CN103280964B - 一种功率因数校正电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种功率因数校正电路，属于电力电子领域。该电路包括桥式整流电路、第一功率开关器件、第一二极管、电感、电容、采集单元、以及用于根据采集单元采集的电压和电流，计算占空比，并根据占空比产生第一控制信号的控制单元；桥式整流电路的输入端与电网的输出端相连，桥式整流电路的一个输出端与第一二极管的负极相连，桥式整流电路的另一个输出端与第一功率开关器件的源极相连，第一二极管的正极与第一功率开关器件的漏极相连，第一功率开关器件的栅极与控制单元相连，电感与电容串联后与第一二极管并联，电容的两端用于与负载连接。本发明提供的电路工作可靠性高且校正精度高。

Description

一种功率因数校正电路
技术领域
本发明涉及电力电子领域，特别涉及一种功率因数校正电路。
背景技术
功率因数是交流电路中，电压与电流之间相位差的余弦。目前大多数用电设备中的非线性元件和储能元件的存在，特别是大功率电力电子装置中的非线性元件和储能元件的存在，会对电网输出端造成影响，使电网输出端电流的相位不同于电网输出端电压的相位，进而会降低电网输出端的功率因数。电网输出端功率因数的降低，会造成电力的浪费，因此，通常会在电网输出端设置功率因数校正电路。
现有的功率因数校正电路一般使用电压回路或者电流回路。电压回路中的电压互感器或者电流回路中的电流互感器根据负载(用电设备)的变化，构成对电流的控制机制，通过调整电网输出端的电流波形，使电网输出端的电流波形尽可能相似于电网输出端的电压波形，降低或消除电网输出端电流与电压之间的相位差。
在实现本发明的过程中，发明人发现现有技术至少存在以下问题：
现有的功率因数校正电路采用的电压回路或电流回路是模拟电路，而模拟电路容易受到噪声干扰，并且负载的功率越大，模拟电路越容易受到干扰。因此，对于大功率电力电子设备而言，现有的功率因数校正电路很容易受到噪声干扰，从而降低了功率因数校正精度并影响了功率因数校正电路的工作可靠性。
发明内容
为了解决现有技术存在的功率因数校正电路校正精度低且工作可靠性低的问题，本发明实施例提供了一种功率因数校正电路。所述技术方案如下：
本发明实施例提供了一种功率因数校正电路，所述校正电路包括桥式整流电路、第一功率开关器件、第一二极管、电感、电容，所述桥式整流电路的输入端用于与电网的输出端相连，所述校正电路还包括：
采集单元，用于采集所述校正电路的输入电压、所述校正电路的输出电压和所述电感的电流；以及
控制单元，用于根据所述采集单元采集的所述校正电路的输入电压、所述校正电路的输出电压和所述电感的电流，计算占空比，并根据所述占空比产生第一控制信号，所述第一控制信号用于控制所述第一功率开关器件的通断；
所述桥式整流电路的一个输出端与所述第一二极管的负极相连，所述桥式整流电路的另一个输出端与所述第一功率开关器件的源极相连，所述第一二极管的正极与所述第一功率开关器件的漏极相连，所述第一功率开关器件的栅极与所述控制单元相连，所述电感与所述电容串联后与所述第一二极管并联，所述电容的两端用于与负载连接；
所述控制单元用于，根据以下公式计算所述占空比：
d＝1-(|vi|-v0-(iL'-iL)*(Kp2+Ki2/s))/|vi|，
其中，d为所述占空比，|vi|为所述校正电路的实际输入电压的绝对值，v0为所述校正电路的实际输出电压，iL为所述电感的实际电流，iL'为所述电感的目标电流，Kp2为第二比例系数，Ki2为第二积分系数，1/s表示积分运算；
其中，iL'＝(v0'-v0)*(Kp1+Ki1/s)*|vi|，
其中，iL'为所述电感的目标电流，v0'为所述校正电路的目标输出电压，v0为所述校正电路的实际输出电压，Kp1为第一比例系数，Ki1为第一积分系数，1/s表示积分运算；
所述第二比例系数和所述第二积分系数按照如下公式和公式确定：
w2＝(Ki2/KL)1/2，
ζ2＝Kp2/(2*(KL*Ki2)1/2)，
w2表示电流控制环带宽，ζ2为阻尼比，、KL为所述电感的电感值，Kp2为所述第二比例系数，Ki2为所述第二积分系数，s表示微分运算；
所述第一比例系数和所述第一积分系数按照如下公式和公式确定：
w1＝(|vi|*Ki1/KC)1/2，
ζ1＝(|vi|*Kp1*R+1)/(2*R*(KC*|vi|*Ki1)1/2)，
w1表示电压控制环的带宽，ζ1表示阻尼比，|vi|为所述校正电路的实际输入电压的绝对值，R为负载的等效电阻值，R＝P'2/v0'，P'为所述负载的目标功率，v0'为所述校正电路的目标输出电压，KC为所述电容的电容值，Kp1为所述第一比例系数，Ki1为所述第一积分系数，s表示微分运算。
在本发明的一个实施例中，所述校正电路还包括第二功率开关器件和第二二极管，所述第二功率开关器件的漏极与所述第一二极管的负极相连，所述第二功率开关器件的源极与所述第一二极管的正极相连，所述第二功率开关器件的栅极与所述控制单元相连，所述第二二极管的负极与所述第一功率开关器件的漏极相连，所述第二二极管的正极与所述第一功率开关器件的源极相连。
可选地，所述控制单元还用于，根据所述占空比产生第二控制信号，所述第二控制信号用于控制所述第二功率开关器件的通断，并且当所述第一控制信号为高电平时，所述第二控制信号为低电平，当所述第一控制信号为低电平时，所述第二控制信号为高电平。
优选地，所述控制单元还用于，根据所述占空比输出第二控制信号，所述第二控制信号用于控制所述第二功率开关器件的通断；
当所述第一控制信号为高电平时，所述第二控制信号为低电平；
当所述第一控制信号为低电平时，在所述第一控制信号从高电平转为低电平之后的第一设定时间内，以及在所述第一控制信号从低电平转为高电平时之前的第二设定时间内，所述第二控制信号为低电平；
当所述第一控制信号为低电平时，在除了所述第一设定时间和所述第二设定时间以外的时间内，所述第二控制信号为高电平。
在本发明的另一个实施例中，所述采集单元包括用于采集所述校正电路的输入电压的第一电压传感器、用于采集所述校正电路的输出电压的第二电压传感器、以及用于采集所述电感的电流的电流传感器。
可选地，所述第一功率开关器件为金属氧化层半导体场效晶体管。
在本发明的又一个实施例中，所述控制单元包括数字信号处理芯片和驱动电路，所述数字信号处理芯片用于根据所述采集单元采集的所述校正电路的输入电压、所述校正电路的输出电压、所述电感的电流，计算所述占空比，所述驱动电路用于根据所述数字信号处理芯片计算得到的所述占空比产生所述第一控制信号。
本发明实施例提供的技术方案带来的有益效果是：
通过采集校正电路的输入电压、校正电路的输出电压、电感的电流计算占空比，并根据占空比产生控制第一功率开关器件通断的第一控制信号，对电网输出端的功率因数进行校正，与现有技术中采用电压回路或电流回路进行调节相比，校正电路不易受到噪声干扰，工作可靠性高，功率因数校正精度高。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例一提供的功率因数校正电路的电路图；
图2是本发明实施例一提供的占空比计算公式的原理示意图；
图3是本发明实施例一提供的电感的电流、第一控制信号、以及校正电路的输入电流的波形图；
图4是本发明实施例一提供的校正电路的输入电流和校正电路的输入电压绝对值的波形图；
图5是本发明实施例一提供的电感在轻载时的电流的波形图；
图6是本发明实施例一提供的电感在重载时的电流的波形图；
图7是本发明实施例二提供的功率因数校正电路的电路图；
图8是本发明实施例二提供的第一控制信号和第二控制信号的对比图；
图9是本发明实施例二提供的电感在轻载时的电流的波形图；
图10是本发明实施例二提供的电感在重载时的电流的波形图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。
实施例一
本发明实施例提供了一种功率因数校正电路，参见图1，该校正电路包括：桥式整流电路1、第一功率开关器件VT1、第一二极管VD1、电感L、电容C，桥式整流电路1的输入端用于与电网的输入端相连，该校正电路还包括：采集单元2，用于采集校正电路的输入电压、校正电路的输出电压和电感L的电流；以及控制单元3，用于根据采集单元2采集的校正电路的输入电压、校正电路的输出电压和电感L的电流，计算占空比，并根据占空比产生第一控制信号，第一控制信号用于控制第一功率开关器件VT1的通断；桥式整流电路1的一个输出端与第一二极管VD1的负极相连，桥式整流电路1的另一个输出端与第一功率开关器件VT1的源极相连，第一二极管VD1的正极与第一功率开关器件VT1的漏极相连，第一功率开关器件VT1的栅极与控制单元3相连，电感L与电容C串联后与第一二极管VD1并联，电容C的两端用于与负载连接。其中，电感L可以用于储能，电容C可以用于滤波。
具体地，采集单元2分别与桥式整流电路1、电容C、电感L、以及控制单元3相连。
具体地，第一功率开关器件VT1包括但不限于IGBT(Isolated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极型晶体管)和MOSFET(Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor MOSFET，金属氧化层半导体场效晶体管)。
可选地，采集单元2可以包括用于采集校正电路的输入电压的第一电压传感器、用于采集校正电路的输出电压的第二电压传感器、以及用于采集电感L的电流的电流传感器。第一电压传感器的输入端与桥式整流电路1的输出端相连，第二电压传感器的输入端与电容C的两端相连，电流传感器的输入端与电感L相连，第一电压传感器的输出端、第二电压传感器的输出端以及电流传感器的输出端均与控制单元3相连。
具体地，参见图2，控制单元可以用于，根据以下公式(1)计算占空比：
d＝1-(|vi|-v0-(iL'-iL)*(Kp2+Ki2/s))/|vi|，   (1)
其中，d为占空比，|vi|为校正电路的实际输入电压的绝对值，v0为校正电路的实际输出电压，iL'为电感L的目标电流，iL为电感L的实际电流，Kp2为第二比例系数，Ki2为第二积分系数，1/s表示积分运算。
其中，电感L的目标电流可以根据以下公式(2)获得：
iL'＝(v0'-v0)*(Kp1+Ki1/s)*|vi|，   (2)
其中，iL'为电感L的目标电流，v0'为校正电路的目标输出电压，v0为校正电路的实际输出电压，Kp1为第一比例系数，Ki1为第一积分系数，1/s表示积分运算。
需要说明的是，校正电路的目标输出电压可以根据需要负载情况进行调整。
上述公式(1)的推导过程如下：
参见图1，当第一控制信号为高电平时，第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间导通，第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间的实际电压近似等于0。当第一功率开关器件VT1的控制信号为低电平时，第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间截止，第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间的实际电压近似等于桥式整流电路输出端的电压，即校正电路的实际输入电压的绝对值。因此，第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间的电压、校正电路的输入电压的绝对值、以及占空比之间满足如下公式(3)：
vd＝(1-d)*|vi|，   (3)
其中，vd为第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间的实际电压，d为占空比，|vi|为校正电路的实际输入电压的的绝对值。
参见图2，第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间的目标电压满足如下公式(4)：
vd'＝|vi|-v0-(iL'-iL)*(Kp2+Ki2/s)，   (4)
其中，vd'为第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间的目标电压，|vi|为所述校正电路的实际输入电压的绝对值，v0为所述校正电路的实际输出电压，iL为所述电感的实际电流，iL'为所述电感的目标电流，Kp2为第二比例系数，Ki2为第二积分系数，1/s表示积分运算。
当第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间的实际电压达到第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间的目标电压时，即vd＝vd'，根据公式(3)和公式(4)，可获得占空比的计算公式，即公式(1)。
具体地，第二比例系数和第二积分系数可以按照如下公式(5)和公式(6)确定：
w2＝(Ki2/KL)1/2，   (5)
ζ2＝Kp2/(2*(KL*Ki2)1/2)，   (6)
其中，w2表示电流控制环带宽，可以按照电感L的电流的采用频率的1/10设定，取值范围一般为1000～5000，ζ2为阻尼比，取值优选为0.707，KL为电感L的电感值，Kp2为第二比例系数，Ki2为第二积分系数，s表示微分运算。
上述公式(5)和公式(6)的推导过程：
参见图1，根据基尔霍夫定律，电感L的实际电压满足公式(7)：
vL＝|vi|-v0-vd，   (7)
根据电感的定义，可以得到：
vL＝(1/KL)*(iL/s)，   (8)
其中，vL为电感L的电压，|vi|为校正电路的实际输入电压的绝对值，即桥式整流电路输出端的电压，v0为校正电路的实际输出电压，即电容C的电压，vd为第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间的实际电压，KL为电感L的电感值，iL为电感L的实际电流，1/s表示积分运算。
因此当第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间的实际电压与第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间的目标电压相等时，即vd＝vd'，根据公式(8)、公式(7)和公式(8)，可得公式(9)：
iL/iL'＝(Kp2*s+Ki2)/(KL*s2+Kp2*s+Ki2)，   (9)
其中，iL为电感L的实际电流，iL'为电感L的目标电流，KL为电感L的电感值，Kp2为第二比例系数，Ki2为第二积分系数，1/s表示积分运算。
由公式(9)，容易知道，电感L电流的校正只与三个参数(KL、Kp2和Ki2)有关，与校正电路的实际工作情况无关，校正效果不受电路工作电压和电流的影响。
将公式(9)化成标准形式，可得公式(10)：
iL/iL'＝K2*(s+z2)/(s2+2*ζ2*w2+w2 2)，   (10)
其中，K2、z2、w2、ζ2为校正电感L电流时涉及到的参数，w2为电流控制环的带宽，ζ2为阻尼比，K2＝Kp2/KL，z2＝Ki2/Kp2，w2＝(Ki2/KL)1/2(即公式(3))，ζ2＝Kp2/(2*(KL*Ki2)1/2)(即公式(4))，iL为电感L的实际电流，iL'为电感L的目标电流，KL为电感L的电感值，Kp2为第二比例系数，Ki2为第二积分系数，s表示微分运算。
具体地，第一比例系数和第一积分系数可以按照如下公式(11)和公式(12)确定：
w1＝(|vi|*Ki1/KC)1/2，   (11)
ζ1＝(|vi|*Kp1*R+1)/(2*R*(KC*|vi|*Ki1)1/2)，   (12)
其中，w1表示电压控制环的带宽，可以按照电流控制环带宽的1/5或1/10设定，取值范围一般为100～500，ζ2表示阻尼比，取值优选为0.707，|vi|为校正电路的实际输入电压的绝对值，R为负载的等效电阻值，R＝P'2/v0'，P'为负载的目标功率，v0'为校正电路的目标输出电压，KC为电容C的电容值，Kp1为第一比例系数，Ki1为第一积分系数，s表示微分运算。
上述公式(12)和(13)的推导过程如下：
由于校正电路的实际输出电压满足如下公式(13)：
v0＝(1/KC)*(iL-v0/R)/s，   (13)
其中，v0为校正电路的实际输出电压，KC为电容C的电容值，iL为电感L的实际电流，R为负载的等效电阻值，R＝P'2/v0'，P'为负载的目标功率，v0'为校正电路的目标输出电压，1/s表示积分运算。
因此当电感L的实际电流与电感L的目标电流相等时，根据公式(2)和公式(14)，可得公式(14)：
v0/v0'＝(|vi|*Kp1*s+|vi|*Ki1)*R/(KC*R*s2+(|vi|*Kp1*R+1)*s+|vi|*Ki1)*R)，
(14)
其中，v0为校正电路的实际输出电压，v0'为校正电路的目标输出电压，|vi|为校正电路的实际输入电压的绝对值，R为负载的等效电阻值，R＝P'2/v0'，P'为负载的目标功率，v0'为校正电路的目标输出电压，KC为电容C的电容值，Kp1为第一比例系数，Ki1为第一积分系数，1/s表示积分运算。
由于比例系数与积分系数之间的比值相同时，比例积分的效果相同，如Kp1＝1，Ki1＝2时的校正效果与Kp1＝2，Ki1＝4时的校正效果相同，因此|vi|*Kp1、|vi|*Ki1的校正效果与Kp1、Ki1的校正效果相同，不需要考虑校正电路的实际输入电压的绝对值大小的变化对校正结果的影响。同时，由公式(14)，容易知道，校正电路的输出电压的校正与校正电路的情况无关，校正效果不受电路工作点的影响。
将公式(15)化成标准形式，可得公式(15)：
v0/v0'＝K1*(s+z1)/(s2+2*ζ1*w1+w1 2)，   (15)
其中，K1、z1、w1、ζ1为校正电路输出电压时涉及到的参数，w1为电压控制环的带宽，ζ1为阻尼比，K1＝|vi|*Kp1/KC，z1＝Ki1/Kp1，w1＝(|vi|*Ki1/KC)1/2(即公式(11))，ζ2＝(|vi|*Kp1*R+1)/(2*R*(KC*|vi|*Ki1)1/2)(即公式(12))，v0为校正电路的实际输出电压，v0'为校正电路的目标输出电压，|vi|为校正电路的实际输入电压的绝对值，R为负载的等效电阻值，R＝P'2/v0’，P'为负载的目标功率，v0'为校正电路的目标输出电压，KC为电容C的电容值，Kp1为第一比例系数，Ki1为第一积分系数，s表示微分运算。
需要说明的是，为了避免电流内环的控制与电压外环的控制之间产生干扰，因此一般将电流控制环带宽w2设置为远大于电压控制环带宽w1，如电压控制环的带宽为电流控制环的带宽的1/5或1/10。由于电感L的电流的采样频率一般为10kHz～50kHz，因此一般将电流控制环的带宽设置为1kHz～5kHz，将电压控制环的带宽设置为100Hz～500Hz。
优选地，控制单元3可以包括DSP(Digital Signal Processing，数字信号处理)芯片和驱动电路，DSP芯片用于根据采集单元2采集的校正电路的输入电压、校正电路的输出电压、电感的L电流，计算占空比，驱动电路用于根据DSP芯片计算得到的占空比产生第一控制信号。DSP芯片分别与采集单元2、驱动电路相连，驱动电路与第一功率开关器件VT1的栅极相连。采用DSP芯片计算得到的占空比，与采用比例积分器、乘法器等分立元器件获得的占空比相比，由于DSP芯片的稳定性和抗干扰能力明显高于比例积分器、乘法器等分立元器件，因此采用DSP芯片计算得到的占空比，提高了占空比的可靠性和精度。
具体地，DSP芯片在用于计算占空比之前，可以在DSP芯片中设置校正电路的目标输出电压、第一比例系数、第一积分系数、第二比例系数和第二积分系数。
下面结合图1介绍一下本发明实施例提供的功率因数校正电路的工作原理：
将采集单元2采集的校正电路的输入电压、校正电路的输出电压和电感L的电流输入DSP芯片后，DSP芯片会计算得到占空比，驱动电路根据该占空比产生第一控制信号，以控制第一功率开关器件VT1的通断。通过控制第一功率开关器件VT1的通断，可以控制第一功率开关器件VT的漏极和源极之间的电压，进而控制电感L的电流。当第一控制信号为高电平时，第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间导通，第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间的电压近似等于0，电感L充电，校正电路的输入电流与电感L的电流相等。当第一控制信号为低电平时，第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间截止，第一功率开关器件VT1的漏极和源极之间的电压近似等于桥式整流电路输出端的电压，电感L放电，校正电路的输入电流为0(参见图3)。由于电感L的电流的目标值，是通过将校正电路的实际输出电压与校正电路的目标输出电压的差值等参数，与校正电路的实际输入电压的绝对值相乘(详见公式(2))得到的，因此校正电路的输入电流波形的包络与校正电路的输入电压波形相同(参见图4)，从而完成了校正电路的输入电压与校正电路的输入电流的功率因数的校正。
需要说明的是，当负载为轻载时，即负载电阻的阻值较大，输出功率较小时，在电感L的充放电过程中，电感L的电流(有效值)较小。又根据图1，在VT1导通或截至时，由于第一二极管的单向导通性，电感L的电流只能大于或等于0(图1中电感L的电流以从电容C流向第一场效应管VT1或第一二极管VD1的方向为正)，因此电感L的电流波形有可能不是连续的三角波(参见图5)，此时，需要调整比例系数和积分系数(比如，通过调整第一比例系数和第一积分系数，可以增大电感L的目标电流，进而增大电感L的实际电流)，使电感L的电流波形为连续的三角波，以保证校正电路的正常工作。当负载为重载时，即负载电阻的阻值较小，输出功率较大时，电感L的电流较大，因此电感L的电流有效值比负载为轻载时电感L的电流有效值大，且电感L的电流波形为连续的三角波(参见图6)。
本发明实施例通过采集校正电路的输入电压、校正电路的输出电压、电感的电流计算占空比，并根据占空比产生控制第一功率开关器件通断的第一控制信号，对电网输出端的功率因数进行校正，与现有技术中采用电压回路或电流回路进行调节相比，校正电路不易受到噪声干扰，工作可靠性高，功率因数校正精度高。而且由于电感电流的校正只与三个参数有关，与校正电路的实际工作情况无关，校正效果不受电路工作电压和电流的影响，因此本发明在负载为轻载时和负载为重载时都能有很好的控制效果，可通过调节比例系数和积分系数，使校正电路适用于各种负载，提高了校正电路的适用范围，通用性强、结构简单。另外，校正电路的目标输出电压可以根据负载情况进行调整，从而使校正电路可以获得最佳校正效率，进而提高了整个校正电路的效率。
实施例二
本发明实施例提供了一种功率因数校正电路，本实施例与实施例一相比，不同之处在于，在本实施例中，参见图7，该校正电路还包括第二功率开关器件VT2和第二二极管VD2，第二功率开关器件VT2的漏极与第一二极管VD1的负极相连，第二功率开关器件VT2的源极与第一二极管VD1的正极相连，第二功率开关器件VT2的栅极与控制单元3相连，第二二极管VD2的负极与第一功率开关器件VT1的漏极相连，第二二极管VD2的正极与第一功率开关器件VT1的源极相连。
可选地，第二功率开关器件VT2包括但不限于IGBT和MOSFET。
在本实施例的一种实现方式中，控制单元3还可以用于，根据占空比产生第二控制信号，第二控制信号用于控制第二功率开关器件VT2的通断，并且当第一控制信号为高电平时，第二控制信号为低电平，当第一控制信号为低电平时，第二控制信号为高电平。
在本实施例的另一种实现方式中，参见图8，控制单元3还可以用于，根据占空比产生第二控制信号，第二控制信号用于控制第二功率开关器件VT2的通断。当第一控制信号为高电平时，第二控制信号为低电平；当第一控制信号为低电平时，在第一控制信号从高电平转为低电平之后的第一设定时间t1内，以及第一控制信号从低电平转为高电平时之前的第二设定时间t2内，第二控制信号为低电平；当第一控制信号为低电平时，在除了第一设定时间t1和第二设定时间t2以外的时间内，第二控制信号为高电平。通过设置第一设定时间t1和第二设定时间t2，可以防止出现第一功率开关器件VT1和第二功率开关器件VT2由于控制信号的延时等原因造成整流电桥的两个输出端之间短路。
可选地，第一设定时间t1可以等于第二设定时间t2。
需要说明的是，在本实施例中，当负载为轻载时，即负载电阻的阻值较大，输出功率较小时，在电感L的充放电过程中，电感L的电流较小。又根据图7，由于第二功率开关器件VT2和第二二极管VD2的存在，并且第二功率开关器件VT2的导通时间和截止时间基本与第一功率开关器件VT1相反，电感L电流可以小于0(图7中电感L的电流以从电容C流向第一场效应管VT1或第一二极管VD1的方向为正)，因此电感L的电流波形是连续的三角波(参见图9)。当负载为重载时，即负载电阻的阻值较小，输出功率较大时，电感L的电流较大，因此电感L的电流有效值是比负载为轻载时电感L的电流有效值大，且电感L的电流波形为连续的三角波(参见图10)。由于电感L的电流可以小于0，因此当负载为轻载时，控制单元3不需要调节比例系数和积分系数，就可以使电感L电流的有效值较小且电感L的电流为连续的三角波，以使校正电路正常工作。
本发明实施例通过采集校正电路的输入电压、校正电路的输出电压、电感的电流计算占空比，并根据占空比产生控制第一功率开关器件通断的第一控制信号，对电网输出端的功率因数进行校正，与现有技术中采用电压回路或电流回路进行调节相比，校正电路不易受到噪声干扰，工作可靠性高，功率因数校正精度高。而且由于电感电流的校正只与三个参数有关，与校正电路的实际工作情况无关，校正效果不受电路工作电压和电流的影响，因此本发明在负载为轻载时和负载为重载时都能有很好的控制效果，通用性强、结构简单。另外，校正电路的目标输出电压可以根据负载情况进行调整，从而使校正电路可以获得最佳校正效率，进而提高了整个校正电路的效率。
上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种功率因数校正电路，所述校正电路包括桥式整流电路、第一功率开关器件、第一二极管、电感、电容，所述桥式整流电路的输入端用于与电网的输出端相连，其特征在于，所述校正电路还包括：
采集单元，用于采集所述校正电路的输入电压、所述校正电路的输出电压和所述电感的电流；以及
控制单元，用于根据所述采集单元采集的所述校正电路的输入电压、所述校正电路的输出电压和所述电感的电流，计算占空比，并根据所述占空比产生第一控制信号，所述第一控制信号用于控制所述第一功率开关器件的通断；
所述桥式整流电路的一个输出端与所述第一二极管的负极相连，所述桥式整流电路的另一个输出端与所述第一功率开关器件的源极相连，所述第一二极管的正极与所述第一功率开关器件的漏极相连，所述第一功率开关器件的栅极与所述控制单元相连，所述电感与所述电容串联后与所述第一二极管并联，所述电容的两端用于与负载连接；
所述控制单元用于，根据以下公式计算所述占空比：
d＝1-(|vi|-v0-(iL'-iL)*(Kp2+Ki2/s))/|vi|，
其中，d为所述占空比，|vi|为所述校正电路的实际输入电压的绝对值，v0为所述校正电路的实际输出电压，iL为所述电感的实际电流，iL'为所述电感的目标电流，Kp2为第二比例系数，Ki2为第二积分系数，1/s表示积分运算；
其中，iL'＝(v0'-v0)*(Kp1+Ki1/s)*|vi|，
其中，iL'为所述电感的目标电流，v0'为所述校正电路的目标输出电压，v0为所述校正电路的实际输出电压，Kp1为第一比例系数，Ki1为第一积分系数，1/s表示积分运算；
所述第二比例系数和所述第二积分系数按照如下公式和公式确定：
w2＝(Ki2/KL)1/2，
ζ2＝Kp2/(2*(KL*Ki2)1/2)，
w2表示电流控制环带宽，ζ2为阻尼比，KL为所述电感的电感值，Kp2为所述第二比例系数，Ki2为所述第二积分系数，s表示微分运算；
所述第一比例系数和所述第一积分系数按照如下公式和公式确定：
w1＝(|vi|*Ki1/KC)1/2，
ζ1＝(|vi|*Kp1*R+1)/(2*R*(KC*|vi|*Ki1)1/2)，
w1表示电压控制环的带宽，ζ1表示阻尼比，|vi|为所述校正电路的实际输入电压的绝对值，R为负载的等效电阻值，R＝P'2/v0'，P'为所述负载的目标功率，v0'为所述校正电路的目标输出电压，KC为所述电容的电容值，Kp1为所述第一比例系数，Ki1为所述第一积分系数，s表示微分运算。
2.根据权利要求1所述的校正电路，其特征在于，所述校正电路还包括第二功率开关器件和第二二极管，所述第二功率开关器件的漏极与所述第一二极管的负极相连，所述第二功率开关器件的源极与所述第一二极管的正极相连，所述第二功率开关器件的栅极与所述控制单元相连，所述第二二极管的负极与所述第一功率开关器件的漏极相连，所述第二二极管的正极与所述第一功率开关器件的源极相连。
3.根据权利要求2所述的校正电路，其特征在于，所述控制单元还用于，根据所述占空比产生第二控制信号，所述第二控制信号用于控制所述第二功率开关器件的通断，并且当所述第一控制信号为高电平时，所述第二控制信号为低电平，当所述第一控制信号为低电平时，所述第二控制信号为高电平。
4.根据权利要求2所述的校正电路，其特征在于，所述控制单元还用于，根据所述占空比输出第二控制信号，所述第二控制信号用于控制所述第二功率开关器件的通断；
当所述第一控制信号为高电平时，所述第二控制信号为低电平；
当所述第一控制信号为低电平时，在所述第一控制信号从高电平转为低电平之后的第一设定时间内，以及在所述第一控制信号从低电平转为高电平时之前的第二设定时间内，所述第二控制信号为低电平；
当所述第一控制信号为低电平时，在除了所述第一设定时间和所述第二设定时间以外的时间内，所述第二控制信号为高电平。
5.根据权利要求1-4任一项所述的校正电路，其特征在于，所述采集单元 包括用于采集所述校正电路的输入电压的第一电压传感器、用于采集所述校正电路的输出电压的第二电压传感器、以及用于采集所述电感的电流的电流传感器。
6.根据权利要求1-4任一项所述的校正电路，其特征在于，所述第一功率开关器件为金属氧化层半导体场效晶体管或者绝缘栅双极型晶体管。
7.根据权利要求1-4任一项所述的校正电路，其特征在于，所述控制单元包括数字信号处理芯片和驱动电路，所述数字信号处理芯片用于根据所述采集单元采集的所述校正电路的输入电压、所述校正电路的输出电压、所述电感的电流，计算所述占空比，所述驱动电路用于根据所述数字信号处理芯片计算得到的所述占空比产生所述第一控制信号。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106033927A (zh) 2015-03-18 2016-10-19 台达电子工业股份有限公司 工频电流变换器及其控制方法
FR3092171B1 (fr) * 2019-01-29 2021-04-30 Ateq Système de détection de fuite par gaz traceur et utilisation correspondante.

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN201134750Y (zh) * 2007-10-08 2008-10-15 薛晓明 单级llc串联谐振ac/dc变换器
CN101404446A (zh) * 2008-11-11 2009-04-08 珠海格力电器股份有限公司 单周期功率因数校正方法
CN102684492A (zh) * 2012-05-11 2012-09-19 杭州电子科技大学 一种高功率因数变换器
CN102931828A (zh) * 2012-08-31 2013-02-13 杭州士兰微电子股份有限公司 功率因数校正电路及改善功率因数的方法
CN202818089U (zh) * 2012-08-31 2013-03-20 杭州士兰微电子股份有限公司 功率因数校正电路
CN202840936U (zh) * 2012-06-29 2013-03-27 珠海格力电器股份有限公司 功率因数校正电路以及开关电源

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN201134750Y (zh) * 2007-10-08 2008-10-15 薛晓明 单级llc串联谐振ac/dc变换器
CN101404446A (zh) * 2008-11-11 2009-04-08 珠海格力电器股份有限公司 单周期功率因数校正方法
CN102684492A (zh) * 2012-05-11 2012-09-19 杭州电子科技大学 一种高功率因数变换器
CN202840936U (zh) * 2012-06-29 2013-03-27 珠海格力电器股份有限公司 功率因数校正电路以及开关电源
CN102931828A (zh) * 2012-08-31 2013-02-13 杭州士兰微电子股份有限公司 功率因数校正电路及改善功率因数的方法
CN202818089U (zh) * 2012-08-31 2013-03-20 杭州士兰微电子股份有限公司 功率因数校正电路

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
双电流环交替控制的单相升-降压功率因数校正变换器研究;毛鹏 等;《中国电机工程学报》;20121230;第32卷;第217页至第222页 *

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