TWM503025U - 具較低總諧波失真率之電源電路 - Google Patents

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Ke-Horng Chen
Shao-Wei Chiu
Chun-Chieh Kuo
Shih-Ping Tu
Cheng-Po Hsiao
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Anwell Semiconductor Corp
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具較低總諧波失真率之電源電路
本創作係屬於供電設備之技術領域，特別是關於一種具較低總諧波失真率(Total Harmonic Distortion,THD)之電源電路，使於電路輸入電壓低於一預設值時啟動電流補償而實現降低整體電路THD值的功效。
為驅動各式電子設備運作，一般係利用一電源供應器轉換市電之交流壓能而形成電子設備所需之驅動電壓或電流，且為輸出穩定之電壓或電流，該電源供應器多採用脈衝寬度變調(Pulse Width Modulation,PWM)的控制方式操控輸出壓值或流值，且各式電源供應器中，切換式電源供應器(Switch Power Supply,SPS)因具有效率高、體積小、重量輕、易組裝及輸出電壓範圍大等特性而廣泛使用於諸如液晶顯示器、電視或發光二極體燈具等電子設備中，其常見有升壓式(Boost)、降壓式(Buck)、返馳式(Fly-back)、順向式(Forward)及推挽式(Push-pull)等電路架構。其中，升壓式電源電路雖具有低輸入電流及低輸出電壓漣波等優點而為功率因數校正(Power Factor Correction,PFC)器常採用之電路架構，但就現行實際應用而言，當輸入電壓為90V~260V時其輸出電壓往往為400V~450V間，使得後級PWM(Pulse Width Modulation，脈衝寬度調變)控制電路需使用耐壓性較高的元件而造成整體電路有較高成本耗費的問題。
至於降壓式電源電路雖無此問題，但其輸入電流呈現非連續型式，導致輸入電流波形嚴重失真而含有較高的輸出電流諧波。目前，電子設備一般需依據銷售國家及地區的不同而參照不同的諧波標準進行電路設計，例如，售往歐盟或歐洲自由貿易區內之照明燈具即參照EN61347標 準及EN61000-3-2電流諧波品質標準，其於輸入功率大於25W時參照Class C要求及小於25W時符合Class D要求。而目前，EN61347雖未規範THD，但台灣國家標準CNS15233要求THD小於33%、及美國Energy Star標準ANSI_C82-77-2002要求THD需小於32%、部分特殊產品為20%。又，隨著輸入電流的弦波變化，其輸出電流、電壓、功率與THD亦隨之改變，且輸出功率越大，THD越不易控制而無法穩定維持於規範內，造成產品品質不穩定而無法切入部份市場，進而限縮產業經濟價值，此時，若增置安規組件穩定THD則又提升燈具成本而不利於銷售競爭。
另外，Buck-Boost架構或許可解決上述問題，但隨著輸入電壓的弦波下降，現有電路中的兩功率開關占空比(Duty Cycle)也越接近於滿開(即占空比為100%)的臨界情況而造成效率損失，並且，其輸入電流與輸出電流皆不連續而有電磁干擾(EMI)與高輸出雜訊等問題。
有鑑於此，如何於無需額外加置安規組件的條件下，利用最簡單且低成本的電路架構實現功率因數校正的同時，使THD限於一範圍內而符合EN61000-3-2、CNS15233及ANSI_C82-77-2002等標準，以供穩定整體電路工作品質，即為本創作所探究之課題。
有鑑於習知技藝之問題，本創作之目的在於提供一種具較低總諧波失真率之電源電路，以透過控制晶片操控一儲能元件前後兩開關的運作而使該儲能元件具有提供補償電流的能力，進而減緩輸出電流不連續所產生的高THD值問題。
根據本創作之目的，該具較低總諧波失真率之電源電路設有一整流模組、一轉換模組及一控制模組，該整流模組電性連接一外部電源及該轉換模組，供整流該外部電源之交流電壓形成一輸入電壓予該轉換模組，且該轉換模組電性連接至少一負載及該控制模組並利用該輸入電壓轉換成一輸出電壓後輸出予該負載，其特徵在於：該轉換模組係設有一第一開關、一第二開關、一儲能元件及一轉換元件，該第一開關電性連接該整 流模組、該儲能元件之一端及該控制模組，且該儲能元件之另一端電性連接該第二開關及該轉換元件，又該第二開關之觸發端電性連接該控制模組；當該輸入電壓小於該預設值時，該控制模組輸出一控制脈波予該第二開關，使該第二開關於一時序週期中導通而驅動該儲能元件升壓該輸入電壓形成一補償電流，且該第二開關於另一時序週期中截止而允許該補償電流經該轉換元件轉換成電壓形式輸出。
其中，該控制模組輸出一工作脈波予該第一開關，以控制該第一開關之工作狀態，且當該輸入電壓大於該預設值時，該控制模組截止該第二開關而使該輸入電壓經該儲能元件儲能形成該輸入電壓後直接輸出予該負載。
並且，該控制脈波之工作週期係較小於該工作脈波之工作週期，且當該輸入電壓小於該預設值時，該轉換模組進入該第一開關導通而該第二開關截止之一第一時序週期後，進入該第一開關導通及該第二開關導通之一第二時序週期，使該儲能元件儲能該輸入電壓形成該補償電流；接著，該轉換模組進入該第一開關導通而該第二開關截止之一第三時序週期後，進入該第一開關截止及該第二開關截止之一第四時序週期，使該補償電流經該轉換元件輸出。又，該儲能元件為電感，而該轉換元件為電容。
綜上所述，本創作係切換該第一開關與該第二開關的工作狀態使整體電路依序切換於三種工作模式，此三種工作模組可謂類似於Buck、Boost及Buck-Boost電路架構之電源轉換模式，以於該輸入電壓小於該負載工作所需之最小順向偏壓時使該儲能元件透過類Boost電源轉換模式轉換電能形成該補償電流，如此，即可同時具有低成本、高功因且低THD等特點。
1‧‧‧電源電路
10‧‧‧整流模組
11‧‧‧轉換模組
110‧‧‧第一開關
111‧‧‧第一二極體
112‧‧‧儲能元件
113‧‧‧第二開關
114‧‧‧第二二極體
115‧‧‧轉換元件
12‧‧‧控制模組
2‧‧‧負載
第1圖 係為本創作較佳實施例之方塊圖。
第2圖 係為本創作較佳實施例之波形圖。
第3圖 係為本創作較佳實施例之一施實態樣之電路圖。
第4圖 係為本創作較佳實施例之一施實態樣之PWM1與PWM2之時序圖。
第5圖 係為本創作較佳實施例之一施實態樣之時序T0等效電路圖。
第6圖 係為本創作較佳實施例之一施實態樣之時序T1等效電路圖。
第7圖 係為本創作較佳實施例之一施實態樣之時序T2等效電路圖。
第8圖 係為本創作較佳實施例之一施實態樣之時序T3等效電路圖。
第9圖 係為本創作較佳實施例之一施實態樣之時序T4等效電路圖。
第10圖 係為本創作較佳實施例之一施實態樣之時序T5等效電路圖。
第11圖 係為本創作較佳實施例之二施實態樣之電路圖。
第12圖 係為本創作較佳實施例之二施實態樣之PWM1與PWM2之時序圖。
為使 貴審查委員能清楚了解本創作之內容，謹以下列說明搭配圖式，敬請參閱。
請參閱第1~3圖，其係為本創作較佳實施例之方塊圖、波形圖及一施實態樣之電路圖。如圖所示，具較低總諧波失真率之該電源電路1設有一整流模組10、一轉換模組11及一控制模組12，該整流模組10電性連接一外部電源(圖未示)及該轉換模組11，且該轉換模組11電性連接至少一負載2及該控制模組12。該整流模組10可為橋式整流器而整流該外部電源之交流電壓形成一輸入電壓(Vin)後提供予該轉換模組11，該轉 換模組11利用該輸入電壓轉換成一輸出電壓(Vo)後輸出予該負載2，且該轉換模組11設有一第一開關110、一第一二極體111、一儲能元件112、一第二開關113、一第二二極體114及一轉換元件115。該第一開關110及該第二開關113可為金氧半場效電晶體、該儲能元件112為電感及該轉換元件115為電容，且該第一開關110之汲極耦接該橋式整流器之輸出端、閘極耦接該控制模組12及源極耦接該電感一端及該第一二極體111之陰極。該電感另一端耦接該第二開關113之汲極及該第二二極體114之陽極，該第二開關113之閘極耦接該控制模組12，且該第二二極體114之陰極耦接該電容及該負載2。
該控制模組12輸出一工作脈波(PWM1)予該第一開關，以控制該第一開關110之工作狀態，當該輸入電壓大於一預設值時，該控制模組12截止該第二開關113而使該輸入電壓經該儲能元件112儲能形成該輸出電壓後直接輸出予該負載2。又，當該輸入電壓小於一預設值(Vset)時，該控制模組12輸出一控制脈波(PWM2)予該第二開關113，使該第二開關113於一時序週期中導通而驅動該儲能元件112升壓該輸入電壓形成一補償電流，且該第二開關113於另一時序週期中截止而允許該補償電流經該轉換元件115轉換成電壓形式輸出。
於一實施例中，該控制脈波之工作週期係如圖4所示較小於該工作脈波之工作週期，使於該第二開關113呈截止狀態之該輸入電壓大於該預設值時，該第一開關110依該工作脈波導通與截止而使該電源電路1如圖5、6所示分別進入T0、T1時序週期，此時，該電源電路1的作動方式即類似於Buck電路架構之電源轉換模式，使Vo=D(Duty Cycle，該第一開關110之工作週期)*Vin。又，當該輸入電壓小於該預設值時，該轉換模組11之該第一開關110依該工作脈波導通後，該第二開關113將進入T2之一第一時序週期而如圖7所示首先維持瞬時刻的截止後，該第二開關113即進入如T3之一第二時序週期而如圖8所示呈導通狀態，以使該儲能元件112儲能該輸入電壓形成該補償電流。並且，該轉換模組11進入該第一開關110導通而該第二開關113截止之一第三時序週期，如圖9所示之T4時 序週期後，再進入該第一開關110截止及該第二開關113截止之一第四時序週期，圖10所示之T5時序週期，以使該補償電流經該電容輸出而補償該電源電路1輸出予該負載2之總該輸出電壓。
順帶一提的是，該電源電路1更可如圖11、12所示，電性連接複數使用型態之該負載2，且該補償電流除可供補償原輸出電壓外，亦可作獨立之供電能量，以供電予其他負載2之用。
以上所述僅為舉例性之較佳實施例，而非為限制性者。任何未脫離本創作之精神與範疇，而對其進行之等效修改或變更，均應包含於後附之申請專利範圍中。
1‧‧‧電源電路
10‧‧‧整流模組
11‧‧‧轉換模組
110‧‧‧第一開關
112‧‧‧儲能元件
113‧‧‧第二開關
115‧‧‧轉換元件
12‧‧‧控制模組
2‧‧‧負載

Claims (5)

  1. 一種具較低總諧波失真率之電源電路，係設有一整流模組、一轉換模組及一控制模組，該整流模組電性連接一外部電源及該轉換模組，供整流該外部電源之交流電壓形成一輸入電壓予該轉換模組，且該轉換模組電性連接至少一負載及該控制模組並利用該輸入電壓轉換成一輸出電壓後輸出予該負載，其特徵在於：該轉換模組係設有一第一開關、一第二開關、一儲能元件及一轉換元件，該第一開關電性連接該整流模組、該儲能元件之一端及該控制模組，且該儲能元件之另一端電性連接該第二開關及該轉換元件，又該第二開關之觸發端電性連接該控制模組；當該輸入電壓小於一預設值時，該控制模組輸出一控制脈波予該第二開關，使該第二開關於一時序週期中導通而驅動該儲能元件升壓該輸入電壓形成一補償電流，且該第二開關於另一時序週期中截止而允許該補償電流經該轉換元件轉換成電壓形式輸出。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之具較低總諧波失真率之電源電路，其中，該控制模組係輸出一工作脈波予該第一開關，以控制該第一開關之工作狀態，且當該輸入電壓大於該預設值時，該控制模組截止該第二開關而使該輸入電壓經該儲能元件儲能形成該輸出電壓後直接輸出予該負載。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之具較低總諧波失真率之電源電路，其中，該控制脈波之工作週期係較小於該工作脈波之工作週期。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之具較低總諧波失真率之電源電路，其中，當該輸入電壓小於該預設值時，該轉換模組進入該第一開關導通而該第二開關截止之一第一時序週期後，進入該第一開關導通及該第二開關導通之一第二時序週期，使該儲能元件儲能該輸入電壓形成該補償電流；接著，該轉換模組進入該第一開關導通而該第二開關截止之一第三時序週期後，進入該第一開關截止及該第二開關截止之一第四時 序週期，使該補償電流經該轉換元件輸出。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之具較低總諧波失真率之電源電路，其中該儲能元件係為電感，而該轉換元件為電容。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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TWI657649B (zh) * 2017-03-20 2019-04-21 大陸商矽力杰半導體技術（杭州）有限公司 功率因數校正電路、控制方法和控制器
TWI666862B (zh) * 2017-03-22 2019-07-21 大陸商矽力杰半導體技術（杭州）有限公司 Power factor correction circuit, control method and controller
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