CN101902124B

CN101902124B - 栅压摆幅控制Buck-Boost开关电源变换器

Info

Publication number: CN101902124B
Application number: CN 201010246326
Authority: CN
Inventors: 耿莉; 王轲; 范世全; 李世杰; 王胜磊; 高源�
Original assignee: Xian Jiaotong University
Current assignee: Xian Jiaotong University
Priority date: 2010-08-05
Filing date: 2010-08-05
Publication date: 2013-01-02
Anticipated expiration: 2030-08-05
Also published as: CN101902124A

Abstract

本发明公开了一种栅压摆幅控制Buck-Boost开关电源变换器，其特征在于：包括Main_circuit模块、SENSFET模块、GCM模块、CLK_gen模块、Deadtime模块、EA模块、PWM_generator模块、Mode_sel模块、BGR模块、Soft_start模块和Protect模块；应用本发明设计的Buck-Boost变换器，可以实现开关管和同步整流管全集成，外接电感和输出滤波电容；输入端电压范围2.4V-4.2V，输出端电压范围1.0V-4.0V，最大输出电流500mA，最高工作频率5MHz，轻负载时系统整体效率80％以上；重负载时整体效率90％以上；控制环路为PWM电压模控制。

Description

栅压摆幅控制Buck-Boost开关电源变换器

技术领域：

本发明属于变换器领域，涉及一种为电池供电便携式电子设备提供稳压电源的DC-DC变换器，尤其是一种栅压摆幅控制Buck-Boost开关电源变换器。

背景技术：

随着便携式电子产品的不断进步，当今便携设备中的电路芯片对于开关变换器提出了更高的要求。开关变换器由于其高集成度、高效率等特性，已经逐渐取代传统的线性电源系统，成为便携式电子设备电源管理的主流解决方案。

在开关变换器中，Buck型(降压)和Boost型(升压)虽然效率较高，但仅能完成升压或降压变换。为了提高变换器的应用范围，能同时完成升压和降压变换的Buck-Boost变换器便成为许多系统的选择。

在经典的四开关Buck-Boost变换器中，由于单个时钟周期内有四个开关管进行开关动作，其损耗大大高于两开关的Buck或Boost变换器，因此其效率低于后两种结构。为了解决这个问题，2005年Sahu等人首先提出了多模式Buck-Boost变换器的控制方式：在实现降压变换时，变换器以Buck模式工作；升压时以Boost模式工作；而Buck-Boost模式仅作为其中的一种过渡模式。因此在大多数情况下，变换器中只有两个开关管进行开关动作。

多模式技术大大降低了Buck-Boost变换器的开关损耗，因而在Buck-Boost变换器中得到了广泛的使用。但是在这种方法中，并没有针对负载电流的变化对变换器的开关损耗进行优化，因此在轻负载情况下，受到开关损耗的影响，变换器效率下降得很快。

现阶段最广泛使用的改善开关DC-DC变换器轻负载效率的方法是PFM/PWM混合调制技术。混合调制技术利用PFM模式频率可调的特性在轻负载情况下降低变换器的开关频率，从而实现轻负载效率的提高。但是这项技术有着很明显的不足：开关变换器的输出端频谱中，在开关频率及其倍频处存在噪声分量，而由于PFM模式开关频率的不确定性，这个噪声的频率也会变得很难确定，将有可能和电路系统的输入、输出端信号产生耦合，从而降低电路的信噪比。

Standford大学的M.D.Mulligan等人在2007年提出了利用压控延时链(VCDL，VoltageControlled Delay Line)实现栅压摆幅调整的电路结构，并将其应用于Buck变换器中。在Mulligan的电路中，栅压摆幅调整模块通过对Buck变换器导通管特定时间点进行电流采样确定变换器的负载电流大小，并以此确定开关管栅压摆幅大小。该栅压摆幅调整电路具有结构简单、面积较小的优点，但是同时存在以下不足：

1)由于是对特定时间点的电流进行采样，采样电路需要一个非常准确的时钟信号。受到电路中非理想因素影响，当采样电路的控制时钟偏离理想值时，电流的采样值将会有很大的误差，从而会对整体电路优化结果产生比较大的影响。

2)由于Mulligan设计的Buck变换器，输入端、输出端都是固定的电压，其栅压摆幅调整电路并没有考虑占空比变化对于电路效率的影响，因此该结构在宽电压变换范围的开关DC-DC变换器中并不适用。

发明内容：

针对现有技术存在的问题，在原先栅压摆幅调整电路的基础上对其进行了改进，采用电流积分采样的方式，采样流经开关管的电流积分信息，从而降低了电路对采样时钟的要求。与此同时，积分采样的方式使得栅压摆幅调整模块能够针对变换器占空比的变化来优化开关管的栅压摆幅，因此变换器能够在宽变换范围下实现总体的效率优化。

考虑到变换器日益提高的开关频率，还提出了跨周期采样的思想以降低采样电路的工作周期，从而在实现效率优化的前提下减少电路的动态损耗。

最后，将改进后的栅压摆幅调整模块应用于多模式、宽变换范围Buck-Boost变换器中并进行验证。

本发明针对开关变换器轻负载效率低的问题，在高频率、宽变换范围的Buck-Boost变换器中采用栅压摆幅调整的方法实现轻负载效率优化。

本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供一种栅压摆幅控制Buck-Boost开关电源变换器，包括Main_circuit模块、SENSFET模块、GCM模块、CLK_gen模块、Deadtime模块、EA模块、PWM_generator模块、Mode_sel模块、BGR模块、Soft_start模块和Protect模块。

所述Main_circuit模块是主电路模块，其中：Lout和Lin连接外接电感的两端；Vin接电源的输入端；Vout接电源的输出，Vout端外接串联分压电阻，产生一个反馈信号VFB，该电压与EA模块以及Mode_sel模块相连；VP1、VN1、VP2、VN2是主电路中栅压控制信号的输入端；所述SENSFET是开关管电流检测模块，其中输入端VP1、VN1、VP2、VN2与Main_circuit模块中的同名端相连；输出端Vsense_p1、Vsense_n1、Vsense_p2、Vsense_n1与GCM模块的同名端相连。

所述GCM模块是栅压摆幅调整控制模块，其中输入端p1、n1、p2、n2分别与SENSFET模块的Vsense_p1、Vsense_n1、Vsense_p2、Vsense_n1相连；输入端clk与CLK_gen模块的同名端相连；输入端VP、VN与Deamtime模块的同名端相连；输出端Vp1、Vn1、Vp2、Vn2与Mian_circuit模块的同名端相连；输入端vbias用来为模块内部电路提供偏置电压，与BGR模块相应端口连接；所述CLK_gen模块用于产生时钟信号控制GCM模块的周期性工作，其中输入端Vdd与变换器输入端电压Vin相连，输出端clk与GCM模块同名端相连。

所述Deadtime是死区时间控制模块，其中VPWM端是模块的输入端，与EA模块的同名端相连，VP、VN是模块的输出端，分别代表PMOS和MNOS开关管的栅压控制信号，VP、VN与GCM模块的同名端相连。

所述EA模块根据电路的输出端反馈电压VFB与基准电压Vref产生控制信号VEA；其中Vref是模块的输入端，与外接的基准电压相连；输入端vbias用来为模块内部电路提供偏置电压，与BGR模块相应端口连接；输出端VEA与PWM_generator模块的同名端口相连。

所述PWM_generator模块用于根据EA模块的VEA控制量产生具有一定占空比的PWM信号；其中输入端VEA与EA模块的同名端相连；输入端startup与Soft_start模块的同名端相连，保证电路的软启动；输入端vbias用来为模块内部电路提供偏置电压，与BGR模块相应端口连接；输入端EN与Protect模块的同名端相连，用以保证过温时电路能够停止工作；输出端VPWM与Deadtime模块的同名端口相连。

所述Mode_sel模块用于进行模式选择与控制；该模块根据电路输入端输出端电压关系决定电路工作在Buck、Boost、或者Buck-Boost模式下；输入端Vref与EA模块的Vref输入端相连；输入端Vref_in与输入端电压Vin经外接电阻分压得到的信号相连；输出端Vbuck、Vboost与GCM模块的同名端相连，从而实现对电路工作状态的控制。

所述BGR模块用于为电路系统提供基准电压，保证电路的正常工作；其中输入端Vin与变换器的输入端电压相连，输出端vbias与GCM模块、EA模块、PWM_generator模块的vbias端口相连，为其提供相应的基准电压。

所述Soft_start模块用于保证电路的软启动功能；其中输入端Vin接变换器的输入端电压，输出端startup与PWM_generator模块的同名端相连。

所述Protect模块用于为系统提供温度过温保护功能，电路利用片上晶体管的温度特性判断电路是否过温；输入端Vref与BGR模块的vbias相连；输出端EN与PWM_generator模块的同名端相连。

应用本发明设计的Buck-Boost变换器，可以实现开关管和同步整流管实现全集成，外接电感和输出滤波电容；输入端电压范围2.4V-4.2V，输出端电压范围1.0V-4.0V，输出端最大电流500mA，最高工作频率5MHz，轻负载时系统整体效率80％以上；重负载时整体效率90％以上；控制环路为PWM电压模控制。

附图说明：

图1为本发明的全摆幅与摆幅调整后Buck变换器效率随开关频率变化的对比图，其中负载电流为100mA；

图2为本发明两种采样方式Buck变换器效率优化结果对比图；

图3为本发明的电路模块图；

图4为本发明的Buck-Boost主电路拓扑结构图；

图5为本发明的栅压摆幅优化模块结构图；

图6为本发明的Buck模式下效率优化结果图；

图7为本发明的Boost模式下效率优化结果图。

具体实施方式：

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

开关管导通时，其栅源电压升高，将导致导通损耗的提高。降低开关管的栅压摆幅，开关损耗会随之降低，因此在轻负载时降低开关管的栅压摆幅将会提高电路整体效率。

随着开关频率的不断提高，变换器开关损耗将越来越严重地影响其效率，因此栅压摆幅调制方法在高频变换器中存在广泛的应用空间。图1为全摆幅栅压和栅压摆幅优化两种Buck变换器的效率随开关频率升高而恶化的情况，变换器负载电流均为100mA，开关频率从500kHz上升到10MHz。由图中可以看出，通过栅压摆幅调整的方法可以有效地减缓变换器效率随频率升高而恶化的趋势。

在现有的开关变换器效率优化电路设计中，由于电路的输入端、输出端是固定值，因此PWM信号的占空比也可以看作是一个常量。这样的简化使得电路的设计者不需要考虑占空比变化对于开关管导通损耗的影响。开关管的栅压摆幅调整的依据是电感电流的平均值，这个值与变换器占空比无关；开关管的均方根电流会随着占空比变化，相应地其导通损耗也与占空比有关。而同时，宽的电压变换范围导致变换器的占空比不再是一个可以预计的常量，如果效率优化电路仅仅能采样得到电感电流平均值而对占空比的变化没有响应，效率优化的结果只能在占空比等于某一个确定值的点上达到最优，而在其它情况下，效率优化不能达到预期目标。

在本设计中，通过采样MOS开关管在整个时钟周期中的平均电流，并根据该信号确定效率优化电路的工作状态。因此，效率优化电路便能考虑到开关变换器占空比变化带来的影响，从而使得电路在宽变换范围内都达到一个比较合理的优化效果。

图2是采样电感平均电流和采样MOS管平均电流两种方式下效率优化结果的对比。其中，变换器的工作参数为：输入端电压4.0V，输出端电压1.0V～3.5V，输出端负载200mA，其占空比的最大、最小值分别为87.5％和25％。两种采样方式在占空比较大时，效率指标相近，而随着占空比的变小，采样电感平均电流的栅压摆幅调整电路带来的优化效果劣于采样MOS管平均电流的调整方案。在占空比为25％时，两者的效率指标相差约2.4％。由分析可知，本发明提出的采样MOS管平均电流方式，能够在宽输出端电压范围内实现更好的效率优化结果。

随着开关变换器频率的不断提高，以往优化电路设计方案中每个时钟周期对电流进行采样的设计便显得不合实际。首先，随着开关变换器频率进入MHz级别，其开关周期随之降入微秒级。与此相比，在电子产品应用中，负载变化速度一股较慢，使得每个周期都去检测负载变化成为一件冗余的工作。另外，随着变换器工作频率的提高，高频率下的采样分析电路对于运放要求会不断提高，大大增加了电路的设计难度，同时也会增加其静态和动态损耗。基于以上考虑，本设计采用了跨周期积分电流采样的方式。这样的结构在满足设计要求的同时，降低了电路的设计难度。

考虑到NMOS开关管和PMOS开关管电流采样电路的相似性，本设计中提出了一种新型的交替采样工作方式以实现优化电路的复用。

具体来说，是在第1～N个开关周期中，电路对PMOS开关管的电流进行积分采样，并在第N个开关周期结束的时候，根据这1～N个开关周期中PMOS开关管电流情况确定PMOS开关管的栅压摆幅；而在第N+1～2N个开关周期中，电路对NMOS开关管电流进行积分采样，并在第2N个开关周期结束的时候确定NMOS开关管的栅压摆幅。在这种工作方式下，只需要一个电流采样分析电路便可以完成PMOS和NMOS开关管的电流分析，从而节约了芯片面积，简化了电路设计。设计参数N可以根据实际设计情况选取。当开关管频率很高而负载变化相对较慢时，N可以相应地大一些以降低采样电路设计指标；而在负载变化相对较快的场合，N可以选用较小的值以实现对于效率优化电路负载变化的快速响应。本发明结合电路具体情况，取N＝10。

为达到以上目的，本发明是采取如下技术方案予以实现的：

Buck-Boost变换器包括以下模块：主电路Main_circuit模块、电流采样SENSFET模块、栅压摆幅优化GCM模块、CLK_gen模块、死区时间控制Deadtime模块、误差放大器EA模块、PWM波产生PWM_generator模块、模式选择Mode_sel模块、基准电压BGR模块、启动电路Soft_start模块和温度保护Protect模块，电路模块结构图如图3所示。

主电路模块为基本的Buck-Boost变换器拓扑结构，如图4所示。其中P1、P2为PMOS管，N1、N2为NMOS管。在Buck模式下，开关管P2一直导通而N2始终关断，变换器实现降压变换；在Boost模式下，开关管P1始终导通而N1始终关断，变换器实现升压变换；若四个开关管同时进行交替导通和关断，变换器便工作在Buck-Boost模式下。

误差放大器及其补偿模块用以检测输出端电压的反馈信号VFB，并将其与比较电平Vref进行比较，输出端VEA。根据电路负反馈的原理，稳定时VFB＝Vref，因此变换器实现稳压功能。补偿网络用来保证控制环路的小信号稳定性。

模式选择模块根据变换器输入端输出端电压情况选择变换器的工作模式。在Vin＞Vout时，变换器工作在Buck模式下；在Vin＜Vout时，变换器工作在Boost模式下；同时为了实现平稳过渡，在Vin和Vout比较接近的时候，变换器工作在Buck-Boost模式下。

PWM产生模块由PWM比较器和锯齿波发生器组成。锯齿波发生器产生恒定频率的锯齿波。PWM比较器将该锯齿波与误差放大器输出端的电平VEA进行比较，从而输出端具有一定占空比的PWM波信号。

死区时间控制模块用来产生一定的死区时间，防止开关管同时导通造成的损耗。

基准模块用以实现与温度无关的电压偏置信号V_bias，该偏置电压用来为电路各个模块提供电压偏置。

温度保护模块用来提供过温保护。

启动模块用以保证电路的软启动功能。

栅压摆幅调整模块根据变换器的工作模式以及开关管电流情况，动态调整变换器各个开关管的栅压摆幅，从而实现效率优化的目的。

下表是对图3中各模块的功能描述：

图3所示的多模式、自适应栅压摆幅控制Buck-Boost变换器整体框图中各个模块的连接关系说明如下：

Buck-Boost变换器包括以下模块：主电路、误差放大器及补偿模块、模式选择模块、PWM产生模块、死区时间控制模块、基准模块、温度保护模块、启动电路模块以及栅压摆幅优化模块。电路模块结构图如图3所示。

Main_circuit模块是主电路模块，其中：Lout和Lin连接外接电感的两端；Vin接电源的输入端；Vout接电源的输出端，Vout端外接串联分压电阻，产生一个反馈信号VFB，该电压与EA模块以及Mode_sel模块相连；VP1、VN1、VP2、VN2是主电路中栅压控制信号的输入端；

SENSFET是开关管电流检测模块，其中输入端VP1、VN1、VP2、VN2与Main_circuit模块中的同名端相连；输出端Vsense_p1、Vsense_n1、Vsense_p2、Vsense_n1与GCM模块的同名端相连。

GCM模块是栅压摆幅调整控制模块，其中输入端p1、n1、p2、n2分别与SENSFET模块的Vsense_p1、Vsense_n1、Vsense_p2、Vsense_n1相连；输入端clk与CLK_gen模块的同名端相连；输入端VP、VN与Deamtime模块的同名端相连；输出端VP1、VN1、VP2、VN2与Main_circuit模块的同名端相连。

GCM模块的具体结构如图5所示，由输入端的时钟信号clk通过选择电路控制子模块的周期性交替工作。积分器模块将开关管电流采样信号作积分变换，得到相应的积分信号，该输出端作为栅压摆幅调整电路模块的输入端信号，从而实现对开关管栅压摆幅的动态调整。

CLK_gen模块用于产生时钟信号控制GCM模块的周期性工作，其中输入端Vdd与变换器输入端电压Vin相连，输出端clk与GCM模块同名端相连。

Deadtime是死区时间控制模块，其中VPWM端是模块的输入端，与EA模块的同名端相连，VP、VN是模块的输出端，分别代表PMOS和MNOS开关管的栅压控制信号，VP、VN与GCM模块的同名端相连。

EA模块根据电路的输出端反馈电压VFB与基准电压Vref产生控制信号VEA。其中Vref是模块的输入端，与外接的基准电压相连；输入端vbias用来为模块内部电路提供偏置电压，与BGR模块相应端口连接；输出端VEA与PWM_generator模块的同名端口相连。

PWM_generator模块用于根据EA模块的VEA控制量产生具有一定占空比的PWM信号。其中输入端VEA与EA模块的同名端相连；输入端startup与Soft_start模块的同名端相连，保证电路的软启动；输入端vbias用来为模块内部电路提供偏置电压，与BGR模块相应端口连接；输入端EN与protect模块的同名端相连，用以保证过温时电路能够停止工作。输出端VPWM与Deadtime模块的同名端口相连。

Mode_sel模块用于进行模式选择与控制。该模块根据电路输入端输出端电压关系决定电路工作在Buck、Boost、或者Buck-Boost模式下。输入端Vref与EA模块的Vref输入端相连；输入端Vref_in与输入端电压Vin经外接电阻分压得到的信号相连；输出端Vbuck、Vboost与GCM模块的同名端相连，从而实现对电路工作状态的控制。

BGR模块用于为电路系统提供基准电压，保证电路的正常工作。其中输入端Vin与变换器的输入端电压相连，输出端vbias将与EA模块、PWM_generator模块的vbias端口相连，为其提供相应的基准电压。

Soft_start模块用于保证电路的软启动功能。其中输入端Vin接变换器的输入端电压，输出端startup与PWM_generator模块的同名端相连。

Protect模块用于为系统提供温度过温保护功能，电路利用片上晶体管的温度特性判断电路是否过温。输入端Vref与BGR模块的vbias相连；输出端EN与PWM_generator模块的同名端相连。

应用本发明设计的Buck-Boost变换器，可以实现开关管和同步整流管全集成，外接电感和输出滤波电容；输入端电压范围2.4V-4.2V，输出端电压范围1.0V-4.0V，输出端最大电流500mA，最高工作频率5MHz，轻负载时系统整体效率80％以上；重负载时整体效率90％以上；控制环路为PWM电压模控制。

采用新型栅压摆幅调整优化模块后效率优化结果如图6、图7所示。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施方式仅限于此，对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单的推演或替换，都应当视为属于本发明由所提交的权利要求书确定专利保护范围。

Claims

1.一种栅压摆幅控制Buck-Boost开关电源变换器，其特征在于：包括Main_circuit模块、SENSFET模块、GCM模块、CLK_gen模块、Deadtime模块、EA模块、PWM_generator模块、Mode_sel模块、BGR模块、Soft_start模块和Protect模块；

所述Main_circuit模块是主电路模块，其中：Lout和Lin连接外接电感L的两端；Vin接电源的输入端；Vout接电源的输出端，Vout端外接串联分压电阻，产生一个反馈信号VFB，该电压与EA模块以及Mode_sel模块相连，Vout端还外接滤波电容C和负载Rload；VP1、VN1、VP2和VN2分别是主电路中栅压控制信号的输入端；

所述SENSFET模块是开关管电流检测模块，其中输入端VP1、VN1、VP2和VN2分别与Main_circuit模块中的同名端口相连；输出端Vsense_p1、Vsense_n1、Vsense_p2和Vsense_n2与GCM模块的同名端口相连；

所述GCM模块是栅压摆幅调整控制模块，其中输入端p1、n1、p2和n2分别与SENSFET模块的Vsense_p1、Vsense_n1、Vsense_p2和Vsense_n2相连；输入端clk与CLK_gen模块的同名端口相连；输入端VP和VN与Deamtime模块的同名端口相连；输出端VP1、VN1、VP2和VN2与mian_circuit模块的同名端口相连；所述CLK_gen模块用于产生时钟信号控制GCM模块的周期性工作，其中输入端Vdd与变换器输入端电压Vin相连，输出端clk与GCM模块同名端口相连；

所述EA模块根据电路的输出端反馈电压VFB与基准电压Vref产生控制信号VEA；其中Vref是模块的输入端，与外接的基准电压相连；输入端vbias用来为模块内部电路提供偏置电压，与BGR模块相应端口连接；输出端VEA与PWM_generator模块的同名端口相连；

所述Mode_sel模块用于进行模式选择与控制；该模块根据电路输入端输出端电压关系决定电路工作在Buck、Boost或者Buck-Boost模式下；输入端Vref与EA模块的Vref输入端相连；输入端Vref_in与输入端电压Vin经外接电阻分压得到的信号相连；输出端Vbuck、Vboost与GCM模块的同名端口相连，从而实现对电路工作状态的控制；

所述BGR模块用于为电路系统提供基准电压，保证电路的正常工作；其中输入端Vin与变换器的输入端电压相连，输出端vbias与EA模块、PWM_generator模块的vbias端口相连，为其提供相应的基准电压；

所述Protect模块用于为系统提供温度过温保护功能，电路利用片上晶体管的温度特性判断电路是否过温；输入端Vref与BGR模块的vbias相连；输出端EN与PWM_generator模块的同名端口相连；

采用跨周期积分电流采样的方式，以交替采样工作方式实现优化电路的复用，在第1～N个开关周期中，电路对PMOS开关管的电流进行积分采样，并在第N个开关周期结束的时候，根据这1～N个开关周期中PMOS开关管电流情况确定PMOS开关管的栅压摆幅；而在第N+1～2N个开关周期中，电路对NMOS开关管电流进行积分采样，并在第2N个开关周期结束的时候确定NMOS开关管的栅压摆幅。在这种工作方式下，只需要一个电流采样分析电路便可以完成PMOS和NMOS开关管的电流分析；

P1的源端接电源Vin的正极，N1的源端接地，P1和N1的漏端相连，接电感L的左端；N2的源端接地，P2的源端接输出端，P2和N2的漏端相连，接电感L的右端，其中P1、P2为PMOS管，N1、N2为NMOS管。

2.如权利要求1所述一种栅压摆幅控制Buck-Boost开关电源变换器，其特征在于：所述Deadtime是死区时间控制模块，其中VPWM端是模块的输入端，与EA模块的同名端口相连，VP和VN是模块的输出端，分别代表PMOS和NMOS开关管的栅压控制信号，VP、VN与GCM模块的同名端口相连。

3.如权利要求1所述一种栅压摆幅控制Buck-Boost开关电源变换器，其特征在于：所述PWM_generator模块用于根据EA模块的VEA控制量产生具有一定占空比的PWM信号；其中输入端VEA与EA模块的同名端口相连；输入端startup与Soft_start模块的同名端口相连，保证电路的软启动；输入端vbias用来为模块内部电路提供偏置电压，与BGR模块相应端口连接；输入端EN与Protect模块的同名端口相连，用以保证过温时电路能够停止工作；输出端VPWM与Deadtime模块的同名端口相连。

4.如权利要求1所述一种栅压摆幅控制Buck-Boost开关电源变换器，其特征在于：所述Soft_start模块用于保证电路的软启动功能；其中输入端Vin接变换器的输入端电压，输出端startup与PWM_generator模块的同名端口相连。