TWI666862B - Power factor correction circuit, control method and controller - Google Patents

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Abstract

本發明公開了一種功率因數校正電路、控制方法和控制器，藉由根據測量的功率因數調整電流基準訊號，可以對電磁干擾濾波器造成的輸入交流電相位變化進行補償，最大化功率因數，從而不需要針對特定的電磁干擾濾波器參數進行預先計算和設計，就可以有效提升功率因數，進而提升系統效率。

Description

功率因數校正電路、控制方法和控制器
本發明涉及電力電子技術，具體涉及一種功率因數校正電路、控制方法和控制器。
功率因數(Power Factor，PF)是電壓與電流之間的相位差的餘弦，也可表示為有效功率和視在功率的比值。功率因數是用來衡量用電設備用電效率的參數，低功率因數代表低電力效能。藉由進行功率因數校正(Power Factor Correction，PFC)操作，可以消除或減小電壓和電流之間的相位差，從而提高系統的功率因數，提高有功功率的傳輸效率，改善電網環境。
有源功率因數校正電路通常依靠快速的輸入電流閉環調節，使得輸入電流能夠即時跟蹤正弦的交流輸入電壓，從而達成功率因數校正的目的。在交流輸入側通常會設置電磁干擾(EMI)濾波器以增強電路的抗干擾能力。這會導致功率因數的降低，在半載或輕載的條件下影響尤為明顯。
現有的技術方案通常需要在設計階段針對所可能採用的AC側電磁干擾濾波器進行對應的容性電流補償控制策 略，從而實現在PFC電路在不同負載條件下都能獲得較好的表現。容性電流補償需要做針對性的預先設定和計算，不具有通用性。
有鑑於此，本發明提出一種功率因數校正電路、控制方法和應用所述控制方法的控制器，以藉由較為普適的方法減低電磁干擾濾波器對於功率因數校正電路的負面影響。
第一態樣，提供一種功率因數校正電路，包括：功率計，用於測量輸入埠的功率因數；開關型調節器，受控於開關控制訊號調節輸入交流電的功率因數；電磁干擾濾波器，設置於所述開關型調節器和輸入埠之間；以及，控制器，被配置為產生開關控制訊號控制所述開關型調節器，其中，所述控制器根據測量的功率因數調整電流基準訊號以最大化功率因數，所述電流基準訊號用於表徵預定的電感電流。
較佳地，所述控制器被配置為控制所述開關型調節器的電感電流趨向於所述預定的電感電流。
較佳地，所述控制器被配置為將電流基準訊號延遲一偏移時間，並根據延遲後的電流基準訊號控制所述開關型調節器的電感電流，所述偏移時間根據測量的功率因數獲 得。
較佳地，所述偏移時間根據如下公式計算獲得：
其中，Td為所述偏移時間，PF為測量的功率因數，T為輸入交流電的週期。
較佳地，所述控制器被配置為在輸入交流電流過零開始持續所述偏移時間的時間段內將所述電流基準訊號設置為零。
第二態樣，提供一種控制方法，用於控制進行功率因數校正的開關型調節器，所述方法包括：根據測量的功率因數調整電流基準訊號以最大化功率因數，所述電流基準訊號用於表徵預定的電感電流。
較佳地，所述方法還包括：控制所述開關型調節器的電感電流趨向於所述預定的電感電流。
較佳地，根據測量的功率因數調整電流基準訊號包括：將電流基準訊號延遲一偏移時間，所述偏移時間根據測量的功率因數獲得。
較佳地，所述偏移時間根據如下公式計算獲得：
其中，Td為所述偏移時間，PF為測量的功率因數，T為輸入交流電的週期。
較佳地，所述調整電流基準訊號還包括：在輸入交流電流過零開始持續偏移時間的時間段內將所述電流基準訊號設置為零。
第三態樣，提供一種控制器，包括：處理器；用於儲存處理器可執行指令的記憶體；其中，所述處理器被配置為適於如上所述的方法。
本發明實施例的技術方案藉由根據測量的功率因數調整電流基準訊號，可以對電磁干擾濾波器造成的輸入交流電相位變化進行補償，最大化功率因數，從而不需要針對特定的電磁干擾濾波器參數進行預先計算和設計，就可以有效提升功率因數，進而提升系統效率。
1‧‧‧整流電路
2‧‧‧開關型調節器
3‧‧‧電磁干擾濾波器
4‧‧‧功率計
5‧‧‧控制器
51‧‧‧減法器
52‧‧‧電壓補償模組
53‧‧‧乘法器
54‧‧‧減法器
55‧‧‧電流補償模組
56‧‧‧PWM產生模組
61‧‧‧功率因數補償模組
510-530‧‧‧步驟
藉由以下參照圖式對本發明實施例的描述，本發明的上述以及其它目的、特徵和優點將更為清楚，在圖式中：圖1是本發明實施例的功率因數校正電路的功率級的示意圖；圖2是本發明實施例的功率因數校正電路的功率級的等效電路圖；圖3是採用現有技術的控制方式時功率因數校正電路的功率級的工作波形圖；圖4是本發明實施例的功率因數校正電路的示意圖；圖5是現有技術的控制器的資料流程向圖；圖6是本發明實施例的控制器的資料流程向圖；圖7是本發明實施例的控制方法的流程圖；圖8是本發明實施例的功率因數校正電路的工作波形圖；圖9是本發明實施例的一個較佳實施方式的工作波形圖。
以下基於實施例對本發明進行描述，但是本發明並不僅僅限於這些實施例。在下文對本發明的細節描述中，詳盡描述了一些特定的細節部分。對本領域技術人員來說沒有這些細節部分的描述也可以完全理解本發明。為了避免混淆本發明的實質，習知的方法、過程、流程、元件和電路並沒有詳細敘述。
此外，本領域普通技術人員應當理解，在此提供的圖式都是為了說明的目的，並且圖式不一定是按比例繪製的。
同時，應當理解，在以下的描述中，“電路”是指由至少一個元件或子電路藉由電性連接或電磁連接構成的導電回路。當稱元件或電路“連接到”另一元件或稱元件/電路“連接在”兩個節點之間時，它可以是直接耦接或連接到另一元件或者可以存在中間元件，元件之間的連接可以是物理上的、邏輯上的、或者其結合。相反，當稱元件“直接耦接到”或“直接連接到”另一元件時，意味著兩者不存在 中間元件。
除非上下文明確要求，否則整個說明書和申請專利範圍中的“包括”、“包含”等類似詞語應當解釋為包含的含義而不是排他或窮舉的含義；也就是說，是“包括但不限於”的含義。
在本發明的描述中，需要理解的是，術語“第一”、“第二”等僅用於描述目的，而不能理解為指示或暗示相對重要性。此外，在本發明的描述中，除非另有說明，“多個”的含義是兩個或兩個以上。
圖1是本發明實施例的功率因數校正電路的功率級的示意圖。如圖1所示，功率級包括整流電路1、開關型調節器2和電磁干擾(EMI)濾波器3。整流電路1用於將輸入源AC輸入的交流電Iac轉換為直流電。整流電路1可以採用各種現有的整流電路來實現，例如半橋整流電路或全橋整流電路。開關型調節器2受控於開關控制訊號Q進行功率因數校正。在圖1中，以採用升壓型拓撲(BOOST)的開關型調節器2為例進行說明。但是，本領域技術人員容易理解，開關型調節器2也可以替換為其它的拓撲，包括但不限於降壓型拓撲(BUCK)、升降壓型拓撲(BUCK-BOOST)以及返馳型拓撲(FLYBACK)等。在本實施例中，開關型調節器2包括用於儲能的電感L1、開關M、二極體D1和電容Cout。其中，電感L1連接在輸入端和中間端m之間。開關M連接在中間端m和接地端之間。二極體D1連接在中間端m和輸出端之間， 用於對來自電感的電流進行整流。電容Cout連接在輸出端和接地端之間，用於對輸出電壓進行濾波。開關M受控於開關控制訊號Q在導通和關斷之間切換，從而控制電感電流的變化，以主動方式校正功率因數。
其中，電磁干擾濾波器3設置在整流電路1和交流輸入埠AC之間，用於防止開關型調節器1中的開關高頻切換對交流電網產生干擾。電磁干擾濾波器3可以包括一對共模電感和一對差模電感以及連接在電感的端點之間的電容C1-C3。由於電磁干擾濾波器3中的電感對於輸入電流相位沒有影響，因此，可以將電磁干擾濾波器3等效為一個電容Cemi。其中，電容Cemi的電容值等於電容C1-C3的電容值之和。由此，圖1所示的功率級可以簡化為圖2所示的等效電路。對於圖2所示的等效電路，輸入交流電流Iac一部分流向整流電路1，另一部分被電容Cemi分流。同時，由於整流電路1並不改變交流電的幅值，因此，電感電流IL滿足IL=|Iac-Ic|。應理解，電磁干擾濾波器3並不限於圖1所示的結構，本發明實施例的方案可以適用於對任何其它結構的電磁干擾濾波器導致的功率因數下降進行補償。
對於圖2所示的等效電路，由於在輸入端並聯了電容Cemi，使得輸入電流Iac的相位超前於輸入電壓Vac。圖3是採用現有技術的控制方式時功率因數校正電路的功率級的工作波形圖。在圖3中，電流基準訊號Iref與功率因數校正電路的輸入交流電壓Vac的絕對值|Vac|(也即， Vin)的相位和形狀相同。同時，由電容Cemi分流的電流Ic的相位超前交流電壓Vac90度。由於：
因此，輸入交流電流Iac的相位超前於輸入電流電壓Vac，如果不針對這種相位超前進行補償，則輸入埠的電流Iac會超前電壓Vac一個與電容Cemi相關的相位差Φ。由於電流Ic的值只與電容Cemi的容值以及輸入交流電壓Vac成正比，因此，對於一個設置有固定參數的電磁干擾濾波器且輸入交流電壓不變的功率因數校正電路，功率越小時，電感電流IL越小，輸入交流電流Iac的相位越接近於電流Ic的相位。這使得這類功率因數校正電路中，負載越輕，功率因數的表現越差。
同時，對於不同的應用場景和產品，根據電路設計的需要所設置的電磁干擾濾波器3的電路參數往往並不是固定不變的，這使得相位Φ也會隨著電路參數的變化而變化。現有技術必須在電磁干擾濾波器3的參數確定後才能對由其導致的功率因數下降進行補償。
圖4是本發明實施例的功率因數校正電路的示意圖。如圖4所示，本實施例的功率因數校正電路包括整流電路1、開關型調節器2、電磁干擾濾波器3、功率計4和控制器5。其中，整流電路1用於將交流電轉換為直流電。開關型調節器2受控於開關控制Q進行功率因數校正。電磁干擾濾波器3設置在整流電路1的交流側和輸入埠之間，用於隔離開關型調節器2和交流輸入埠AC。功率計4連接在交流輸入埠，用於測量輸入埠的功率因數PF。控制器5接收來自開關型調節器的電感電流採樣訊號SIL、輸入電壓採樣訊號SVin和輸出電壓採樣訊號SVout以及測量的功率因數PF來產生開關訊號Q以消除由於設置電磁干擾濾波器3導致的交流電流和交流電壓相位不同步，並進而最大化功率因數。其中，電感電流採樣訊號SIL用於表徵開關型調節器2的電感電流IL。輸入電壓採樣訊號SVin用於表徵開關型調節器2的輸入電壓Vin。輸出電壓採樣訊號SVout用於表徵開關型調節器2的輸出電壓Vout。控制器5被配置為控制開關型調節器2的電感電流趨向於由電流基準訊號Iref表徵的預期電感電流，從而影響輸入埠的交流電，進行功率因數校正操作。在本實施例中，控制器5被配置為根據測量的功率因數PF調整表徵預定的電感電流的電流基準訊號Iref以最大化功率因數。在本實施例中，對於電流基準訊號Iref的調整手段首先是調整相位。
圖5是現有技術的控制器的資料流程向圖。如圖5所示，控制器藉由閉環控制來控制電感電流IL。其中，藉由電壓環路來控制輸出電壓Vout，進而藉由電流環路來控制電感電流IL。在現有技術中，藉由減法器51獲取輸出電壓採樣訊號SVout和電壓基準訊號Vref差值，進而藉由電壓補償模組52輸出補償訊號Vcmp。藉由乘法器53將補償訊號Vcmp與輸入電壓採樣訊號Vin相乘。將乘 法器53輸出的乘積訊號作為電流基準訊號Iref輸入到減法器54，減法器54獲取電流基準訊號Iref和電感電流採樣訊號SIL的差值，並經由電流補償模組55輸出表徵所需占空比的訊號D。PWM產生模組56根據表徵所需占空比的訊號D產生開關控制訊號Q。對於另外引入的電磁干擾濾波器，現有技術無法在不知道電磁干擾濾波器電路參數的前提下對其導致的功率因數下降進行補償。
如果依據現有的方法產生的電流基準訊號來對開關型變換器2進行控制，由於其他因素導致的功率因數下降已經被補償，輸入埠的功率因數主要由電磁干擾濾波器引入的相位偏移Φ導致。該相位偏移可以根據測量的功率因數PF計算。因此，控制器5可以根據功率因數PF計算獲得相位差，並據此對電流基準訊號Iref的相位進行控制，以補償電磁干擾濾波器引入的相位差。具體地，在基波電流的有效值與總電流有效值相等的假設前提下，PF=cos ，PF為電路的功率因數，Φ為輸入電壓和輸入電流之間的相位差。在可以藉由功率計4測量功率因數PF時，可以藉由如下公式計算相位差Φ，即：
進一步地，可以計算獲得相位差對應的絕對偏移時間：
其中，Td為所述偏移時間，PF為測量的功率因數，T為輸入交流電的週期。
由此，控制器5可以對基於任何現有方式產生的電流基準訊號延遲上述偏移時間Td，從而普適性地最大化電路的功率因數。
圖6是本實施例的控制器的資料流程向圖。如圖6所示，控制器除了設置有減法器51、電壓補償模組52、乘法器53、減法器54、電流補償模組55以及PWM產生模組56外，還設置有功率因數補償模組61。其中，減法器51根據輸出電壓採樣訊號SVout和電壓基準訊號Vref獲取兩者差值，進而藉由電壓補償模組52輸出補償訊號Vcmp。乘法器53將輸入電壓採樣訊號SVin與補償訊號Vcmp相乘，將乘積輸出到功率因數補償模組61。功率因數補償模組61根據測量的功率因數PF基於如上所述公式計算獲得偏移時間Td，並將乘積訊號延遲偏移時間Td後作為電流基準訊號Iref輸出到減法器54。減法器54計算電流基準訊號Iref和電感電流採樣訊號SIL的差值，並進而藉由電流補償模組55輸出表徵開關控制訊號占空比的訊號D。PWM產生模組56基於訊號D產生對應的開關控制訊號Q對開關型調節器進行控制。
圖7是本發明實施例的控制方法的流程圖。該流程可以由功率因數補償模組61執行。如圖7所示，所述方法包括：
步驟S510、讀取功率因數PF。
具體地，藉由與功率計連接的數位或類比埠獲取功率因數PF。
步驟S520、根據功率因數PF計算偏移時間Td。
步驟S530、根據偏移時間延遲電流基準訊號，基於延遲後的電流基準訊號控制電感電流。
由於可以直接測量回饋的功率因數來進行控制，因此，本實施例的控制器不需要考慮電路中個零部件的參數，而可以普適性地對各種不同裝置或子電路導致的功率因數下降來進行補償。
應理解，上述方法、過程、單元和模組可以是實體電路或裝置來實現，也可以具體化為代碼和/或資料，該代碼和/或資料可儲存在可讀儲存介質中。處理器讀取並執行上述代碼和/或資料時，處理器執行具體化為資料結構和代碼並儲存於可讀儲存介質內的方法和過程。
本發明中所述的控制器可藉由多種方式來實現。例如，這些技術可以用硬體、韌體、軟體或它們結合的方式來實現。對於硬體實現，在接收站處用於速率控制的處理單元可以實現在一個或多個專用積體電路(ASIC)、數位訊號處理器(DSP)、數位訊號處理裝置(DSPD)、可程式化邏輯裝置(PLD)、現場可程式化閘陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、用於執行本發明所述功能的其它電子單元或其組合中。
對於韌體或軟體實現，速率控制技術可用執行本申請所述功能的模組(例如，過程、函數等)來實現。這些軟體代碼可以儲存在記憶體中，並由處理器執行。記憶體可以實現在處理器內，也可以實現在處理器外，在後一種情況 下，它經由各種手段可通信地連接到處理器，這些都是本領域中所習知的。
以下結合工作波形圖來說明本發明實施例。
圖8是本發明實施例的功率因數校正電路的工作波形圖。如圖8所示，在輸入埠設置有含有電容的電磁干擾濾波器時，輸入交流電流Iac總是超前於輸入交流電壓Vac。控制器5需要控制開關型變換器2將電感電流IL延遲偏移時間Td。圖中，Iac_origin為不進行補償時的輸入交流電流，Iac_new為進行補償後的輸入交流電流。IL(t-Td)為被延遲的電感電流。可見，在未進行補償時，Iac_origin超前輸入交流電壓Vac一個偏移時間Td。藉由將電流基準訊號Iref在Vac的基礎上延遲偏移時間Td，藉由電流環路控制可以使得電感電流被延遲，最後得到輸入電流Iac_new滿足：
得到的輸入電流Iac_new相位仍然超前於輸入交流電流Vac，但是相位差大大減小，功率因數提高。由於功率校正電路在負載越輕時相位差越大，因此，本實施例的電路和控制方法在負載越輕時效果越好。
圖9是本發明實施例的一個較佳實施方式的實際工作波形圖。如圖9所示，由於電感電流IL被延遲後滯後於輸入交流電壓Vac，如果認為補償後的輸入交流電流Iac與輸入交流電流相位近似相同，則每個交流週期中存在兩 個時間長度為Td的時間段，即兩個從輸入交流電流Iac過零到電感電流過零的時間段(圖中t1-t2時間段以及t3-t4時間段)。在這兩個時間段期間，輸入整流電路1的電流等於|Iac|-|Ic|<0，由於整流電路1的整流功能，電感電流不能為負，因此，在此期間電感電流IL保持為零。
由於這一現象的存在，在對應的較佳實施方式中，控制器5被配置為在輸入交流電流過零開始持續偏移時間Td的時間段內將所述電流基準訊號設置為零。也即，控制器5在調節電流基準訊號時，需要輸入交流電流過零至電感電流過零的時間段內控制使得電流基準訊號Iref為零，以防止電流環輸出飽和。輸入交流電流過零的檢測可以藉由對輸入交流電流的檢測或輸入交流電壓(假設其與輸入交流電流相位相同)的檢測獲得。在這樣的控制方式下的工作波形如圖9所示，回應於電流基準訊號Iref的控制和整流電路的影響，電感電流IL在每個週期中的兩個時長為Td的時間段內為零，進而使得輸入交流電Iac在對應的時間段內保持為相對恒定的值(等於電流Ic)，在波形上形成一個正弦上突出的臺階。這雖然會對於功率因數有一定的影響，但是，相對於不進行電流基準訊號的延遲來說，功率因數大大提高。
本發明實施例的技術方案藉由根據測量的功率因數調整電流基準訊號，可以對電磁干擾濾波器造成的輸入交流電相位變化進行補償，最大化功率因數，從而不需要針對特定的電磁干擾濾波器參數進行預先計算和設計，就可以 有效提升功率因數，進而提升系統效率。
以上所述僅為本發明的較佳實施例，並不用於限制本發明，對於本領域技術人員而言，本發明可以有各種改動和變化。凡在本發明的精神和原理之內所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。

Claims (9)

  1. 一種功率因數校正電路，包括：功率計，用於測量輸入埠的功率因數；開關型調節器，受控於開關控制訊號調節其電感電流；電磁干擾濾波器，設置於該開關型調節器和輸入埠之間；以及，控制器，被配置為產生該開關控制訊號控制該開關型調節器，其中，該控制器根據測量的功率因數調整電流基準訊號以最大化功率因數，該電流基準訊號用於表徵預定的電感電流，其中，該控制器被配置為控制該開關型調節器的電感電流趨向於該預定的電感電流。
  2. 根據請求項1所述的功率因數校正電路，其中，該控制器被配置為將電流基準訊號延遲一偏移時間，並根據延遲後的電流基準訊號控制該開關型調節器的電感電流，該偏移時間根據測量的功率因數而獲得。
  3. 根據請求項2所述的功率因數校正電路，其中，該偏移時間根據如下公式計算獲得：其中，Td為該偏移時間，PF為測量的功率因數，T為輸入交流電的週期。
  4. 根據請求項2所述的功率因數校正電路，其中，該控制器被配置為在輸入交流電流過零開始持續該偏移時間的時間段內將該電流基準訊號設置為零。
  5. 一種功率因數校正電路的控制方法，用於控制進行功率因數校正的開關型調節器，該方法包括：根據測量的功率因數調整電流基準訊號以最大化功率因數，該電流基準訊號用於表徵預定的電感電流，其中，該方法還包括：控制該開關型調節器的電感電流趨向於該預定的電感電流。
  6. 根據請求項5所述的方法，其中，根據測量的功率因數調整電流基準訊號包括：將電流基準訊號延遲一偏移時間，該偏移時間根據測量的功率因數而獲得。
  7. 根據請求項6所述的方法，其中，該偏移時間根據如下公式計算獲得：其中，Td為該偏移時間，PF為測量的功率因數，T為輸入交流電的週期。
  8. 根據請求項6所述的方法，其中，該調整電流基準訊號還包括：在輸入交流電流過零開始持續偏移時間的時間段內將該電流基準訊號設置為零。
  9. 一種功率因數校正電路的控制器，包括：處理器；用於儲存處理器可執行指令的記憶體；其中，該處理器被配置為適於執行如請求項5-8中任一項所述的方法。
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