DSP计数器来实现，当u₁(t)＜u₂(t)时开关导通，反之，开关关断。

下面介绍本发明提供单周期功率因数校正方法的具体控制程序。如图2所示，包括如下步骤：

(1)判断是否软启动结束，是则直接进入步骤(2)；否则增加输出电压参考值U_ref(即图2中的“电压指令缓慢增加”)，然后进入步骤(2)；

(2)根据A/D采样触发时刻读取母线电压采样值U_o和电感电流采样值i_g；

(3)计算驱动开关管PWM信号占空比：

根据公式6计算u₁、u₂，u₂由系统主控芯片如DSP的计数器来完成，其中R_s为等效电流检测电阻，u_m为输出母线电压参考值U_ref与母线电压采样值U_o之差经PI调节器输出的值；获得PWM信号占空比；

(4)根据PWM信号占空比，输出PWM信号；

(5)根据PWM信号占空比，计算下一次的A/D采样触发时刻；

(6)返回步骤(2)。

如图3所示：其中曲线1为u₁与u₂比较后产生的脉冲，曲线2为u_m(nT)，曲线3为u₂，曲线4为u₁，可以看出在一个周期内，当u₁小于u₂时，PWM输出高电平，反之输出低电平，如此反复产生脉冲后，使得电感电流i_g跟随整流后的输入电压波形u_g。

本实施例提供两种计算PWM控制信号占空比的方式，上述公式6为实施方式一。图4为实施方式一占空比计算的流程图，其中pr_duty为开关的关断占空比，首先计算u₁的大小，判断u₁是否大于开关的关断占空比最大值1，如果大于1，则pr_duty为最大值1，接着判断该pr_duty是否小于开关的关断占空比最小值0.05，如果小于，pr_duty为最小值0.05，否则pr_duty的值为u₁。图5为实施方式二占空比计算的流程图，其中p_duty为开关的导通占空比，首先计算u₁的大小，判断u₁是否小于开关的导通占空比最小值0，如果小于0，则p_duty为最小值0，接着判断该p_duty是否大于开关的导通占空比最大值0.95，如果大于，p_duty为最大值0.95，否则p_duty的值为u₁。

由于单周期PFC控制在一个开关周期内只进行一次采样，采用该方法时需要注意的是采样点的确定，由于电感电流在开关管开关动作瞬间存在电流尖峰，需要避免在开关点附近采样，否则会引起系统的不稳定，解决方法就是在开关管开通或者关断时间较长的中间时刻进行采样。

图6为A/D采样触发时刻计算框图，其中pr_duty为开关关断占空比，T3CMPR为系统主控芯片一比较寄存器的比较值，T3PER为比较寄存器的周期值，AD_duty为系统主控芯片一通用定时器的输出PWM高电平占空比。首先根据开关信号的占空比来确定开关管的开通时间长短，如果开通时间长，则在开通时间的中间时刻进行采样，如果关断时间长，则在关断时间的中间进行采样。图6中的计算具体为取正中间的时刻，实际上也可以在中间的一段时间内选择，本申请主张在开通或关断时间中间的50％～80％时间段内选择采样点。得到的A/D采样时刻用以触发下一个周期的A/D采样。

Claims (5)

1.一种单周期功率因数校正方法，基于boost升压电路及系统主控芯片，boost升压电路包括交流输入端、整流电路、电感、快恢复二极管、电容器、直流输出端、电感电流采样电路、输出电压采样电路、开关管驱动电路、开关管；其特征在于，该控制方法包括如下步骤：

(1)判断是否软启动结束，是则直接进入步骤(2)；否则增加输出电压参考值U_ref，然后进入步骤(2)；

(2)根据A/D采样触发时刻读取母线电压采样值U_o和电感电流采样值i_g；

(3)计算驱动开关管PWM信号占空比：

根据公式

$\left\{\begin{array}{c}{u}_1\left(t\right)=\frac{i_g\left(\mathrm{nT}\right)R_s}{u_m\left(\mathrm{nT}\right)}\\ u_2\left(t\right)=\frac{1}{T}{\∫}_0^{t}1\mathrm{d\τ}\end{array}\right.,0\≤t\≤T,0\≤\mathrm{\τ}\≤t$

计算u₁及u₂，其中R_s为等效电流检测电阻，u_m为输出母线电压参考值U_ref与母线电压采样值U_o之差经PI调节器输出的值；获得PWM信号占空比；

(4)根据PWM信号占空比，输出PWM信号；

(5)根据PWM信号占空比，计算下一次的A/D采样触发时刻；

(6)返回步骤(2)。

2.如权利要求1所述的单周期功率因数校正方法，其特征在于，步骤(3)中计算PWM控制信号的占空比的具体方法为：判断u₁是否大于开关的关断占空比最大值1，如果大于1，则pr_duty为最大值1，接着判断该pr_duty是否小于开关的关断占空比最小值0.05，如果小于，pr_duty为最小值0.05，否则pr_duty的值为u₁，其中pr_duty为开关的关断占空比。

3.如权利要求1所述的单周期功率因数校正方法，其特征在于，步骤(3)中计算PWM控制信号的占空比的具体方法为：判断u₁是否小于开关的导通占空比最小值0，如果小于0，则p_duty为最小值0，接着判断u₁是否大于开关的导通占空比最大值0.95，如果大于，p_duty为最大值0.95，否则，p_duty的值为u₁，其中p_duty为开关的导通占空比。

4.如权利要求2或3所述的单周期功率因数校正方法，其特征在于，步骤(5)中根据占空比计算下一次的采样触发时刻的具体方法为：首先根据开关信号的占空比来确定开关管的开通时间长短，如果开通时间长，则在开通时间的中间的50％～80％时间段内选择采样点，如果关断时间长，则在关断时间的中间的50％～80％时间段内选择采样点。

5.如权利要求1所述的单周期功率因数校正方法，其特征在于，步骤(3)中的u₂由系统主控芯片的计数器来完成。

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