CN112152442A - 具有dcm/ccm算法的功率因数校正器电路 - Google Patents

具有dcm/ccm算法的功率因数校正器电路 Download PDF

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Abstract

功率因数校正器电路和操作所述功率因数校正器电路的方法包括功率因数校正器，所述功率因数校正器可在最小值和最大值之间的工作频率内以传导模式操作。测得的变量k1可以定义为电流纹波设置的峰值电流Ipeakh减去峰值电流Ipeakl的预定电平与设置成一次和二次行程间隔和所得时间周期之间的比率的变量a之间的关系。

Description

具有DCM/CCM算法的功率因数校正器电路
技术领域
涉及具有使用电流纹波和开关间隔之间的关系的DCM/CCM算法的功率因数校正器电路。
背景技术
通用交流(AC)电源(“市电电源”或“市电电力”或简称“市电”)可能需要转换为直流(DC)电源，以供多种消费设备使用。电源管理系统可以使用诸如电感器、二极管、电容器、变压器和其它开关(例如，结场效应晶体管、金属氧化物半导体场效应晶体管等)之类的元件，以低功耗将来自主电源的交流电源转换成直流电源。
通过关注从主电源引出的电流的谐波以及市电电压和从主电源引出的电流之间的相位关系，可以减少主电源中的损耗。市电电源的效率可以用功率因数来衡量。交直流电力系统的功率因数可以定义为从主电源获得的实际功率与均方根(rms)电压‘Vrms’和均方根电流‘Irms’的乘积之比。
功率因数校正器(PFC)可包括桥式整流器、开关模式电源(SMPS)和控制电路，可用于帮助最大化功率管理系统中的功率因数，也可用于个人计算机、适配器、照明等中的功率管理。因此，功率因数可以作为评估PFC整体性能的参数。
PFC电路可用于功率变换器等应用，以控制输入电流的相位，并有助于在功率管理系统中实现功率最大化。功率电平在例如75瓦以上的SMPS可能需要PFC电路(也简称为“PFC”)。对于大约300瓦以上的功率电平，CCM(连续传导模式)操作可能变得很有吸引力，因为这可能导致使用小EMI(电磁干扰)滤波器，而小EMI滤波器在较小的电子设备中可能很有用。
传统PFC电路在CCM应用中可以使用固定频率。在接近主过零点时，CCM可能无法保持住，并且随着频率的升高，可能发生从边界传导模式(BCM)到不连续传导模式(DCM)的转换。不幸的是，这种特性会导致接近主过零点时效率降低。
为了获得最佳效率，在主电源峰值电压附近的较高功率电平下使用CCM，然后在其它情况下使用DCM可能是有利的。
一些DCM应用程序可以采用涉及到PFC开关的Ton(‘定时器打开’)控制的拓扑结构。Ton控制可以为BCM提供自动校正市电电流形状以获得高功率因数的优势。这是因为di/dt＝Vmains/Lind，其中Lind是主电感值。因此，在固定Ton的情况下，一次峰值电流可以与瞬时市电电压成比例。对于CCM，一次电流可以依赖于前一个开关循环结束时的电流和开关传导间隔Ton。因此，在CCM操作中可能不采用DCM所用方式中的打开时间控制。
一种CCM操作技术可以采用称为“平均电流控制”的方法。这种方法可以基于二次行程的占空比等于Vin/Vout，其中Vin可以是PFC的输入电压，Vout1可以是输出电压。图1描绘了示出由波形102、104和106、斜坡信号108和控制信号110例示的平均电流控制CCM的概念的波形图100。图1的波形图100所示的波形表明，当占空比变得小于平衡值时，二次行程的持续时间也可以变得更小。与开关循环开始时的电流相比，这可以使电感电流减少得较少，从而增加电流(例如，参见图1中的波形102)。这可以通过如图1所示的“duty_off＜平衡值→lav上升”来证明，其中“lav”可以指平均电感电流，“duty_off”可以指占空比。
当占空比高于平衡值时，与开关循环开始时的电流相比，电感电流的减小会增加，因此会导致相应的电流减小(例如，参见图1中的波形106)。如图1所示，这可以通过“duty_off>平衡值→lav下降”来证明，其中“lav”可以指平均电感电流，“duty_off”可以指占空比。
占空比可由斜坡信号108(即，用于PWM(脉冲宽度调制)的“斜坡”)和控制信号110生成，其中斜坡信号108和控制信号110可随后由产生占空比信号的比较器进行比较操作。
这意味着当控制信号110与Vin/Vout成比例时，可能会出现平衡。由于电压Vout通常被调节到一个固定值，结果可能是控制信号与电压Vin成比例。通过使控制信号110与感测电流成比例，系统可产生与瞬时市电电压(Vmains(t))成比例的输入电流，这样可以满足功率因数。
图2描绘了可以应用平均电流控制原理的PFC电路130的示意图。图2中所示的PFC电路130包括一对二极管132、134和另一对二极管136、138。二极管134和138可以连接到接地140。电感器144可以连接到二极管132和138，也可以连接到接地140以及二极管132和二极管136的输出。
PFC电路130还可以包括振荡器146，所述振荡器连接到能够输出可以提供给晶体管150的PWM波形的放大器148的负输入。电感器144还可以连接到晶体管150和二极管152。输出电容器154可以连接到二极管152的输出和接地141。输出电容器154可以电子定位于接地输出(“Out Gnd”)和二极管152的输出之间。
PFC电路130还可以包括耦合到分流电阻器156(“Rshunt”)、接地140、二极管138和二极管134的电阻器158(“Rcp”)。并联电阻器156可以进一步连接到电阻器160，电阻器160又可以耦合到电容器164和电流放大器162。电容器164可以进一步耦合到电容器166和电阻器168。电容器166和电阻器168还可以连接到电流放大器162的输出。电容器166和电阻器168可以彼此并联布置，并且可以进一步连接到放大器148的正输入和电流放大器162的输出。即，电流放大器输出(即，输出‘Vca’)可以连接到放大器148的正输入。
图3描绘了可以采用乘法器方法的控制电路180的示意图。控制电路180可以包括可由二极管184偏移的交流电压源182。交流电压源182可以向电阻器186(‘RIAC’)和电感器212供应交流电压‘VAC’。电阻器186可以耦合到乘法器188，所述乘法器188又可以连接到电阻器190和放大器192的正输入，所述放大器的输出可以连接到锁存器194。锁存器194还可以耦合到可以连接到晶体管219的栅极驱动器逻辑组件200。
电阻器198可以进一步连接到晶体管214和接地196。晶体管214可以进一步耦合到电感器212和二极管216。电容器218可以连接到二极管216和电阻器198(以及接地196)。电容器218也可以与负载220并联布置。电阻器210可以连接到电容器218、二极管216和电阻器208，也可以连接到输出电压VEA的误差放大器202的负输入。电阻器208也可以耦合到接地206。参考电压204(“VREF”)可以连接到误差放大器202的正输入。误差放大器202的输出也可以耦合到乘法器188。
在控制电路180中，来自误差放大器202的控制输出VEA可以设置期望的功率电平，以便允许PFC输出电压等于期望电平，同时向负载220输送功率。乘法器188然后可以将控制输出信号与市电电压形状相乘以输出期望的电流电平，然后可以将所述电流电平与感测到的电流电平进行比较，并且可以进一步用于重置锁存器194以定义一次电流峰值电平。开关循环可由“Zcd”(零电流检测)信号启动，以维持系统处于BCM。
对于在BCM中操作的系统，从市电引出的输入电流可以与一次峰值电流成比例，电可以与PFC开关的“打开时间”成比例。这种安排可以很容易地提供一个良好的功率因数。当系统进入DCM时，对于相同的一次峰值电流，平均电流可能较低，这是因为在二次行程结束后可能会出现一个振铃间隔，这时，没有来自市电的电流。有些设备可以使用PFC电路，在所述电路中，所述效应可以通过基于比率Tper/(Ton+Tsec)的一次峰值电流的附加自适应来补偿。
一组方程式可用于定义PFC电路的因数。提供高功率因数意味着PFC电路的输入电流可能与瞬时市电电压成比例。理想情况下，这可以通过根据以下方程式定义因数K2来表示：
Iin＝k2·Vmains
Pin＝＝Vmains·Iin
Pin＝Vmains·(k2·Vmains)
Pin＝Vmains2·k2
因此，瞬时输入电流等于瞬时市电电压乘以因数k2。这意味着瞬时输入功率与瞬时输入电压的平方成比例。
图4描绘了一个图240和一个图250，所述图展示了根据上述方程式的PFC电路的瞬时电流电压和功率之间的关系。图240和曲线242根据方程式Pin(t，K2)：＝Vmains(t)2·k2(其中k2b：＝0.002)绘制了Vmains(t)相对于时间‘t’的关系的绘图数据。图250分别描绘了Pin(t，k2b)和Pin(T，k2Aa)的曲线252和254，其中k2a＝1x 10-3且k2b＝2x 10-3。可以理解，为了说明的目的，这里示出并讨论了这些值和参数，并且这些值和参数不限制所公开实施例的特征。
图5描绘了描绘PFC电路在市电半循环内的平均功率的图260。图260中所示的曲线262和曲线264表明，对于市电半循环内的平均功率，功率的平均值可以是正弦波平方峰值的一半：
Figure BDA0002560839850000051
因此，‘k2’的值固定意味着功率电平与市电电压振幅的平方成比例。因此，闭环的增益可以与市电电压振幅的平方成比例。在某些情况下，可能需要总控制回路的固定增益。恒定增益可以防止闭环位移的0db回路增益频率。以这种方式，在保持回路最佳稳定性的同时，对于通用市电电压，可以实现最佳动态响应。
因此，K2可以包括由1/Vmains^2补偿的市电电压，这使得从控制到输出功率的增益可以补偿市电电压振幅。
在实际的PFC中，根据这个期望的因数k2来定义行为可能并不容易。例如，现有技术的DCM控制器通常使用BCM或固定频率DCM下的打开时间控制。在BCM中，因数k2可以或多或少地定义为一个固定打开时间因数，它可以导致峰值电流‘Ipeak’与瞬时市电电压成比例。因此，在BCM中，输入电流可以与“Ipeak/2”成比例，也可以与市电电压成比例。在固定频率的DCM中，由于‘一次+二次’(也称为‘一次和二次’)行程与时间周期之间的比率变化，平均电流可能不再是‘Ipeak/2’。
因此，长期以来人们认为在功率管理系统中需要AC/DC功率转换器来解决上述问题。
发明内容
公开了功率校正电路和操作功率校正电路的方法的实施例。
在一个实施例中，功率因数校正器电路可以包括在最小值和最大值之间的工作频率内以传导模式操作的功率因数校正器，其中，测得的变量k1定义了为电流纹波设置的峰值电流Ipeakh减去峰值电流Ipeakl的预定电平与设置成一次和二次行程间隔与所得时间周期之间的比率的变量a之间的关系。
在一个实施例中，测得的变量k1可用于为功率因数校正器电路的后续开关循环设置参数。
在一个实施例中，可以通过为实际开关循环设置峰值电流Ipeakh和峰值电流Ipeakl的值来确定测得的变量k1。
在一个实施例中，可通过测量包括参数Tprimsec的一次和二次行程间隔的持续时间来确定测得的变量k1。
在一个实施例中，测得的变量k1可通过以下方式确定：根据k1＝(Ipeakh-Ipeakl)/Tprimsec计算k1；以及如下将时间周期计算为开关频率Fswitch：Fswitch＝k1/[(Ipeakh-Ipeakl)-a]。
在一个实施例中，可以通过使用开关频率来确定要使用的峰值电流Ipeakh、峰值电流Ipeakl和变量a的组合来确定测得的变量k1，以便将开关频率Fswitch保持在功率因数校正器电路的工作频率的最小值和最大值之间。
在一个实施例中，可通过以下操作来确定测得的变量k1：设置实际开关循环的峰值电流Ipeakh和峰值电流Ipeakl的值；测量包括参数Tprimsec的一次和二次行程间隔的持续时间；根据k1＝(Ipeakh-Ipeakl)/Tprimsec计算k1，将时间周期计算为开关频率Fswitch，如下所示：Fswitch＝k1/[(Ipeakh-Ipeakl)-a]，并使用开关频率确定要使用的峰值电流Ipeakh、峰值电流Ipeakl和变量a的组合，以便将开关频率Fswitch保持在功率因数校正器电路的工作频率的最小值和最大值之间。
在一个实施例中，传导模式可以包括：DCM(不连续传导模式)和CCM(连续传导模式)中的至少一个。
在一个实施例中，功率因数校正器电路可包括功率因数校正器，所述功率因数校正器可在以下至少一种情况下并且在最小值和最大值之间的工作频率内操作：DCM(不连续传导模式)和CCM(连续传导模式)，其中，测得的变量k1定义了为电流纹波设置的峰值电流Ipeakh减去峰值电流Ipeakl的预定电平与设置成一次和二次行程间隔与所得时间周期之间的比率的变量a之间的关系。
在一个实施例中，测得的变量k1可用于为功率因数校正器电路的后续开关循环设置参数。
在一个实施例中，可以通过为实际开关循环设置峰值电流Ipeakh和峰值电流Ipeakl的值来确定测得的变量k1。
在一个实施例中，测得的变量k1可以通过测量包括参数Tprimsec的一次和二次行程间隔的持续时间来确定。
在一个实施例中，测得的变量k1可以通过以下方式确定：根据k1＝(Ipeakh-Ipeakl)/Tprimsec计算k1；以及如下将时间周期计算为开关频率Fswitch：Fswitch＝k1/[(Ipeakh-Ipeakl)-a]。
在一个实施例中，测得的变量k1可以通过以下方式确定：使用开关频率来确定要使用的峰值电流Ipeakh、峰值电流Ipeakl和变量a的组合，以便将开关频率Fswitch保持在功率因数校正器电路的工作频率的最小值和最大值之间。
在一个实施例中，测得的变量k1可以通过以下方式确定：为实际开关循环设置峰值电流Ipeakh和峰值电流Ipeakl的值，测量包括参数Tprimsec的一次和二次行程间隔的持续时间，根据k1＝(Ipeakh-Ipeakl)/Tprimsec计算k1，如下将时间周期计算为开关频率Fswitch：Fswitch＝k1/[(Ipeakh-Ipeakl)-a]，并使用开关频率确定要使用的峰值电流Ipeakh、峰值电流Ipeakl和变量a的组合，以便将开关频率Fswitch保持在功率因数校正器电路的工作频率的最小值和最大值之间。
在一个实施例中，操作功率因数校正器电路的方法可以涉及在以下至少一种情况下并且在最小值和最大值之间的工作频率内操作功率因数校正器：DCM(不连续传导模式)和CCM(连续传导模式)，以及测量变量k1，所述变量定义了为电流纹波设置的峰值电流Ipeakh减去峰值电流Ipeakl的预定电平与设置成一次和二次行程间隔与所得时间周期之间的比率的变量a之间的关系。
在所述方法的一个实施例中，测得的变量k1可用于设置功率因数校正器电路的后续开关循环的参数。
在所述方法的一个实施例中，可以通过为实际开关循环设置峰值电流Ipeakh和峰值电流Ipeakl的值来确定测得的变量k1。
在所述方法的一个实施例中，可通过测量包括参数Tprimsec的一次和二次行程间隔的持续时间来确定测得的变量k1。
在所述方法的一个实施例中，测得的变量k1可以通过以下方式确定：根据k1＝(Ipeakh-Ipeakl)/Tprimsec计算k1，并如下将时间周期计算为开关频率Fswitch：Fswitch＝k1/[(Ipeakh-Ipeakl)-a]。
在所述方法的一个实施例中，可以通过使用开关频率来确定要使用的峰值电流Ipeakh、峰值电流Ipeakl和变量a的组合来确定测得的变量k1，以便将开关频率Fswitch保持在功率因数校正器电路的工作频率的最小值和最大值之间。
在所述方法的一个实施例中，可通过设置实际开关循环的峰值电流Ipeakh和峰值电流Ipeakl的值来确定测得的变量k1，测量包括参数Tprimsec的一次和二次行程间隔的持续时间，根据k1＝(Ipeakh-Ipeakl)/Tprimsec计算k1，如下将时间周期计算为开关频率Fswitch：Fswitch＝k1/[(Ipeakh-Ipeakl)-a]，并使用开关频率确定要使用的峰值电流Ipeakh、峰值电流Ipeakl和变量a的组合，以便将开关频率Fswitch保持在功率因数校正器电路的工作频率的最小值和最大值之间。
附图说明
图1描绘了示出平均电流控制CCM的概念的波形图。
图2描绘了使用平均电流控制原理的功率因数校正器电路的示意图。
图3描绘了使用乘法器方法的控制电路的示意图。
图4描绘了示出PFC电路的瞬时电流电压和功率之间的关系的图。
图5描绘了描绘PFC电路的市电半循环内的平均功率的示例图。
图6描绘了波形图，所述波形图演示了在功率校正电路的CCM操作期间，直接设置开关周期如何导致短长循环的潜在问题。
图7描绘了示出与功率因数校正器电路有关的信号的示意图，其中在市电半循环内，可以从市电提取期望的输入电流(Ides)。
图8描绘了一个示意图，所述示意图示出了在一次行程和二次行程期间电流的形状，包括大小不同但形状相同的三角形。
图9描绘了一个操作流程图，描绘了使用预测的开关频率来调整峰值电流以设置下一个开关循环的适当开关频率的方法。
在整个描述中，类似的附图标号可用于识别类似的元件。
具体实施方式
将容易理解，如本文所述并在附图中所示的实施例的组件可以以各种不同的配置进行布置和设计。因此，如图中所示，下面对各种实施例的更详细描述并不旨在限制本公开的范围，而是仅仅代表各种实施例。尽管在附图中示出了实施例的各个方面，但除非特别指明，否则附图不一定按比例绘制。
本发明可在不脱离其精神或本质特征的情况下以其它具体形式实施。所描述的实施例应在所有方面被视为说明性的而不是限制性的。因此，本发明的范围由所附权利要求书而不是通过所述详细描述来指示。在权利要求书的同等含义和范围内发生的所有变化都可以涵盖在其范围内。
在本说明书中，对特征、优点或类似语言的引用并不意味着可以通过本发明实现的所有特征和优点都应该或者在本发明的任何单个实施例中。相反，提及特征和优点的语言应理解为意味着结合实施例描述的特定特征、优点或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，在本说明书中对特征和优点以及类似语言的讨论可以但不一定涉及同一实施例。
此外，所描述的本发明的特征、优点和特性可以在一个或多个实施例中以任何合适的方式组合。根据本文的描述，本领域技术人员将认识到，在没有特定实施例的一个或多个特定特征或优点的情况下，可以实施本发明。在其它例子中，可以在某些实施例中识别出可能不存在于本发明的所有实施例中的附加特征和优点。
在本说明书中对“一个实施例”、“实施例”或类似语言的引用意味着结合所示实施例描述的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。因此，贯穿本说明书的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”和类似的语言可以但不一定都指同一实施例。
参考各种系统、方法和设备来呈现所公开实施例的几个方面。以下详细描述中描述了这些系统、方法和设备，并在附图中通过各种块、模块、组件、电路、步骤、操作、过程、算法、引擎、应用等(可以单独或统称为“元件”)来说明。这些元件可以使用电子硬件、计算机软件或其任何组合来实现。这些元件可以实现为硬件还是软件取决于可能施加在整个系统上的特定应用和设计约束。
电流模式控制系统可防止短长循环。在电流模式控制系统中，循环可以由例如三个变量控制，包括峰值电流Ipeakh、峰值电流Ipeakl和参数a，其中a可以等于周期时间/(一次+二次行程持续时间)。
虽然可以为电流模式控制开关循环的峰值电流‘Ipeakh’、峰值电流‘Ipeakl’和因数‘a’计算直接设置，但在不知道实际输入电压和实际输出电压的情况下，可能无法直接预测所得时间周期。另外，所使用的电感值也可以确定一次+二次行程的持续时间。一次峰值电流与一次+二次行程间隔在不连续模式下的持续时间之间的关系可由以下方程式提供：
Figure BDA0002560839850000111
在上述方程式(1)中，在DCM操作中(其中Ipeakl＝0)，Fbcm可以等于1/(一次+二次行程间隔)。一旦参数Fbcm已知，就可以计算所得周期时间。这样的计算可能需要测量输入电压Vin和输出电压Vout，并且还可以知道电感值。在某些情况下，客户可以设置电感值。因此，为了知道所述值，所述信息可以存储在控制器的IC存储器中。
由于可用IC引脚的数量可能是一个值得关注的问题，实际上这意味着输入电压Vin和输出电压Vout可能无法正确测量，因为在大多数情况下，引脚可能无法用于测量输入电压Vin，而输出电压Vout可以通过电阻分压器测量，其中电阻分压器感测节点处的电压被调节到一个特定值(例如，2.5V)，从而能够将输出电压Vout调节到必要或所需的值(例如385V)。
因为客户可能会设置电阻分压器，所以这种情况下可能不会得到输出电压Vout的电平信息。关于输出电压Vout低于或高于期望电平的信息是可以获得的。对于输入电压Vin和输出电压Vout而言，这些信息可能不足以正确预测所得工作频率。由于可能存在关于最小工作频率和最大工作频率的要求，因此可能需要以某种方式获得这些信息。
图6描绘了波形图300，所述波形图演示了在功率校正电路的CCM操作期间，直接设置开关周期如何导致具有短长循环的潜在问题。波形图300示出了相对于峰值电流302或Ipeakh具有短长循环的波形。虽然可以设置可确定功率校正电路的开关循环的适当参数值，但重要的是，如图6所示，直接设置开关周期不会导致CCM操作中的短长循环问题。
如本文将更详细讨论的，所公开的方法可以通过确定电流纹波(Ipeakh-Ipeakl)和一次+二次行程的所得间隔之间的关系来解决这个问题。通过理解方程式(1)的作用，所述关系可用于设置变量k1，所述变量k1可将电流纹波(Ipeakh-Ipeakl)的设置值以及先前讨论的因数‘a’与所得开关频率联系起来。以这种方式，可以预测下一个开关循环的所得开关频率，并采取措施将工作频率保持在限值之间。
功率因数校正器电路可配置为在DCM或CCM中工作，工作频率限制在最小值和最大值之间。变量k1可用于定义电流纹波(Ipeakh-Ipeakl)的预定电平设置与设置成实际一次+二次行程间隔与所得时间周期之间的比率的变量‘a’之间的关系。
确定k1的过程可涉及为实际开关循环设置值Ipeakh、Ipeakl。二次行程间隔结束后，可测量一次+二次行程的持续时间(Tprimsec)。然后根据k1＝(Ipeakh-Ipeakl)/Tprimsec计算K1值。所述信息可用于计算所得时间周期：
Figure BDA0002560839850000121
计算出的开关频率随后可用于决定使用Ipeakh、Ipeakl和‘a’的哪种组合来将开关频率Fswitch保持在最小频率Fmin和最大频率Fmax的限值内。
如实线324和虚线322所示，图7描绘了如何从市电(Ides)提取在期望输入电流(作为开关循环内的平均值)的市电半循环内与PFC升压转换器相关的信号的示意图。图7中所示的红色三角形信号326、328和330表示一次行程期间、二次行程期间以及一次行程和二次行程之后的等待时间(在DCM中)期间的PFC输入电流。在给定的Ides值下，由于周期时间Tper和电流纹波(Ipeakh-Ipeakl)之间的组合提供了一定的自由度，仍然可以实现所述电流的无穷多个解。所述自由度可通过使用因数‘a’＝Tper/Tbcm来定义。请注意，‘a’可以在0(无纹波电流和无限开关频率)和无限(无限纹波电流和零开关频率)之间变化。
特定范围的解决方案可以提供可接受的效率，同时具有可操作的EMI性能，并且在最小工作频率和最大工作频率范围内。
可以实现算法，这些算法可用于设置因数‘a’。可能还需要设置所得‘Ipeakh’和‘Ipeakl’电平，以将范围限制到Fmin-Fmax窗口。为了预测所得工作频率，这些算法可能需要关于Ipeakh、Ipeakl、a和所得Tbcm之间的关系的信息，以便计算所得周期时间，并检查a或Ipeakh、Ipeakl是否需要改变以满足Fmin。
上面讨论的方程式(1)可以由从下面的方程组(3)导出的电感器电流和电感器两端的电压的基本方程式得出，其中Tprimsec＝一次+二次行程间隔：
Figure BDA0002560839850000131
Figure BDA0002560839850000132
Figure BDA0002560839850000133
Figure BDA0002560839850000134
从这个结果可以清楚地看出，在一次和二次行程中存在一个电流的形状，这可能导致不同大小和相同形状的三角形。图8描绘了示出在一次行程和二次行程期间的电流形状的示意图，所述一次行程和二次行程包括具有不同大小和相同形状的三角形360和三角形362。
如果我们根据下面的方程式(4)定义比率k1，则可以得出k1可以完全由输入电压Vin、输出电压Vout和电感Lind来确定。
Figure BDA0002560839850000135
然后可以使用值‘k1’来设置开关频率和峰值电流Ipeakh、峰值电流Ipeakl和‘a’之间的关系，如以下方程式(5)所示：
Figure BDA0002560839850000136
Figure BDA0002560839850000137
Figure BDA0002560839850000138
然后可以导出方程式，并将其用于算法中，以计算Ipeakh、Ipeakl和‘a’以满足某些要求(例如，Fmin＜Fswitch＜Fmax、Ipeakh、Ipeakl和‘a’以满足Ides)，并满足效率和EMI要求，如以下方程式概要所示：
方程式概要
Figure BDA0002560839850000141
使用这些方程式，可以实现一种方法，所述方法使用预测的Fswitch来调整a、Ipeakh、Ipeakl，以便为下一个开关循环设置适当的开关频率。使用这种方法的实施例如图9所示，其描绘了描述用于使用预测开关频率以适应峰值电流以设置用于下一个开关循环的适当开关频率的方法380的操作流程图。
如图9所示，可以实现如方框382所示的操作来初始化(“初始化”)方法380。如方框382所示，可以为‘n’次开关循环设置Ipeakh、Ipeakl和‘a’的起始值。然后，可以测量Tprimsec，并计算K1＝(Ipeakh-Ipeakl)/Tprimsec。此后，如方框384所示，可以实现重新计算循环。在重新计算的循环中，可以计算下一个开关循环的参数。参数‘a’、Ipeakh、Ipeakl可以使用确定的‘k1’值来计算，以满足某些要求，例如，Fmin＜Fswitch＜Fmax，以及根据期望的效率和/或EMI要求的Ipeakh、Ipeakl。
此后，如方框386所示，可以实现开关序列，所述开关序列可以涉及使用设置参数进行‘n’次开关循环、测量Tprimsec、根据K1＝(Ipeakh-Ipeakl)/Tprimsec确定新的‘k1’值、任选地确定dk1/dt＝(k1n-m-k1n)/(m x Tper)，从而能够在接近过零点时更好地预测‘k1’。
尽管本文公开的方法的操作以特定的顺序示出和描述，但是可以改变每个方法的操作顺序，以便可以逆顺序执行某些操作，或者至少部分地可以与其它操作同时执行某些操作。在另一实施例中，不同操作的指令或子操作可以以间歇和/或交替的方式实现。
还应注意，本文所述方法的至少一些操作和元件可以使用存储在计算机可用存储介质上以供计算机执行的软件指令来实现。作为示例，计算机程序产品的实施例包括用于存储计算机可读程序的计算机可用存储介质。
计算机可用或计算机可读存储介质可以是电子、磁性、光学、电磁、红外或半导体系统(或装置或设备)。非暂时性计算机可用和计算机可读存储介质的示例包括半导体或固态存储器、磁带、可装卸式计算机磁盘、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、刚性磁盘和光盘。目前的光盘示例包括带只读存储器(CD-ROM)的光盘、具有读/写功能的光盘(CD-R/W)和数字视频光盘(DVD)。
或者，本发明的实施例及其元件可以完全以硬件或包括硬件和软件元件的实现方式来实现。在使用软件的实施例中，软件可以包括但不限于固件、驻存软件、微码等。
尽管已经描述和说明了本发明的特定实施例，但本发明不限于这样描述和说明的部件的特定形式或布置。本发明的范围由本发明所附权利要求书及其等效物限定。

Claims (10)

1.一种功率因数校正器电路，其特征在于，包括：
能在最小值和最大值之间的工作频率内以传导模式操作的功率因数校正器，其中，测得的变量k1定义了为电流纹波设置的峰值电流Ipeakh减去峰值电流Ipeakl的预定电平与设置成一次和二次行程间隔和所得时间周期之间的比率的变量a之间的关系。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正器电路，其特征在于，所述测得的变量k1用于为所述功率因数校正器电路的后续开关循环设置参数。
3.根据权利要求1所述的功率因数校正器电路，其特征在于，所述测得的变量k1通过为实际开关循环设置所述峰值电流Ipeakh和所述峰值电流Ipeakl的值来确定。
4.根据权利要求1所述的功率因数校正器电路，其特征在于，所述测量的变量k1通过测量包括参数Tprimsec的所述一次和二次行程间隔的持续时间来确定。
5.根据权利要求1所述的功率因数校正器电路，其特征在于，所述测得的变量k1通过以下方式确定：
根据k1＝(Ipeakh-Ipeakl)/Tprimsec计算k1；
如下将时间周期计算为开关频率Fswitch：Fswitch＝k1/[(Ipeakh-Ipeakl)-a]。
6.根据权利要求1所述的功率因数校正器电路，其特征在于，所述测得的变量k1通过以下方式确定：
使用开关频率Fswitch来确定要使用的所述峰值电流Ipeakh、所述峰值电流Ipeakl和所述变量a的组合，以便将所述开关频率Fswitch保持在所述功率因数校正器电路的所述工作频率的所述最小值和所述最大值之间。
7.根据权利要求1所述的功率因数校正器电路，其特征在于，所述测得的变量k1通过以下方式确定：
为实际开关循环设置所述峰值电流Ipeakh和所述峰值电流Ipeakl的值；
测量包括参数Tprimsec的所述一次和二次行程间隔的持续时间；
根据k1＝(Ipeakh-Ipeakl)/Tprimsec计算k1；
如下将时间周期计算为开关频率Fswitch：Fswitch＝k1/[(Ipeakh-Ipeakl)-a]；以及
使用所述开关频率来确定要使用的所述峰值电流Ipeakh、所述峰值电流Ipeakl和所述变量a的组合，以便将所述开关频率Fswitch保持在所述功率因数校正器电路的所述工作频率的所述最小值和所述最大值之间。
8.根据权利要求1所述的功率因数校正器电路，其特征在于，所述传导模式包括以下至少一个：DCM(不连续传导模式)和CCM(连续传导模式)。
9.一种功率因数校正器电路，其特征在于，包括：
能在以下至少一种情况下并且在最小值和最大值之间的二作频率内操作的功率因数校正器：DCM(不连续传导模式)和CCM(连续传导模式)，其中，测得的变量k1定义了为电流纹波设置的峰值电流Ipeakh减去峰值电流Ipeakl的预定电平与设置成一次和二次行程间隔和所得时间周期之间的比率的变量a之间的关系。
10.一种操作功率因数校正器电路的方法，其特征在于，包括：
在以下至少一种情况下并且在最小值和最大值之间的工作频率内操作功率因数校正器：DCM(不连续传导模式)和CCM(连续传导模式)；以及
测量变量k1，所述变量k1定义了为电流纹波设置的峰值电流Ipeakh减去峰值电流Ipeakl的预定电平与设置成一次和二次行程间隔和所得时间周期之间的比率的变量a之间的关系。
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