CN102118107A - 用于功率转换电路的控制器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种功率转换控制器(402)，用于控制功率转换电路(400)中的开关(404)的操作，其中，所述功率转换控制器(402)被配置为根据以下模式来操作开关(404)：针对大于最小阈值的切换频率的可变频率操作模式；以及针对等于最小阈值的切换频率的固定频率操作模式。

Description

用于功率转换电路的控制器
技术领域
本发明涉及一种用于功率转换电路的控制器，具体地而非排他地，涉及一种用于操作功率因子校正电路中的开关的控制器。
背景技术
已知通过诸如EN 61000-3-2等规定来限制干线操作(mains-operated)的电气设备的输入电流的谐波内容。该规定在许多国家有效，已知其他国家采用将功率因子限制到最小水平的规定。尽管如此，仍需要改进功率因子。
改进功率因子的已知方式包括使用诸如串联的扼流圈/电感器之类的无源装置，从而扼流圈具有足够高的电感来将电流谐波抑制到规定限制以下。本领域中还已知使用有源装置来改进功率因子。随着规定变得越来越严格，由于有源方案在改进干线谐波内容方面提高了效率，因此通常认为有源方案优于无源方案。
本说明书中对在先公开文献或任何背景的论述不必须被看作是认可该文献或背景是现有技术或公知常识的一部分。本公开的一个或多个方面/实施例可以解决或不解决背景问题中的一个或多个。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供了一种用于对功率转换电路中的开关的操作加以控制的功率转换控制器，其中功率转换控制器被配置为根据以下模式来操作开关：
可变频率操作模式，针对大于最小阈值的切换频率；以及
固定频率操作模式，针对等于最小阈值的切换频率。
以这种方式，可以提供一种高效的功率转换电路，该功率转换电路根据如何使用该功率转换电路来利用不同操作模式的有利性能。例如，可以根据功率转换电路的输出功率级在操作模式下操作该功率转换电路，使得针对低功率级使用可变频率操作模式而针对高功率级使用固定频率操作模式。
固定频率操作模式可以是连续导通操作模式(CCM)。可变频率操作模式可以是临界导通操作模式(BCM)。已发现，使用CCM与BCM的组合可以提供一种尤为高效的功率转换电路。
功率转换电路可以是功率因子校正电路。
所述功率转换控制器可以被配置为：当所需的输出和输入功率下降，使得可以在超过最小阈值的切换频率下执行可变频率操作模式时，从固定频率操作模式无缝地改变到可变频率操作模式。
所述功率转换控制器可以被配置为：当可变频率操作模式(如，BCM)下的实际切换频率达到针对切换频率级的最小阈值时，从可变频率操作模式无缝地改变到固定频率操作模式。
所述功率转换控制器可以被配置为在功率转换电路处接收到的信号的半波期间改变操作模式。通过提供一种可以在某一频率下设置操作模式的功率转换控制器，所述频率足够高以至于能够在功率转换电路处接收到的信号(如，干线信号或整流后的干线信号)的半波期间改变操作模式，使得可以提供一种尤为高效的功率转换电路。
根据本发明的另一方面，提供了一种功率转换电路，包括：
开关；以及
用于对开关的操作加以控制的控制器，所述控制器被配置为根据以下模式来操作开关：
针对大于最小阈值的切换频率的可变频率操作模式；以及
在等于最小阈值的切换频率处的固定频率操作模式。
所述功率转换电路可以包括功率因子校正电路。功率因子校正电路可以是升压转换器、降压转换器、降压-升压转换器或任何其他类型的开关模式电源(SMPS)电路。将理解，本发明的实施例可以与任何脉冲宽度调制(PWM)控制转换器一起使用。其他示例包括Cuk转换器、单端初级线圈电感器(SEPIC)转换器、回扫转换器、前向转换器和半桥式转换器。
根据本发明的另一方面，提供了一种对功率转换电路中的开关的操作加以控制的方法，所述方法包括根据以下模式来操作开关：
针对大于最小阈值的切换频率的可变频率操作模式；以及
在等于最小阈值的切换频率处的固定频率操作模式。
可以提供一种集成电路，所述集成电路包括任何功率因子校正控制器或本文所公开的电路的控制功能。
可以提供一种计算机程序，所述计算机程序在计算机上运行时，使计算机配置包括功率转换控制器、电路、系统或本文公开的设备在内的任何设备，或使计算机执行本文所公开的任何方法。计算机程序可以是软件实现，计算机可以被看作是任何合适的硬件，作为非限制性示例，所述合适的硬件包括数字信号处理器、微控制器、以及以只读存储器(ROM)、可擦可编程只读存储器(EPROM)或电可擦可编程只读存储器(EEPROM)的实现。
所述计算机程序可以被提供在诸如磁盘或存储设备等计算机可读介质上，或者可以体现为瞬态信号。这样的瞬态信号可以是网络下载，包括互联网下载。
一种计算机程序，在运行在计算机上时，使计算机执行本文公开的任何方法，或使计算机配置本文公开的任何控制器，或使计算机配置本文公开的任何电路。
附图说明
现在参考附图仅以示例的方式给出描述，附图中：
图1示出了被配置为功率因子校正级的升压转换器；
图2图示了固定频率操作模式下升压转换器的操作；
图3图示了可变频率操作模式下升压转换器的操作；
图4示出了根据本发明实施例的电路；
图5图示了根据本发明实施例的升压转换器的操作；以及
图6示意性地示出了根据本发明实施例的控制器。
具体实施方式
本文所描述的一个或多个实施例可以涉及一种用于功率转换电路的控制器，具体涉及一种用于对功率转换电路中的开关加以控制的控制器。该控制器可以包括与开关的最小切换频率级相对应的最小阈值。控制器可以在最小切换频率级处以固定频率操作模式操作开关，或在大于最小切换频率级处以可变频率操作模式来操作开关。
作为示例，控制器可以当功率转换电路的输出处需要高功率时以连续导通模式(CCM)固定频率操作模式来操作开关，并且控制器可以针对低功率以临界导通模式(BCM)可变频率操作模式来操作开关。这样的示例可以根据功率转换电路的瞬时功率需求，利用不同操作模式的改进的性能，提供一种高效的功率转换电路。
在一些实施例中，可以在由功率转换电路的输入处接收到的半波信号来表示的时间段期间，改变开关的操作模式。
图1示出了被配置为功率因子校正级的升压转换器，这是已知的改进电路功率因子的方式。升压转换器可以工作在高切换频率下，以产生正弦输入电流波形或至少具有足够低以至于可以满足任何规定的谐波内容的输入电流波形，而同时仍然为次级DC-DC转换器(未示出)提供较高的输出电压，所述次级DC-DC转换器将供给负载。
图1所示的升压转换器经由适当的输入滤波器102连接至干线电压源100。滤波器102应当用于滤除PFC级的高频分量。然而，EN61000-3-2规定的谐波内容不受滤波器级的影响。
桥式整流器104连接至输入滤波器102的输出，桥式整流器104由四个二极管D1A至D1D构成。滤波电容器C1连接在桥式整流器104的输出的两端。滤波电容器106的值由限制功率因子的零交叉失真的量来限制，这可以防止过高频率的电流流经整流器二极管。
升压转换器由扼流圈/电感器L1 108、开关S1 110和整流器二极管D2 112来提供，开关S1 110通常是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或绝缘栅极双极晶体管(IGBT)。
输出电容器C2 114连接在升压转换器的输出的两端，以便缓冲由于功率输入的波动而产生的能量。将输出电容器114两端的电压作为输入电压提供至次级，如，DC-DC转换器(未示出)，输出电容器114两端的电压可以高于干线峰值电压。在该配置中不出现再充电脉冲。
已知以多个不同操作模式之一来操作升压转换器。这些模式之一是固定切换频率模式，在这种情况下，输入电流波形被控制为正弦波形或被控制为遵循输入电压。使用固定切换频率，转换器可以根据扼流圈的实际功率传递、电压电平、切换频率和电感来工作在非连续导通模式(DCM)下或连续导通模式(CCM)下。
如本领域中已知的，CCM被定义为一种操作状态，在这种操作状态下经过扼流圈L1 108的电流不会在连续切换操作之间下降到零，因此扼流圈L1 108是连续导通的。DCM被定义为一种操作模式，在该操作模式下，经过扼流圈L1 108的电流不会在连续切换周期之间下降到零，因此扼流圈L1 108不是连续导通的。
图2图示了固定频率操作模式下的升压转换器的操作，从而根据功率传递，瞬时操作模式可以是DCM或CCM。图2示出了在从桥式整流器102接收到的半波信号期间流经扼流圈L1 108的电流。
可以看出，对于干线信号零交叉点附近的低功率传递，升压转换器在DCM下操作，图2中以参考202示出了这一点。对于较高功率传递，转换器在CCM下操作，图2中以参考204示出了这一点。将理解，对于“部分负载”，转换器可以针对整个半波信号在DCM模式下操作。
图3图示了在可变切换频率操作模式下升压转换器的操作。如果以电感器电流的固定滞后来操作转换器或者如果发生在DCM模式与CCM模式之间的边界处操作PFC升压转换器，则可以直接导致这种结果。图3所示的操作模式是临界导通操作模式(BCM)，这是因为切换频率变化使得在新切换周期开始处电感器电流在再次增大之前刚好返回零。
图4示出了根据本发明实施例的电路400的示例。电路400包括连接至桥式整流器电路408的交流输入电压源406，如，主电源。图4中将作为桥式整流器电路408的输出而提供的DC电压示为|Uin(t)|。桥式整流器电路408的第一DC电压输出408a连接至电感器/扼流圈L 414的第一管脚，电感器L 414的第二管脚连接至二极管D 416的第一管脚。二极管D 416的第二管脚连接至第一输出端口410a以及电容器C 418的第一极板。
桥式整流器电路408的第二DC电压输出408b连接至电容器C 418的第二极板以及第二输出端口410b。
此外，在桥式整流器电路408的第二DC电压输出408b与电感器L414的第二管脚和二极管D 416的第一管脚的连接之间，提供开关T1 404。如将更详细描述的，开关404的状态和升压转换器的操作模式由控制器402来控制。
已经意识到，相对于BCM，CCM下开关404的操作可以是有益的，因为可以减小MOSFET开关404中的均方根(RMS)电流和电感器414的激励。已发现CCM操作对于高负载来说是优选的，这可以包括截止MOSFET开关404时损耗的减小。
还已意识到，对于低至中等功率来说，BCM操作可以是有益的，因为由于整流器二极管416的反向恢复使得可以没有损耗或有减小的损耗。通过使用具有谷值(valley)切换的BCM还可以减少导通损耗。
可以将采用谷值跳过/切换的BCM看作是理想BCM的实际实现。理想BCM可以需要电流在切换周期结束时下降到零并保持在零，然而实际上这种情况是不会出现的，这是因为，由于电容器和其他组件与升压扼流圈一起提供振荡电路，电路中将存在振荡电感器电流。采用谷值切换的BCM包括：等待二极管电流下降至零，然后等待在操作开关之前开关两端振荡电压的下一个最小值或至少足够低的值。振荡电压的最小值可以称作“谷值”。采用谷值跳过的BCM包括在操作开关之前跳过多个“谷值”，使得在出现第二谷值或后续谷值时操作开关。
在一些示例中，BCM和CCM操作之间的比较示出了由于开关404在关断处的高电流导致BCM预期较高的损耗。然而，如果还实现了谷值切换，通过在MOSFET开关404的漏极和源极两端施加缓冲(snubber)电容器能够减小这些损耗。由于导通损耗的增大导致该电容器的使用不适于CCM。
振荡器402可以在预定义的(通常是固定的)频率下以CCM来操作升压转换器并在必要时向着BCM改变控制策略。
在该示例中，控制器402监控在可变频率操作模式下操作的开关404的切换频率，当切换频率随着所需功率的增大而减小时，控制器402可以检测可变切换频率何时达到最小频率阈值。然后，当达到最小频率阈值时，控制器402可以将开关404的操作模式变成固定频率操作模式(如，CCM)，由此将频率固定在最小频率阈值。即，控制器102防止了切换频率下降到最小频率阈值以下，这可以使转换器能够对于本来在BCM下操作时需要较小切换频率的功率电平，在CCM操作模式下操作。
图5图示了根据本发明实施例的转换器的性能。图5在纵轴上示出了经过电感器的电流，在横轴上示出了时间。采用与图2和3所示的相同的方式，水平轴上所示的时间表示从主电源接收到的半波信号。
将理解，图2、3和5示出了设计的仿真结果，其中该设计使用选择的参数，使得可以分别看出切换周期。在实际应用中，电感值要小得多，并且切换频率级被设置为比用于仿真的值大得多。尽管如此，用于产生图2、3和5所示结果的仿真便于说明本发明的原理。
如上所述，从图5可以看出，所选参数的转换器部分地在固定频率CCM模式下操作且部分地以采用可变频率的BCM来操作。504所指示的时间跨度是转换器在固定频率CCM下操作的时间。电感器电流不达到零。502所指示的时间间隔是转换器在正常BCM模式下操作的干线半周期部分。由于所选的输出功率，图5中没有出现以谷值跳过来操作的第二BCM模式。
控制器402的一个实现方式是在另一时间段之后将开关404关断，而与电感器电流无关。这无缝地导致CCM操作。然后可以认为转换器自动切换至CCM模式，图6中示出了可以与该控制器相结合使用的峰值电流模式控制的控制原理。
图6描述了与本发明有关的控制方案的简化框图。所描述的控制方案一方面由于引入了最小切换频率(fsmin，604)而允许CCM与BCM操作之间的无缝转换。另一方面该控制方案通过引入最大切换频率级fsmax(602)而允许两个不同BCM操作模式(仅采用谷值切换的BCM和采用附加的谷值跳转的BCM)之间的无缝转换。为了避免两个BCM操作模式之间不期望的频繁改变，fsmax的实际实现可以并入滞后(即，两个略微不同的fsmax值，以增加或减少所跳过的谷值的数目)。
实际上，出于以下原因，可以认为BCM操作比DCM操作级别高：
·在采用BCM的情况下谷值切换是可能的，而在DCM下，可以在任何时刻导通MOSFET，因此电容性导通损耗比BCM操作模式下高。
·在DCM操作中期望峰值电流以及因此的关断损耗更高。固定切换频率需要相对长时间在脉冲之间没有电流。当必须传递相同功率时，峰值电流可以更高。由于电容性接通损耗，缓冲(snubbing)电容器可能是不合适的。
·更高的峰值电流可以针对电感器414引入更高的磁芯(core)激励，因此预期电感器414中的损耗比在BCM操作下高。
·预期MOSFET开关404中以及整流器二极管416中的RMS电流比BCM操作模式下高，因此导通损耗也会上升。
将理解，之所以认为对于升压转换器来说BCM操作优于DCM操作还有其他原因，本文所公开的一个或多个而事实了基于以下认识：在低功率级BCM操作相对于DCM操作是优选的，通过针对更高的功率级将操作模式改变成CCM可以避免BCM操作在更高功率级下的缺点。
在一些实施例中，转换器可以在部分负载期间始终在BCM下操作，关于给定的操作点，切换频率将在BCM操作下保持在所选的最小频率级以上。
本发明的实施例可以提高以固定频率操作的已有PFC升压转换器的电源/转换器的部分负载效率，或者可以将BCM升压转换器的可行操作范围扩大到更高的功率级。
将理解，本发明实施例的原理不限于升压转换器，也不限于功率因子校正(PFC)级，而是可以等同地应用于任何类型的转换器，包括任何脉冲宽度调制(PWM)转换器。本发明的实施例对于典型地根据大范围输入电压向可变负载馈送的转换器来说尤为有利。
本文所描述的一个或多个实施例可以使功率因子校正电路/级能够以采用谷值跳过的BCM来工作，以进一步提高效率，尤其是在相对低负载的条件下。控制器可以根据操作参数值动态地从CCM变到BCM再变到采用谷值跳过的BCM。
根据本发明实施例的PFC可以不需要利用感测电阻器来测量电流，可以以其他方式，例如，通过控制开关的恒定“接通”特性，来确定干线电流的波形以在干线电流的谐波内容方面符合法定要求/标准或客户要求。
本发明的一个或多个实施例可以与电源尤其是功率因子校正电路一起使用，所述功率因子校正电路在BCM下并且仅在最大负载的最临界操作点处操作，和/或以CCM在最小输入电压处操作。
本文所公开的一个或多个实施例可以利用最小频率设置来限制最大波纹电流。在一些实施例中，可以通过减小电流的RMS值和/或减小与跟功率转换电路相关联的输入EMI滤波器相关联的尺寸和损耗，来实现效率的提高。可以通过防止过低切换频率来实现这一点。

Claims (10)

1.一种功率转换控制器(402)，用于控制功率转换电路(400)中的开关(404)的操作，其中，所述功率转换控制器(402)被配置为根据以下模式来操作开关(404)：
针对大于最小阈值的切换频率的可变频率操作模式；以及
在等于最小阈值的切换频率处的固定频率操作模式。
2.根据权利要求1所述的功率转换控制器，其中，功率转换电路是功率因子校正电路。
3.根据权利要求1或2所述的功率转换控制器，其中，固定频率操作模式是连续导通操作模式。
4.根据权利要求1至3中任一项权利要求所述的功率转换控制器，其中，可变频率操作模式是临界导通操作模式。
5.根据前述权利要求中任一项权利要求所述的功率转换控制器，其中，所述功率转换控制器还被配置为根据一个或多个检测到的操作参数值，按照第二可变频率操作模式来操作开关。
6.根据前述权利要求中任一项权利要求所述的功率转换控制器，其中，功率转换控制器被配置为在功率转换电路处接收到的信号的半波期间改变操作模式。
7.一种功率转换电路，包括：
开关；以及
用于对开关的操作加以控制的控制器，所述控制器被配置为根据以下模式来操作开关：
针对大于最小阈值的切换频率的可变频率操作模式；以及
在等于最小阈值的切换频率处的固定频率操作模式。
8.根据权利要求7所述的功率转换电路，其中，所述功率转换电路(400)包括功率因子校正电路。
9.一种对功率转换电路中的开关的操作加以控制的方法，所述方法包括根据以下模式来操作开关：
针对大于最小阈值的切换频率的可变频率操作模式；以及
在等于最小阈值的切换频率处的固定频率操作模式。
10.一种计算机程序，所述计算机程序在计算机上运行时，使计算机执行根据权利要求9所述的方法，或者配置根据权利要求1至6中任一项权利要求所述的控制器(402)，或者配置根据权利要求7或权利要求8所述的电路(400)。
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