CN104426349B

CN104426349B - 功率因数校正电路及方法

Info

Publication number: CN104426349B
Application number: CN201410407397.6A
Authority: CN
Inventors: 林淑芳; M·克吕格尔
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2013-08-19
Filing date: 2014-08-18
Publication date: 2017-12-26
Anticipated expiration: 2034-08-18
Also published as: DE102014111109A1; US9455623B2; US20150048807A1; CN104426349A; CN107846142B; CN107846142A

Abstract

本申请公开一种功率因数校正(PFC)电路，该PFC电路包括第一电感器，其可操作地提供输入电压和输入电流。输入电压是经整流的AC线路电压。半导体开关具有串联耦合第一电感器的负载电流路径。输出端子耦合到电感器且可操作地提供输出电压和输出电流。控制器电路控制半导体开关的循环切换操作。控制器电路被配置为监控表示半导体开关的负载电流路径两端的电压降的反馈信号、当半导体开关关断时检测反馈信号中的至少一个局部最小值、以及响应于检测到反馈信号中第N个局部最小值而接通半导体开关。

Description

功率因数校正电路及方法

技术领域

本发明涉及功率因数校正电路和相对应的方法。功率因数校正通常应用于开关模式电源以确保高功率因数。

背景技术

作为适用于各种应用的电源，开关电源(SMPS)变得越来越普遍。例如，SMPS可以用作驱动LED的电源，LED可以被用来代替白炽灯以用于照明目的。然而，存在适用于开关电源变换器的许多其他应用，因为实际上需要DC电压(或电流)的任意电气和电子器件可以使用SMPS连接到电网。

LED是需要直流(DC)来工作的半导体器件。由于电网传输交流电(AC)，所以线路供电装置必须将AC转换成DC，从而为LED提供功率。线路操作设备的另一日益常见的需求是功率因数校正(PFC，还称为“功率因数控制”)。能够进行功率因数校正的器件能够通过使在电网“看到”的负载显示为(几乎)纯电阻性因而使感应功率最小化来最大化电网的效率。电阻性负载的高功率因数源自瞬时电压和瞬时电流之间的不变比例，如交流输入电压和相对应的交流输入电流之间的相位滞后大约是零(因而相位滞后的余弦大约为一)。

通常，PFC电路构成SMPS的输入级，因而耦合在整流器(存在于由AC电网提供的大多数SMPS中)和通常是降压型开关电源变换器(即，降压变换器、谐振变换器、或反激式变换器)的输出级之间。PFC电路(还称为SMPS的PFC级)通常还是开关电源变换器(即，反激式变换器或升压变换器，还称为升压变换器)。然而，控制PFC级的开关操作，使得输入电流通常遵循输入电压，，而没有(或只有相当小的)相位滞后。

可以控制PFC电路执行准谐振切换。也就是，开关频率不由时钟限定。在给定均方根输入电压和恒定负载下，开关频率随着双AC线路频率周期性地变化。而且，频率范围可以取决于由SMPS提供的电力负载和/或取决于应用于PFC电路的输入电压而改变。现代SMPS通常设计为能处理大范围的输入电压和/或大范围的电力负载。作为结果，PFC电路的开关频率还在相对宽的频率范围内改变。开关频率可能采用不期望的高值。

发明内容

本文中描述功率因数校正(PFC)电路。根据本发明的第一实例，PFC电路包括第一电感器，其被可操作地提供输入电压和输入电流。输入电压是经整流的交流线路电压。PFC电路进一步包括半导体开关，其具有串联第一电感器的负载电流路径。输出端耦合到电感器，并可操作地提供输出电压和输出电流。而且，PFC电路进一步包括用于控制半导体开关的循环切换操作的控制器。控制器电路被配置为监控表示半导体开关的负载电流路径上的电压降的反馈信号、检测当半导体开关断开时反馈信号的至少一个局部最小值、以及响应于检测反馈信号中的第N个局部最小值而接通半导体开关。因此，N是大于等于1的整数，N的确定取决于至少一个以下因素：输入电压、输出电压和输出电流。控制器电路进一步被配置为在可调节接通时间已经过去之后关断半导体开关。

而且，本发明公开一种使用PFC电路的功率因数校正方法，该PFC电路包括被可操作地提供输入电压和输入电流的第一电感器，其中输入电压是经整流的AC线路电压。PFC电路进一步包括具有串联第一电感器的负载电路路径的半导体开关，耦合到电感器且可操作地提供输出电压和输出电流的输出端子。根据本发明的一个实例，该方法包括监控表示半导体开关的负载电流路径上的电压降的反馈信号，其中当半导体开关断开时检测反馈信号中的至少一个局部最小值。响应于检测到反馈信号中的第N个局部最小值，半导体开关被接通，其中N是大于等于1的整数，取决于以下至少一个因数确定N：输入电压、输出电压和输出电流。在可调节的接通时间过去之后半导体开关接通。

附图说明

参考附图和说明书可以更好地理解本发明。附图中的部件不一定按比例绘制，意在示出本发明的原理。而且，在附图中，相似参考数字表示相对应的零件。在附图中：

图1示出包括整流器级、功率因数控制(PFC)级和开关变换器级(输出级)的一个示例性开关模式电源(SMPS)；

图2包括示出与图1的PFC电路操作相关的各种信号的波形的时序图；

图3包括示出在正弦AC线路电压的一个周期的功率因数控制电路的功能的时序图；以及

图4示出本发明的一个实施例的系统模型，包括功率级和控制器。

具体实施方式

下面的说明涉及根据本发明的一个实例的功率因数控制(PFC)电路的一个说明性应用。所述应用是由整流器级、PFC级和作为输出级的、开关变换器级(即，升压型或反激式变换器)组成的开关模式电源(SMPS)电路。应当注意，所述SMPS电路仅仅是根据本发明设计的PFC电路的示例性应用，实际上根据本发明的PFC电路可以容易地应用于其他类型的电源电路。例如，某些开关电源电路不使用二极管电桥作为整流器。而且，输出级不必一定包括反激式变换器，其他类型的开关变换器拓扑结构(例如，谐振变换器或降压变换器)可以用在输出级中。本文中描述的示例性PFC电路通过迫使开关频率留在限定频率范围内促进低开关损耗和低电磁干扰(EMI)，同时SMPS电路的负载或输入电压(或两者)可以在相对广的范围内变化。

如上所述，图1的SMPS包括整流器级、PFC级和输出级。在当前实例中，整流器级是由四个整流器二极管组成的简单桥式整流器1。整流器1被提供正弦AC线路电压V_AC和提供相对应的全波整流输入电压V_G，该V_G是关于基准电势(在接地端提供的地电位GND)的具有全波整流正弦波形的直流电压。输入电压V_G提供给形成PFC级2的电路(PFC电路)，该电路设计为确保得到的输入电流i_L平均与输入电压V_G至少近似成比例并且同相。如果是这种情况，那么由整流器1汲取的线路电流i_AC也与AC线路电压V_AC成比例和同相(等同为接近1的高功率因数)。实际上，高于0.95的功率因数是典型设计目标。稍后将参考附图3更详细地描述在开关模式电源中的功率因数控制的原理。

本质上，PFC电路2是利用具体控制方案的开关变换器。在图1的当前实例中，PFC电路2利用升压型变换器拓扑结构。然而，其他开关变换器拓扑结构(即，反激式变换器)也可以适用。因此，PFC电路2包括电感L_PFC、功率半导体开关Q_PFC(即，MOS晶体管)、二极管D_PFC、输出电容器C_PFC以及控制器电路4，其中控制器电路4控制PFC电路2的切换操作，还可以控制随后的输出级3的操作，输出级3的输出可操作地连接负载(在图1中由电阻器R_LOAD表征)，以向负载提供经调节的电压V_OUT或经调节的电流i_OUT。

根据以上所述的升压变换器拓扑结构，电感L_PFC与功率半导体开关Q_PFC的负载电流路径(即，漏极-源极路径)串联连接。电感L_PFC和功率半导体开关Q_PFC的串联电路连接在PFC电路2的输入电路节点和接地端GND之间，使得输入电压V_G应用于以上所述的串联电路。电感L_PFC和功率半导体开关Q_PFC的公共电路节点通过二极管D_PFC连接PFC电路2的输出电路节点，输出电容器C_PFC连接在输出电路节点和地电位(接地端GND)之间。因此，当功率半导体开关Q_PFC关断(即，半导体开关Q_PFC的漏极和源极之间无电流路径被提供)时，通过电感L_PFC和二极管D_PFC为电容器C_PFC充电。当功率半导体开关Q_PFC接通，因而二极管D_PFC反向偏置和阻塞时，通过输出级3为电容器C_PFC充电。控制器电路4被配置用于为功率半导体开关Q_PFC生成驱动信号(即，如果是MOS晶体管，则是栅极信号V_G)。为了生成驱动信号V_G，控制器电路4可以使用PFC电路2中出现的某些测量信号，特别是表示晶体管电流i_DS(即，如果是MOS晶体管，则是漏极-源极电流)或电感电流i_L的电流感测信号V_CS。此外，可以使用表示PFC电路2的输出电压V_O的测量信号。应当注意，二极管D_PFC还可以由第二晶体管代替。参考图2更详细地进一步讨论功率半导体开关Q_PFC的切换操作(即，PFC级2的功能)。

PFC状态2中包括的升压变换器以不连续电流模式(DCM)工作，该模式在开关转换器的领域是众所周知的。在DCM中，输出电流i_O(等于在半导体开关Q_PFC关断的时段期间的电感电流i_L)降至零，并且至少较短延迟时间保持为零。该定义区分DCM和电感电流i_L在切换循环期间不降至零的连续电流模式(CCM)。图2包括示出提供给半导体开关Q_PFC的驱动信号V_G(栅极信号)、在半导体开关Q_PFC的负载电流路径(漏极-源极电流路径)上的对应电压降、以及所产生的分别穿过开关Q_PFC(用于给电感L_PFC加电)和穿过二极管D_PFC(用于输出电容器充电和向负载供电)的电流i_DS和i_O的四个时序图。切换周期，即一个切换循环的持续时间，由T_SW表示，其等于(根据定义)f_SW ^-1。切换周期可以划分成接通持续时间T_ON和关断时间T_OFF，其中关断时间可以再次划分成下降时间T_L(输出电流i_O需要从其最大值下降至零的时间)和随后的延迟时间T_D(电流i_O保持为零的期间)。为了以下讨论，假定接通持续时间T_ON由控制器4确定。

在时刻t₁驱动信号V_G设置为高电平，以便于接通半导体开关Q_PFC。确定接通时间t₁、t₄等依据的准则稍后将讨论。作为对驱动信号V_G中上升沿的响应，半导体开关Q_PFC接通。也就是说，在半导体开关Q_PFC上的电压降V_DS降至(几乎)零，穿过开关(和电感)的电流i_DS开始从零几乎线性上升。在接通时间T_ON期间输出电流i_O是零，因为二极管D_PFC反向偏置而阻塞。

在期望接通持续时间T_ON已经过去之后，在时刻t₂(t₂＝t₁+T_ON)驱动信号V_G重设为低电平；在时刻t₂响应于驱动信号中的下降沿，半导体开关被关断。也就是说，在半导体开关Q_PFC两端的电压降V_DS上升至(几乎)恒定高电平(在某些振荡(ringing)之后)，穿过开关(和电感)的电流i_DS突然降至零，因为二极管D_PFC变得导电。电感器电流i_L(打个比方说)从晶体管的负载电流路径移交至二极管的负载电流路径。因此输出电流i_O在时刻t₂突然从零上升至其最大值(几乎等于以上所述的电流i_DS的最大值)。

随后，穿过二极管D_PFC(和穿过电感)的输出电流(几乎)线性下降直到在时刻t₃(t₃＝t₂+T_L)达到零。在该时刻，电压V_DS开始振荡，同时输出电流(因而电感器电流)保持为零。该振荡电压的第一最小值(理想地)为零伏特。然后振荡振幅逐渐衰减。在本实例中，驱动信号在时刻t₄再次设置为高电平以接通半导体开关Q_PFC，因而下一个切换周期开始。时刻t₄确定为在半导体开关两端的振荡电压V_DS达到局部最小值的时刻。在本实例中，选择振荡的第二局部最小值。

一般地，可以选择第N个局部最小值，其中N是大于等于一的整数。电压V_DS的局部最小值还称为“准谐振”接通状态。准谐振切换降低切换损耗。已知设置N等于1。在该情况下，DCM有时还称为临界导通模式(CrCM)或边界导通模式(BCM)。因而BCM(或CrCM)可以视为DCM的特殊情况。在准谐振DCM操作期间，可以调节接通时间T_ON(即，半导体开关Q_PFC被关断的时刻)。对于PFC电路，已知将接通时间T_ON设置为恒定值。该情况在图3的时序图中示出。图3包括示出整流AC线路电压|V_AC|＝V_G(PFC级的输入电压)、电感电流i_L以及其峰值包络和短期平均值(一个人周期一个周期的平均值)i_LAVG、由具有恒定脉冲长度(等于接通时间T_ON)的脉冲组成的相应驱动信号、以及相应的瞬时开关频率f_SW。

图3中所示的波形对于N＝1的准谐振切换是有效的，即，在半导体开关Q_PFC两端的电压V_DS中出现第一局部最小值的时刻接通半导体开关Q_PFC。利用该切换方案(恒定接通时间T_ON、N＝1的准谐振DCM操作)使电路具有良好的PFC性能。从图3(从上数第二时序图)中可以看到，电感电流i_L的周期性平均值I_LAVG与输入电压V_G和AC线路电压V_AC成比例且同相。因此，利用该切换方案可以实现接近1的功率因数。

电感电流的逐个周期平均值是包括电感电流的随后平均值的信号，对于每个单独的周期计算每个平均值。利用以上关于图3所述的切换方案提供了良好的功率因数。然而，在不得不针对相对较广的电压范围内的输入电压和可以在相对较广范围内变化的负载正确工作的SMPS中，作为结果，开关频率还可以在较广范围内变化，取决于输入电压V_G和负载而呈现出相对较高或较低值。

特别地，在许多应用中高开关频率是不期望的，即，为了避免导致效率降低的电磁干扰和高切换损耗。因此，更复杂的切换方案将有用于使开关频率维持在更窄范围内，并且不限制输入电压或负载的范围。

为了实现高功率因数，输入电流i_L的逐个周期平均值(等于使用升压变换器拓扑结构的本实例中的电感电流)需要与输入电压V_G成比例且同相。如果是这种情况，那么AC输入电流i_AC(参考图1)也将与AC线路电压V_AC成比例且同相。在一个切换周期T_SW期间取平均值的平均电感电流i_LAVG可以根据下式计算：

如果以下表达式是恒定值，那么平均电感电流与输入电压V_G成比例(且同相)：因为电感L_PFC是恒定的，所以足以使得表达式维持恒定水平。在电压控制器(稍后将描述)的输出提供值T_CTL，其具有5Hz到20Hz的带宽，因而值T_CTL在贯穿AC线路电压V_AC的一个半周期期间将基本恒定。根据方程式(2)得到如上所示，接通时间T_ON可以根据值T_CTL(在AC线路电压的一个半周期期间基本恒定)、电流切换周期T_SW＝f_SW ^-1、输入电压V_G和输出电压V_O计算。因而接通时间可变，且可以根据方程式(3)确定，从而获得高功率因数。

然而，以上方程式(3)只对于利用恒定开关频率T_SW＝f_SW ^-1的DCM操作有效。当利用准谐振切换方案时，切换周期T_SW需要由T_ON+T_L+T_D替代(参考图2)，其中T_D是取决于PFC电路中使用的电路部件的参数和谷值N的恒定延迟时间。方程式(1)中利用T_ON+T_L+T_D代替T_SW产生：

如果下列表达式维持恒定，则实现在输入电压V_G和平均电感电流i_L之间的比例性：

与以上相同(方程式(3))，接通时间可以计算为

也就是说，在利用恒定开关频率的DCM操作中，可以根据方程式(3)计算接通时间T_ON，而在准谐振DCM操作中，可以根据方程式(6)计算接通时间。在准谐振DCM操作中，延迟时间T_D是恒定的，可以表达为：T_D＝(N-0.5)·T_R (7)，其中N是半导体开关接通的局部最小值的那个数(在图2的实例中N＝2)，T_R是振荡电压V_DS的共振周期(振荡频率f_R＝T_R ^-1)(参考图2)。

从方程式(3)和(6)可以看到，只需要感测输入电压V_G和输出电压V_O，从而能够计算在AC线路电压的一个半周期期间的接通时间T_ON。所有其他参数(T_D或T_SW)都是恒定的，T_CTL’和T_CTL分别是在控制器电路4内产生的内部控制参数(参考图1)。不需要进行电流感测和零电流检测，因而降低电流感测电路中通常需要的无源电路部件中的损耗。

接通时间的计算在数值上是一种挑战。代替直接计算接通时间，可以使用迭代计算：

T_ON(n+1)＝T_ON(n)+f(T_CTL',T_D,v_G,v_O) (8)

其中f(˙)表示提供合适迭代步骤的有理函数或线性函数，如由一阶泰勒近似导出。

代替电压数据V_G、V_O，可以根据使用时间参数T_ON和T_L，因而T_ON(n+1)＝T_ON(n)+f(T_CTL',T_D,T_ON(n),T_L(n)) (10)

该迭代计算还可以实施为最小化下述差或最小化下式的内部反馈控制回路。

反馈控制可以根据T_ON(n+1)＝T_ON(n)+K_I·E_CTL(n)+K_P·[E_CTL(n)-E_CTL(n-1)](13)实施为PI-控制器。

当然，E_CTL可以由取代，PI-控制器可以由其他类型的控制器取代。

如上所述，本文中引入的控制参数T_CTL和T_CTL’应当近似恒定，从而确保合适的功率因数校正。而且，控制参数T_CTL和T_CTL’的绝对水平分别确定PFC级2的电输入功率。特别地，AC输入电流i_AC的大小与控制参数T_CTL(或T_CTL’)成比例。因此，通过“调整”控制参数T_CTL(或T_CTL’)可以将输出电压V_O调节至合适电平。图4示出在控制器4(参考图1)中实施的调节PFC级2的输出电压V_O的电压控制回路的结构。

在图4中，变量“s”表示频域的拉普拉斯变量，G(s)表示PFC级2的复杂传递函数(G(s)＝V_O(s)/T_ON(s))。传递函数表征PFC级2的频率响应，也就是输出电压V_O和接通时间T_ON之比。为了进行电压控制，接通时间T_ON视为PFC级2的输入信号。

PFC级2可以通过多种方式建模。一个可能是将PFC级2的系统行为(即，传递函数G(s))近似为如下：其中参数K_G、R和C是表征PFC级2的增益、电阻值和电容值。这些参数可以通过模拟(系统辨识)、实验或理论考虑来获得。实际上用于控制器设计的模型对本发明而言并不重要，因而下文中不再进一步讨论。

在图4中，功能块42表示根据方程式3或6进行的接通时间计算(取决于使用恒定开关频率还是准谐振操作)。功能块42接收控制参数T_CTL或T_CTL’，并被配置为计算以上详细讨论的对应接通时间T_ON。从图4中可以看到，功能块42在上游连接表示PFC级2的系统G(s)，并提供计算的接通时间T_ON(作为输入信号)给PFC级2。

图4中描述的控制回路进一步包括控制器41，可以是如PI或PID控制器(PI控制器＝比例积分控制器；PID控制器＝比例积分微分控制器)。控制器41是由传递函数R(s)表征，变量“s”是拉普拉斯变量。控制器41可以根据控制工程领域中已知的任意合适的控制器设计方法设计。一般地，控制器41接收表示期望输出电压V_O ^*和实际测量的输出电压V_O,M(VE＝V_O ^*-V_O,M)之差的误差信号V_E。

功能块43表示电压测量。功能块接收输出电压V_O，并被配置为提供表示实际输出电压信号V_O的测量信号V_O,M。理想地，测量仪器的传递函数K_M是实函数，在本实例中K_M＝1。如上所述，控制器41具有较低上限截止频率，在如5Hz和20Hz之间，因此在AC输入电压的一个半周期期间控制参数T_CTL或T_CTL’近似恒定。

图4的实例进一步包括模式控制器44，可以视为控制器4的零件(参考图1)。工作模式是通过模式控制器44依赖于至少一个以下因素选择的：AC输入电压V_AC、提供给PFC级2的输入电压V_G、PFC级2的输出电压V_O、PFC级2提供的输出电流和PFC级2的输入或输出功率。根据本文中所述的实施例，下列工作模式可用：

——具有恒定开关频率的不连续电流模式(DCM)；

——在第一最小值进行准谐振切换的DCM(DR-1模式)；

——在第二最小值进行准谐振切换的DCM(DR-2模式)；

——在第N个最小值进行准谐振切换的DCM(DR-N模式)，等

以上已经参考图2讨论准谐振切换。图2的实例示出在通过开关Q_PFC的电流达到零的时刻t₀之后，在半导体开关Q_PFC上的电压V_DS中出现的第二局部最小值处进行切换。

一般地，随着停滞时间T_D(参考图2)变长，当从QR-N模式切换至QR-(N+1)模式时，开关频率f_SW＝T_SW ^-1降低。因为在时刻t₀之后电压信号VDS的振荡振幅逐渐衰减(参考图2)，所以只能检测一些局部极小值，如前五个局部极小值。在该情况中，只有五个准谐振模式可用(也就是QR-1、QR-2、QR-3、QR-4和QR-5)。为了进一步降低开关频率，使用具有低于QR-5模式中的有效开关频率的固定开关频率f_SW的DCM。应当注意，取决于实际实施，可以使用更少或更多准谐振模式。

一般地，应当选择具有最合适开关频率范围的工作模式。一个可能是限定最小和最大开关频率。如果电流最大开关频率太高，那么工作模式改变至具有更低最大开关频率的模式。而且，如果电流最小开关频率太低，那么工作模式改变之具有更高最小开关频率的模式。适用于最小和最大开关频率的规则可以由音频噪声和切换损耗给定，限制可以是线路电压和负载的函数。

另一可能是限定表征开关频率范围的一个频率，例如，平均开关频率、或开关频率范围的中间值、或在AC线路电压的某一相位的开关频率。选择具有最接近期望特征频率的特征频率的工作模式。期望特征频率可以由像音频噪声、EMI和/或效率的类似准则给定，并且可以是线路电压和负载的函数。而且，MOSFET Q_PFC的接通时间或电感峰值电流可以用作选择工作模式的准则。

尽管已经公开本发明的各种示例性实施例，但是本领域的普通技术人员将理解，在不偏离本发明的精神和保护范围的情况下，可以做出将实现本发明的某些优势的各种改变和改进。本领域的普通技术人员明显理解，可以适当地替代执行相同功能的其他部件。应当注意，参考具体附图说明的特征可以与其他附图的特征组合起来，即使在未明确提及的情况下。而且，本发明的方法可以在利用合适的处理器指令的所有软件实施或在利用硬件逻辑和软件逻辑的组合实现相同结果的混合系统中实施。发明概念的改进将由相关权利要求涵盖。

Claims

1.一种功率因数校正电路，包括：

被可操作地提供输入电压和输入电流的第一电感器，所述输入电压是经整流的AC线路电压；

具有与所述第一电感器串联耦合的负载电流路径的半导体开关；

耦合到所述第一电感器且可操作地提供输出电压和输出电流的输出端子；以及

用于控制所述半导体开关的循环切换操作的控制器电路，所述控制器电路被配置为：

监控表示在所述半导体开关的所述负载电流路径两端的电压降的反馈信号；

当所述半导体开关被关断时，检测所述反馈信号中的至少一个局部最小值；

响应于检测到所述反馈信号中的第N个局部最小值，接通所述半导体开关，其中N是大于等于1的整数，N的确定取决于至少一个以下因素：输入电压、输出电压和输出电流；以及

在可调节的接通时间过去之后关断所述半导体开关，其中在每个循环中的切换中调节所述接通时间，使得所述输入电流的逐个周期平均值与所述输入电压成比例且同相。

2.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，还包括二极管，其被配置为接管在所述半导体开关处于关断状态的时段期间的输出电流。

3.根据权利要求2所述的功率因数校正电路，其中所述二极管耦合在输出端子和所述第一电感器与所述半导体开关共享的公共电路节点之间。

4.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，还包括耦合到所述输出端子的电容器。

5.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其中所述控制器电路还被配置为在至少一个准谐振模式和至少一个又一模式下工作，

其中，在所述至少一个准谐振模式下，所述控制器电路利用与所述至少一个准谐振模式相关联的针对N的具体值来控制所述半导体开关的循环切换操作，以及

其中，在所述至少一个又一模式下，所述控制器电路利用与反馈信号中任何局部极小值无关的可调节接通时间和恒定循环周期来控制所述半导体开关的循环切换操作。

6.根据权利要求4所述的功率因数校正电路，其中至少一个准谐振模式与开关频率范围和模式切换准则相关联，以及其中所述控制器电路被进一步配置为当所述开关频率不符合模式切换准则时切换至所述至少一个又一模式和所述准谐振模式中的一个模式。

7.根据权利要求4所述的功率因数校正电路，

其中至少一个准谐振模式与平均开关频率、下频率阈值和上频率阈值相关联，

其中所述控制器电路被进一步配置为，当所述平均开关频率超过所述上频率阈值时切换至具有更低平均开关频率的所述至少一个又一模式和所述准谐振模式中的一个模式，以及

其中所述控制器电路被进一步配置为，当所述平均开关频率下降到低于所述下频率阈值时切换至具有更高平均切换频率的所述至少一个又一模式和所述准谐振模式中的一个模式。

8.根据权利要求4所述的功率因数校正电路，

其中至少一个准谐振模式与最小和最大开关频率、下频率阈值和上频率阈值相关联；

其中所述控制器电路被进一步配置为，当所述最大开关频率超过所述上频率阈值时切换至具有更低最大开关频率的所述至少一个又一模式和所述准谐振模式中的一个模式；以及

其中所述控制器电路被进一步配置为，当所述最小开关频率下降到低于所述下频率阈值时切换至具有更高最小开关频率的所述至少一个又一模式和所述准谐振模式中的一个模式。

9.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其中所述控制器电路被进一步控制为提供控制参数，根据所述控制参数在每个切换循环中计算所述接通时间。

10.根据权利要求9所述的功率因数校正电路，其中所述控制参数在是经整流AC线路电压的输入电压的周期期间近似恒定。

11.根据权利要求10所述的功率因数校正电路，其中调节所述控制参数使得所述输出电压匹配期望输出电压电平。

12.根据权利要求10所述的功率因数校正电路，其中能够针对所述输入电压的各周期调节所述控制参数，由此调节所述输出电压。

13.一种利用功率因数校正电路的功率因数校正方法，所述功率因数校正电路包括：

具有串联耦合所述第一电感器的负载电流路径的半导体开关；以及

耦合到所述第一电感器且可操作地提供输出电压和输出电流的输出端子；

其中所述方法包括：

监控表示在所述半导体开关的负载电流路径两端的电压降的反馈信号；

当所述半导体开关被关断时检测所述反馈信号中的至少一个局部最小值；

响应于检测到所述反馈信号中的第N个局部最小值，接通所述半导体开关，其中N是大于等于1的整数，并且N的确定取决于至少一个以下因素：输入电压、输出电压和输出电流；以及

在可调节的接通时间已经过去之后关断所述半导体开关，其中在每个循环中的切换中调节所述接通时间，使得所述输入电流的逐个周期平均值与所述输入电压成比例且同相。