CN101051790A - 一种单片高频dc－dc转换器 - Google Patents

Abstract

本发明针对现有电压模式控制转换器的动态响应速度和稳定性很难满足快速的负载变化的要求，以及电流模式控制转换器存在轻载效率低等缺点和不足，公开了一种单片高频、高轻载效率、高稳定性、动态响应速度快、基于滑动模式电压控制和电流模式控制相级联的CMOS DC－DC降压转换器。该转换器控制电路的外环为滑动模式电压控制，内环为电流模式控制；驱动电路模块由驱动电路P模块和N模块组成，波形发生器模块输出信号与电流模式控制模块输出的控制信号分别输入到占空比调制模块，由其输出PWM控制信号通过死区控制模块分两路至驱动电路P模块和N模块输入到开关管MP、MN，开关管MP、MN的漏极连接外接元件和负载的等效电路。

Description

一种单片高频DC-DC转换器

技术领域

本发明涉及一种为用电池供电的便携式设备提供稳压电源的DC-DC转换器。

背景技术

计算机和通信技术的飞速发展，特别是在电池供电的便携式设备中，开关型DC-DC(直流到直流)转换器被广泛应用到供电系统中，并正逐步成VLSI(超大规模集成电路)系统的关键模块。高效率、低成本、最少的组成元件、高稳定性、鲁棒性、动态响应速度快是衡量便携式电源IC(集成电路)的重要指标。为了使用最少的外接元件可把功率开关、补偿网络、电压参考、波形发生器、驱动电路等都集成到同一个芯片上，由于集成电感Q值很低同时集成电容C占用过大的面积，电感和电容采取外接的方式。现今，由于微处理器的速度极大提高，微处理器的开关频繁动作使电源的负载变化特别快，要求电源具有快速的动态响应特性，传统的电源系统的动态响应特性很难满足快速的负载变化的要求。在便携式设备中广泛使用BUCK(降压型)DC-DC转换器，在不同的供电和负载变化及快速的扰动条件下要求获得最佳调整，这就对控制策略提出了紧迫的要求。传统的DC-DC转换器仅使用电压模式控制，PID(比例积分微分)网络仅仅用输出电压作为反馈量。很显然，在供电和负载大的扰动、参数变化、非线性变化起主要作用的条件下，它的性能远远达不到要求。模糊控制、神经网络控制等非线性控制方法能克服传统方法的缺点，在各种条件下都可获得满意的性能，但这种控制方法很难在集成电路中实现。在文献[1]S.C.Tan，Y.M.Lai，Chi K.Tse，and M.K.H.Cheung，“A fixed-frequency pulse-width-modulation based quasi-sliding mode controllerfor buck converters”，IEEE Transactions on Power Electronics，Mar.2005 Vol.20，no.6，pp.1379-1392.中提出了一种非线性控制方法—滑动模式(sliding mode)电压控制，此方法的主要优点是信号的PWM(脉宽调制)动态模型可建模成连续时间的闭环系统，因而可用连续线性控制理论来设计和验证系统的静动态特性和稳定性。在滑动模式电压控制带来稳定性及对非线性因素控制的同时，它对负载的电流的大的快速变化响应速度慢。在电流模式控制中，芯片上电流检测在功耗和精度之间存在折衷，常用的方法有串联电阻、晶体管检测、积分检测等，但都严重影响转换器的效率。在文献[2]Cheung Fai Lee and PhilipK.T.Mok，“A monolithic current-mode CMOS DC-DC converter with on-chipcurrent-sensing technique”，IEEE Journal of solid-state circuits.Jan.2004.Vol.39.No.1 pp.3-14.和文献[3]Chi Yat Leung，Philip K.T.Mok，Ka Nang Leung，andMansun Chan，“An integrated CMOS current-sensing circuit for low-voltagecurrent-mode Buck regulator”，IEEE Trans on circuits and systems-II：Expressbriefs.July.2005.Vol.52.No.7.pp.394-397.提出了一种检测电路，在不影响效率的前提下检测精度达到96％，电路中采用了两级运算放大器来提高检测精度，增加低频极点会成为高频开关电源对快速扰动响应的瓶颈。同时还因为采用电流模式控制，对供电和负载大的扰动、参数变化、非线性变化起主要作用的条件下很难满足高稳定性、鲁棒性、动态响应速度快的要求。电池供电的便携式移动设备多数时间工作在待机状态(对开关电源对应轻载状态)，为了延长电池的使用寿命，提高在轻载时的效率至关重要。文献[2]、[3]未考虑轻载的效率问题，在输出电流为300mA时效率最高为89.5％，随着输出电流的减少效率显著降低。

发明内容：

本发明针对传统电压模式控制转换器的动态响应速度和稳定性很难满足快速的负载变化的要求，以及电流模式控制转换器存在轻载效率低等缺点和不足，提供了一种单片高频、高轻载效率、高稳定性、动态响应速度快、基于滑动模式电压控制和电流模式控制相级联的CMOS(互补金属氧化物半导体)PWM DC-DC降压型转换器。

为达到以上目的，本发明是采取如下技术方案予以实现的：

一种单片高频DC-DC转换器，包括控制模块、占空比调制模块、死区控制模块、驱动电路模块及开关管、电流检测模块、保护电路模块、波形发生器模块、软启动模块、偏置网络模块和参考电压模块，其中，保护电路模块的输出信号输入到驱动电路模块的输入端，软启动模块的输入端为使能端EN，其输出端连接参考电压模块的输入端，参考电压模块输出的参考电压V_ref连接至控制模块以及偏置网络模块提供参考电压，偏置网络模块的输出偏置电压和电流分别输入到控制模块、占空比调制模块、电流检测模块和波形发生器模块，为各模块提供稳定的偏置电压和电流，其特征是，所述控制模块为由滑动模式电压控制模块和电流模式控制模块组成的级联的控制电路，该控制电路的外环为滑动模式电压控制，内环为电流模式控制；所述外环为来自外接元件和负载等效电路的一组状态变量：电流信号i_c、电压信号Kv_o和负载电流变化率di_Load/dt输入到滑动模式电压控制模块，滑动模式电压控制模块输出控制信号v_c1至电流模式控制模块的输入，或等效输出控制信号到占空比调制模块并通过其输出等效控制信号u_eq；所述内环为电流检测模块的输出电流信号i_MP与控制信号v_c1输入到电流模式控制模块；所述驱动电路模块由驱动电路P模块和驱动电路N模块组成，波形发生器模块输出的类三角波信号与电流模式控制模块输出的控制信号分别输入到占空比调制模块，占空比调制模块输出的PWM控制信号通过死区控制模块产生两路控制信号，分别通过驱动电路P模块和驱动电路N模块输入到开关管MP、MN的栅极，输入电压v_m输入到开关管MP的源极，开关管MP、MN的漏极连接外接元件和负载的等效电路，开关管MN的源极接地GND，开关管MP的漏极连接电流检测电路的输入端。

上述方案中，所述滑动模式电压控制模块包括比例电路K_C2，其输入为输入的参考电压V_ref与输入的电压信号Kv_o相减得到差信号x₁，输出信号为K_C2x₁；比例电路-K_C1的输入为电流信号i_c，输出信号为-K_C1i_c；比例电路K_C3的输入为电压信号Kv_o，输出信号为K_C3Kv_o；比例电路K_C4的输入为负载电流变化率di_Load/dt，输出信号为K_C4di_Load/dt；所述输出信号-K_C1i_c、K_C2x₁、K_C3Kv_o、K_C4di_Load/dt相加输出控制信号v_c1。所述电流模式控制模块包括电压/电流转换电路和PI补偿电路，其电压/电流转换电路的输入连接控制信号v_c1，输出电流信号i_ref，其与电流检测模块输出的电流信号i_MP的差输入到PI补偿电路，PI补偿电路的输出连接到占空比调制模块。

波形发生器模块的一个输入端为连接外接元件和负载等效电路的分压电压信号v_C2，另两个输入端为工作模式选择输入端SEL1、SEL2，其中输入端SEL1还连接到驱动电路P模块和驱动电路N模块的一个输入端。

波形发生器模块由五个单级压控环形振荡器VCO级联而成，通过工作模式选择输入端来控制输出频率，所述单级压控环形振荡VCO包括，MOS管M_osc3、M_osc4为交叉耦合结构，MOS管M_osc5、M_osc6为二极管的连接形式，MOS管M_osc3、M_osc5和M_osc4、M_osc6的漏极分别连到振荡器的本级输出和NMOS对管M_osc1、M_osc2的漏极；工作模式选择输入端SEL1、SEL2输入到PMOS对管M_osc12、M_osc11的栅极，通过折叠形式的电流镜控制NMOS对管M_osc1、M_osc2和NMOS对管M_osc3、M_osc4的尾电流(分别为NMOS管M_osc7、M_osc8中的电流)；NMOS管M_osc9、M_osc10以二极管连接形式连到PMOS对管M_osc12，、M_osc11的漏极，同时NMOS管M_osc7、M_osc9、M_osc8和M_osc10组成电流镜电流比为K_osc，电流源I_oscbia连到PMOS对管M_osc12、M_osc11的源极和电源电压VDD之间，来自外接元件和负载等效电路的分压电压信号v_C2控制电流源I_oscbia的电流调节振荡器的输出波形摆幅。

本发明与传统转换器中的电压模式控制和电流模式控制电路相比，其优点是本发明的电流模式控制的动态响应(二阶系统的自然频率)远快于滑动模式电压控制的动态响应，对于快速变化的扰动，滑动模式电压控制模块的输出控制信号v_c1等效为不随时间变化的定值，电流模式控制模块起主要作用，使输出快速响应到可使滑动模式电压控制模块响应的区间，此时滑动模式电压控制模块起主要作用并迅速地到达精确的稳定电压点，滑动模式电压控制和电流模式控制在功能上实现级联控制；对于供电和负载大的扰动、参数变化、存在非线性变化并起主要作用时，滑动模式电压控制模块的输出控制信号v_c1等效于直接输入到占空比调制模块使其等效输出PWM控制信号u_eq(如图1中带箭头的虚线所示)控制开关管MP、MN的开关状态使输出迅速地到达精确的稳定电压点。本发明转换器的稳定性、精度、鲁棒性由滑动模式电压控制决定，电流模式控制不决定输出的稳定精度，所以对电流检测模块的输出电流信号精度要求不高，因而可采用一种电路结构简单、不用运算放大器、动态响应速度快的共源共栅电流自举的电流检测电路。

应用本发明设计的单片高频滑动模式电压控制和电流模式控制相级联的CMOS PWM(脉宽调制)BUCK DC-DC转换器。在CSMC 0.5μM CMOS混合信号工艺条件下，开关频率为100MHz，电感L为100nH，电容C为40nF，标称负载R_load为20Ω，输入电压标称值为5V，输出电压标称值为2.5V。模拟结果表明：输入电压范围3.5V-7V，负载范围4Ω-50Ω，输出电流范围0-300mA，纹波为20mv，标称输入电压、标称负载时效率为88.7％，当轻载时效率为78％比未采取提高轻载效率时提高8.7％，在标称输入电压、标称负载条件下，输出负载电流从100-300mA阶跃变化时，响应时间为6.9μs，过冲电压为0.7V。DC-DC的线性调整率为57dB，负载调整率为63dB。

附图说明：

图1为本发明BUCK DC-DC转换器的整体结构框图。

图2为图1中的滑动模式电压控制模块1和电流模式控制模块2相级联的电路原理图。

图3为图2中的一种滑动模式电压控制模块1具体电路原理图。

图4为图1中的电流检测模块7的电路原理图。

图5为图1中的波形发生器模块8中的单级压控环形振荡器电路原理图。

图6是负载R_load为标称值，重载，轻载条件下的输出电压，电感中的电流，输出纹波随时间变化的波形图。其中图6(a)为负载R_load为20Ω的标称负载条件下的输出电压，电感中的电流，输出纹波随时间变化的波形图；图6(b)为负载R_load为4Ω的重载条件下的输出电压，电感中的电流，输出纹波随时间变化的波形图；图6(c)为负载R_load为50Ω的轻载条件下的输出电压，电感中的电流，输出纹波随时间变化的波形图。

图7为输入电压从3.5V→5V→7V变化(其它为标称值)时输出电压，输入电压，输出纹波随时间变化波形图。

图8为负载电阻R_load从4Ω→20Ω→50Ω变化(其它为标称值)时输出电压，负载电流，输出纹波随时间变化波形图。

图9为负载电流i_Load从100mA→300mA阶跃变化，在负载电阻R_load分别为10Ω，20Ω，50Ω输入电压变化为3.5V，5V，7V条件下对应的输出电压波形图。其中图9(a)为输入电压为3.5V，R_load为10Ω的输出波形图；图9(b)为输入电压为3.5V，R_load为20Ω的输出波形图；图9(c)为输入电压为3.5V，R_load为50Ω的输出波形图；图9(d)为输入电压为5V，R_load为10Ω的输出波形图；图9(e)为输入电压为5V，R_load为20Ω的输出波形图；图9(f)为输入电压为5V，R_load为50Ω的输出波形图；图9(g)为输入电压为7V，R_load为10Ω的输出波形图；图9(h)为输入电压为7V，R_load为20Ω的输出波形图；图9(i)为输入电压为7V，R_load为50Ω的输出波形图。

图10为标称输出2.5V，输入电压为3.5V，5V，7V时DC-DC转换器的效率随输出电流的变化关系图；

图11当温度为-20℃，+25℃，+80℃时，输出电压随输出电流变化的波形图；

图12当温度为-20℃，+25℃，+80℃时，输出电压随输入电压变化的波形图。

具体实施方式

以下结合附图及实施例对本发明作进一步的详细说明。

如图1所示，本发明的BUCK DC-DC转换器，包括滑动模式电压控制模块1、电流模式控制模块2、占空比调制模块3、死区控制模块4、驱动电路P模块5、驱动电路N模块6、电流检测模块7、波形发生器模块8、软启动模块9、偏置网络模块10、参考电压模块11、保护电路模块12、开关管MN和MP。滑动模式电压控制模块1的输入为状态变量(与输出电压成比例的电压Kv_o、电容中的电流i_c、负载的快速电流变化率di_Load/dt)，状态变量Kv_o与参考电压模块11的输出参考电压V_ref相比较同输入状态变量一起通过滑动模式电压控制模块1输出控制信号v_c1。电流检测模块7检测开关管MP的漏极电流输出电流信号i_MP同控制信号v_c1输入到电流模式控制模块2。波形发生器模块8输出的类三角波同电流模式控制模块2输出的控制信号输入到占空比调制模块3。为了避免开关管MN、MP同时导通，占空比调制模块3输出的PWM控制信号通过死区控制模块4产生两路控制信号，分别通过驱动电路P模块5和驱动电路N模块6输入到开关管MP、MN的栅极，控制开关管MP、MN的开关状态。输入电压v_m输入到开关管MP的源极，开关管MP、MN的漏极连接由电容C、电感L、电阻R_Load等组成外接元件和负载的等效电路13的电感L的一端，电感的另一端为输出电压v_o端，开关管MN的源极接地GND。由跨接到开关管MN的漏、源极的外接元件和负载的等效电路13的电阻R_f1、R_f2分压得到的电压信号v_c2输入到波形发生器模块8调节它的输出类三角波的摆幅。SEL1、SEL2为工作模式选择输入端，SEL1、SEL2输入到波形发生器模块8调节它的输出类三角波的频率，当SEL1＝1、SEL2＝0时为非轻载工作模式，频率为100MHz；当SEL1＝0、SEL2＝0时为轻载工作模式，频率为1MHz。SEL1输入到驱动电路P模块5、驱动电路N模块6启动延迟环节动态电荷调制电路使开关管MP、MN的栅极摆幅减小提高轻载效率。参考电压模块11输出的参考电压V_ref为滑动模式电压控制模块1提供高精度、高电源抑制比、低噪声的参考电压，同时它输出到偏置网络模块10的信号为偏置网络模块10提供参考电压。偏置网络模块10输出的偏置电压和电流分别输入到滑动模式电压控制模块1、电流模式控制模块2、占空比调制模块3、电流检测模块7和波形发生器模块8为各模块提供稳定高电源抑制比的偏置电压和电流。EN为使能输入端，当EN＝1时，软启动模块9的输出信号使参考电压模块11输入到偏置网络模块10的参考电压缓慢上升，偏置网络模块10输出到波形发生器模块8的偏置电压和电流缓慢上升使波形发生器模块8输出类三角波的频率逐步提升，通过占空比调制模块3使输出的PWM控制信号的脉冲宽度逐渐增大，有效的限制了启动时输出电压v_o的过冲。当转换器发生过流、过压、欠压时，保护电路模块12的输出信号输入到驱动电路P模块5、驱动电路N模块6使输出到开关管MP、MN栅极的信号分别为高电平和低电平，使开关管MP、MN同时截止。本发明滑动模式电压控制模块1、电流模式控制模块2组成滑动模式电压控制和电流模式控制相级联的控制电路，与传统的电压模式控制和电流模式控制并存的控制电路不同，本发明的电流模式控制的动态响应(二阶系统的自然频率)远快于滑动模式电压控制的动态响应，其特征是对于快速变化的扰动滑动模式电压控制模块1的输出控制信号v_c1等效为不随时间变化的定值，电流模式控制模块2起主要作用，使输出快速响应到可使滑动模式电压控制模块1响应的区间，此时滑动模式电压控制模块1起主要作用迅速地到达精确的稳定电压点，滑动模式电压控制和电流模式控制在功能上实现级联控制；对于供电和负载大的扰动、参数变化、非线性变化起主要作用时，滑动模式电压控制模块1的输出控制信号v_c1等效于直接输入到占空比调制模块3使其等效输出PWM控制信号u_eq(如图1中带箭头的虚线所示)控制开关管MP、MN的开关状态使输出迅速地到达精确的稳定电压点。本发明转换器的稳定性、精度、鲁棒性由滑动模式电压控制决定，电流模式控制不决定输出的稳定精度，对电流检测模块7的输出电流信号精度要求不高，因而可采用一种电路结构简单、不用运算放大器、动态响应速度快的共源共栅电流自举的检测电路。

如图2所示，滑动模式电压控制模块1和电流模式控制模块2相级联的控制电路原理图包括，滑动模式电压控制模块1和电流模式控制模块2以及与模块1、2输入输出相连的电路。图2中考虑了开关管MN、MP的寄生电阻R_P、R_N；外接元件和负载的等效电路13的电感L的寄生电阻R_L、电容C的寄生电阻R_C；负载用电阻R_Load和电流源i_Load并联代替，R_Load代表标称负载，i_Load代表阶跃负载电流；输入到开关管MP源极的输入电压v_in用电压源v_i代替。跨接到电容C和输出电压v_o的两路相同串联电阻R_f1、R_f2分别产生电压信号K_vo、v_c2。滑动模式电压控制模块1包括参考电压模块11输出的参考电压V_ref与并联到输出电压v_o的电阻R_f1、R_f2分压得到的电压信号Kv_o相减得到差信号x₁，通过比例电路K_C2输出信号K_C2x₁；电容的电流信号i_c通过比例电路-K_C1输出信号-K_C1i_c；电压信号Kv_o通过比例电路K_C3输出信号K_C3KV_o；电流i_Load的变化率di_Load/dt通过比例电路K_C4输出信号K_C4di_Load/dt。信号-K_C1i_c、K_C2x₁、K_C3Kv_o、K_C4di_Load/dt相加输出控制信号v_c1。电流模式控制模块2包括滑动模式电压控制模块1的输出控制信号v_c1输入到电压/电流转换电路输出电流信号i_ref，电流信号i_ref与电流检测模块7检测开关管MP的漏极电流输出的电流信号i_MP的差输入到PI(比例微分)补偿电路，PI补偿电路输出到占空比调制模块3使其输出的PWM控制信号通过死区控制模块4产生两路控制信号，分别通过驱动电路P模块5和驱动电路N模块6输入到开关管MP、MN的栅极，控制开关管MP、MN的开关状态。本发明滑动模式电压控制模块1、电流模式控制模块2在功能上实现滑动模式电压控制和电流模式控制相级联的控制，其特征是对于快速变化的扰动滑动模式电压控制模块1的输出控制信号v_c1等效为不随时间变化的定值，使电压/电流转换电路输出电流信号i_ref等效为电流模式控制模块2的参考电流i_ref，与反映快速变化扰动的电流信号i_MP的差信号通过PI补偿电路输出信号到占空比调制模块3，此时电流模式控制模块2起主要作用，当输出快速响应到可使滑动模式电压控制模块1响应的区间时，滑动模式电压控制模块1起主要作用迅速地到达精确的稳定电压点，实现了滑动模式电压控制和电流模式控制在功能上级联控制；对于供电和负载大的扰动、参数变化、非线性变化起主要作用时，滑动模式电压控制模块1的输出控制信号v_c1等效于直接输入到占空比调制模块3使其等效输出PWM控制信号u_eq(如图2中带箭头的虚线所示)控制开关管MP、MN的开关状态使输出迅速地到达精确的稳定电压点。偏置网络模块10输出到滑动模式电压控制模块1和PI补偿电路的信号提供偏置电压和电流。

如图3所示，滑动模式电压控制模块1具体电路原理图包括，误差放大器Amp1，放大器Amp2，反馈电阻R_shdf，与放大器Amp2的同相端相连的电阻R_shd1、R_shd2、R_shd3。电流源ISS1、ISS2分别代表输入到滑动模式电压控制模块1的电容C中的电流i_c、负载的电流变化率di_Load/dt。电压信号Kv_o输入到误差放大器Amp1的反相输入端和电阻的R_shd2一端，电阻R_shd2的另一端接放大器Amp2的同相输入端；参考电压模块11的输出参考电压V_ref输入到误差放大器Amp1的同相输入端；误差放大器Amp1的输出通过电阻R_shd1连到放大器Amp2的同相输入端；电流源ISS2连到放大器Amp2的同相输入端；放大器Amp2的同相输入端通过电阻R_shd3接地GND；电流源ISS1连到放大器Amp2的反相输入端；反馈电阻R_shdf连到放大器Amp2的反相输入端和输出之间；放大器Amp2的输出为滑动模式电压控制模块1的输出控制信号v_c1。

如图4所示，电流检测模块7包括，MOS(金属氧化物半导体)管M_sens1、M_sens2、M_sens3、M_sens4组成电流自举结构的电流镜；MOS管M_sens3、M_sens4的源极分别连到MOS管M_sens7、M_sens8的漏极；MOS管M_sens7、M_sens8、M_sens9、M_sens10、M_sens11、M_sens12组成宽摆幅高电源抑制比的电流镜使流过MOS管M_sens7、M_sens9和M_sens8、M_sens10与电流源I_senbias的电流相等，保证MOS管M_sens3的源极电压VA等于MOS管M_sens4的源极电压VB；大尺寸PMOS管MS1的源极连在开关管MP、MN之间，漏极连到PMOS管MP2、NMOS管M_sens6的漏极，栅极同开关管MP的栅极连在一起。PMOS管MP1、NMOS管M_sens5、电阻R_sens1组成的支路同PMOS管MP2、NMOS管M_sens6、电阻R_sens2组成的支路完全对称，PMOS管MP1、MP2的栅极接地GND。PMOS管MP1、MP2的宽长比与开关管MP的宽长比均为1：K_sens，使流过PMOS管MP1、MP2的电流i_MP为流过开关管MP电流的K_sens分之一。信号V_QP、坪V_QN为驱动电路P模块5和驱动电路N模块6的输出控制信号；v_i为输入到开关管MP源极的输入电压；开关管MP、MN的漏极输出到外接元件和负载的等效电路13。

此电路是检测流过开关管MP的电流，当V_QP＝0、V_QN＝0时，开关管MP导通，开关管MN截止，当PMOS管MS1的宽长比远大于开关管MP的宽长比时，PMOS管MS1的漏源电压V_DS约等于零，则开关管MP的V_DS等于PMOS管MP1、MP2的V_DS，开关管MP的V_GS等于PMOS管MP1、MP2的V_GS，由于PMOS管MP1，、MP2的宽长比与开关管MP的宽长比均为1∶K_sens，可知流过PMOS管MP1、MP2的电流i_MP是开关管MP的1/K_sens倍，当K_sens大于1000时检测电流模块7中的电流很小、消耗功率很低、占用面积小。因为PMOS管MP1和MP2支路完全对称，流过电阻R_sens1、R_sens2的电流均为i_MP。当V_Q＝1时，开关管MN导通，开关管MP截止，PMOS管MS1截止，电流检测模块7与开关管MP、MN和外接元件和负载的等效电路13断开，此时流过R_sens1、R_sens2的电流均为MP1、MP2中的静态电流使其远小于i_MP，保证电路的功耗很低。由于没有用运算放大器，电路带宽很大动态响应快，但同时造成精度的下降，这是由于用电流自举和电流镜保证电压VA＝VB，随着电路参数的变化比用运算放大器保证VA＝VB的偏差大。但在本发明中滑动模式电压控制和电流模式控制相级联的控制电路的输出精度是由滑动模式电压控制来保证的，因而不会对电路精度造成影响。同时克服了文献[2]、[3]中电流检测电路采用了两级运算放大器来提高检测精度，增加低频极点会成为高频开关电源对快速扰动响应的瓶颈的缺点和不足。

便携式设备中，设备大部分时间工作在待机状态(开关电源轻载状态)，为了延长电池的使用寿命，提高轻载时的效率至关重要。轻载时，由于电流很小，主要是开关损耗，它是由于开关管MP、MN的栅极电压变化对栅极的寄生电容充放电引起的损耗。开关损耗与开关管MP、MN的栅极电压摆幅和开关频率的平方成正比。因而通过降低轻载时的开关频率和减小栅极电压摆幅可提高轻载的效率。波形发生器模块8采用五级环形振荡器来输出类三角波，它是由五个如图5的单级压控环形振荡器(VCO)级联而成，通过工作模式选择输入端来控制波形发生器输出频率，轻载时工作在低频，正常工作时工作在高频。

如图5所示，单级压控环形振荡器(VCO)包括，MOS管M_osc3、M_osc4为交叉耦合结构，MOS管M_osc5、M_osc6为二极管的连接形式，MOS管M_osc3、M_osc5和M_osc4、M_osc6的漏极分别连到振荡器的本级输出和输入NMOS对管M_osc1、M_osc2的漏极；工作模式选择输入端SEL1、SEL2输入到PMOS对管M_osc12、M_osc11的栅极，通过折叠形式的电流镜控制NMOS对管M_osc1、M_osc2和NMOS对管M_osc3、M_osc4的尾电流(分别为NMOS管M_osc7、M_osc8中的电流)；M_osc9、M_osc10以二极管连接形式连到PMOS对管M_osc12，、M_osc11的漏极，同时M_osc7和M_osc9、M_osc8和M_osc10组成电流镜电流比均为K_osc。电流源I_oscbia连到PMOS对管M_osc12、M_osc11的源极和电源电压VDD之间，来自跨接到电容C的电阻R_f1、R_f2分压得到的电压信号v_C2控制电流源I_oscbia的电流调节振荡器的输出波形摆幅。

当SEL1＝1、SEL2＝0时为非轻载工作模式，开关频率为100MHz；当SEL1＝0、SEL2＝0时为轻载工作模式，开关频率为1MHz。因MOS管M_osc3、M_osc4为交叉耦合结构，从漏极看进去的等效电阻为负值

MOS管M_osc5、M_osc6为二极管的连接形式，从漏极看进去的等效电阻为正值

则输出阻抗为 $(-\frac{1}{g_{\mathrm{mN}}})\left|\right|\frac{1}{g_{\mathrm{mP}}}=\frac{1}{g_{\mathrm{mP}}}/(1-\frac{g_{\mathrm{mN}}}{g_{\mathrm{mP}}}).$ MOS管M_osc7和M_osc9、M_osc8和M_osc10组成电流镜电流比均为K_osc，v_C2控制电流源I_oscbia的电流大小调节振荡器输出波形摆幅。当SEL1＝1、SEL2＝0时为非轻载工作模式，电流I_oscbia全部流入MOS管M_osc9，MOS管M_osc7中的电流为K_osccI_oscbia，MOS管M_osc8中的电流为零，MOS管M_osc5和M_osc6中的电流均为0.5K_oscI_oscbia，因而g_mN＝0，输出阻抗 $R_{\mathrm{out}1}=\frac{1}{g_{\mathrm{mP}}};$ 当SEL1＝0、SEL2＝0时为轻载工作模式，MOS管M_osc9和M_osc10各流过I_oscbia的一半电流，MOS管M_osc7和M_osc8中的电流均为0.5K_oscI_oscbia，流过MOS管M_osc3、M_osc4、M_osc1、M_osc2中的电流均为0.25K_oscI_oscbia，因而MOS管M_osc5和M_osc6中的电流仍均为0.5K_oscI_oscbia，可见输出摆幅不随工作模式变化，g_mP不变，而此时g_mN≠0，输出阻抗 $R_{\mathrm{out}2}=\frac{1}{g_{\mathrm{mP}}}/(1-\frac{g_{\mathrm{mN}}}{g_{\mathrm{mP}}}),$ 假设输出电容(包括下一级的输入电容)在两种工作模式下不变，要想获得100倍的频率降低则输出阻抗应增大100倍，则：

$R_{\mathrm{out}2}=\frac{1}{g_{\mathrm{mP}}}/(1-\frac{g_{\mathrm{mN}}}{g_{\mathrm{mP}}})=100R_{\mathrm{out}1}=100\frac{1}{g_{\mathrm{mP}}}\⇒$

$1-\frac{g_{\mathrm{mN}}}{g_{\mathrm{mP}}}=0.01\⇒g_{\mathrm{mN}}=0.99g_{\mathrm{mP}}$

由上式可确定MOS管M_osc3、M_osc4、M_osc5、M_osc6的参数。

在驱动电路中增加可控制的延迟环节的动态电荷调制电路，使开关管MP、MN的栅极电压摆幅随控制电压(如本发明中的工作模式选择输入端SEL1)的幅度变化，以提高低载时的效率。当SEL1＝1、SEL2＝0时为非轻载工作模式，驱动电路P模块5、驱动电路N模块6的延迟环节的动态电荷调制电路不工作；当SEL1＝0、SEL2＝0时为轻载工作模式，驱动电路P模块5、驱动电路N模块6中延迟环节的动态电荷调制电路开始工作，减小开关管MP、MN的栅极电压摆幅，进一步提高轻载效率。

按照本发明上述实施例的滑动摸式电压控制模块1和电流模式控制模块2，在功能上实现了相级联的控制，在电流模式控制的自然频率远高于滑动模式电压控制的自然频率的前提下，可先设计滑动摸式电压控制模块1，再设计电流模式控制模块2，应用滑动模式控制理论采用空间状态法确定模块1的各参数，采用S域分析方法确定模块2的各参数，使转换器满足动静态特性。最后进行整体性能模拟验证包括静态特性、动态特性、温度特性、效率特性。以下对本发明的单片高频DC-DC转换器整体性能模拟验证予以说明：

对本发明图1-图5所示实施例的单片高频滑动模式电压控制和电流模式控制相级联CMOS PWM BUCK DC-DC转换器进行了整体性能模拟验证。在CSMC 0.5μM CMOS混合信号工艺条件下，电感L为100nH，电容C为40nF，标称负载R_load为20Ω，输入电压标称值为5V，输出标称值为2.5V。用Candence的HSPICE模拟验证结果如下：

①：静态特性

当SEL1＝1、SEL2＝0时为非轻载工作模式，开关频率为100MHz，负载R_load为20Ω的标称值条件下的输出电压，电感中的电流，输出纹波随时间变化的波形如图6(a)所示。负载R_load为4Ω的重载条件下的输出电压，电感中的电流，输出纹波随时间变化的波形如图6(b)所示。当SEL1＝0、SEL2＝0时为轻载工作模式，开关频率为1MHz，输出电压，电感中的电流，输出纹波随时间变化的波形如图6(c)所示。由图可知输出电压为2.5v，标称负载输出纹波为20mv，重载时输出纹波略有增加。

②：动态特性

当输入电压从3.5V→5V→7V变化(其它为标称值)时输出电压，输入电压，输出纹波随时间变化波形图如图7所示，由图可得线性调整率为57dB。当负载电阻R_load从4Ω→20Ω→50Ω变化(其它为标称值)时输出电压，负载电流，输出纹波随时间变化波形图如图8所示，由图可得负载调整率为63dB。负载电流i_Load从100mA→300mA阶跃变化，在负载电阻R_load分别为10Ω，20Ω，50Ω输入电压变化为3.5V，5V，7V条件下对应的输出电压波形如图9所示，由图9的9个子图可知在负载电流i_Load为阶跃变化时输出电压的建立时间近似相等约为6.9μs，过冲电压在低输入电压和大负载阻抗时有所增大范围在0.7V→1.1V。

③：效率

在标称输出2.5V，输入电压为3.5V，5V，7V时DC-DC转换器的效率随输出电流的变化关系如图10所示，在图中还给出了未使用提高空载效率的DC-DC转换器效率，由图中可知在空载时效率提高了8.7％。

④：温度特性

当温度为-20℃，+25℃，+80℃时，分别模拟。输出电压随输出电流变化的波形如图11，输出电压随输入电压变化的波形如图12。由图可知温度系数为83ppm/℃。DC-DC转换器的整体性能如表1。

表1  本发明单片DC-DC转换器的整体性能

工艺                        CSMC 0.5μM CMOS混合信号工艺

电感(外接)                  100nH

电容(外接)                  40nF

开关频率(非轻载)            100MHz

开关频率(轻载)              1MHz

输入电压范围                3.5V-7V

标称输出电压                2.5V

输出电流范围                ＜300mA

输出纹波                    20mv

负载范围                    4Ω-50Ω

线性调整率                  57dB

负载调制率                  63dB

阶跃响应时间                6.9μs

阶跃响应输出电压过冲        ＜0.7V

效率(非轻载)                ＜88.7％

效率(轻载)                  ＜78％

温度系数                    83ppm/℃

Claims (4)

1.一种单片高频DC-DC转换器，包括控制模块、占空比调制模块、死区控制模块、驱动电路模块及开关管、电流检测模块、保护电路模块、波形发生器模块、软启动模块、偏置网络模块和参考电压模块，其中，保护电路模块的输出信号输入到驱动电路模块的输入端，软启动模块的输入端为使能端EN，其输出端连接参考电压模块的输入端，参考电压模块输出的参考电压V_ref连接至控制模块以及偏置网络模块提供参考电压，偏置网络模块的输出偏置电压和电流分别输入到控制模块、占空比调制模块、电流检测模块和波形发生器模块，为各模块提供稳定的偏置电压和电流，其特征是，所述控制模块为由滑动模式电压控制模块和电流模式控制模块组成的级联的控制电路，该控制电路的外环为滑动模式电压控制，内环为电流模式控制；所述外环为来自外接元件和负载等效电路的一组状态变量：电流信号i_c、电压信号Kv_o和负载电流变化率di_Load/dt输入到滑动模式电压控制模块，滑动模式电压控制模块输出控制信号v_c1至电流模式控制模块的输入，或等效输出控制信号到占空比调制模块并通过其输出等效控制信号u_eq；所述内环为电流检测模块的输出电流信号i_MP与控制信号v_c1输入到电流模式控制模块；所述驱动电路模块由驱动电路P模块和驱动电路N模块组成，波形发生器模块输出的类三角波信号与电流模式控制模块输出的控制信号分别输入到占空比调制模块，占空比调制模块输出的PWM控制信号通过死区控制模块产生两路控制信号，分别通过驱动电路P模块和驱动电路N模块输入到开关管MP和开关管MN的栅极，输入电压v_in输入到开关管MP的源极，开关管MP、MN的漏极连接外接元件和负载的等效电路，开关管MN的源极接地GND，开关管MP的漏极连接电流检测电路的输入端。

2.根据权利要求1所述的单片高频DC-DC转换器，其特征是，所述滑动模式电压控制模块包括比例电路K_C2，其输入为参考电压V_ref与电压信号Kv_o相减得到差信号x₁，输出信号为K_C2x₁；比例电路-K_C1的输入为电流信号i_c，输出信号为-K_C1i_c；比例电路K_C3的输入为电压信号Kv_o，输出信号为K_C3Kv_o；比例电路K_C4的输入为负载电流变化率di_Load/dt，输出信号为K_C4di_Load/dt；所述输出信号-K_C1i_c、K_C2x₁、K_C3Kv_o、K_C4di_Load/dt相加输出控制信号v_c1。所述电流模式控制模块包括电压/电流转换电路和PI补偿电路，其电压/电流转换电路的输入连接控制信号v_c1输出电流信号i_ref，其与电流检测模块输出的电流信号i_MP的差输入到PI补偿电路，PI补偿电路的输出连接到占空比调制模块。

3.根据权利要求1或2所述的单片高频DC-DC转换器，其特征是，波形发生器模块的一个输入端为连接外接元件和负载等效电路的分压电压信号v_C2，另两个输入端为工作模式选择输入端SEL1、SEL2，其中输入端SEL1还连接到驱动电路P模块和驱动电路N模块的一个输入端。

4.根据权利要求3所述的单片高频DC-DC转换器，其特征是，波形发生器模块由五个单级压控环形振荡器VCO级联而成，通过工作模式选择输入端来控制输出频率，所述单级压控环形振荡器VCO包括，MOS管M_osc3、M_osc4为交叉耦合结构，MOS管M_osc5、M_osc6为二极管的连接形式，MOS管M_osc3、M_osc5和M_osc4、M_osc6的漏极分别连到振荡器的本级输出和NMOS对管M_osc1、M_osc2的漏极；工作模式选择输入端SEL1、SEL2输入到PMOS对管M_osc12、M_osc11的栅极，通过折叠形式的电流镜控制NMOS对管M_osc1、M_osc2和NMOS对管M_osc3、M_osc4的尾电流；NMOS管M_osc9、M_osc10以二极管连接形式连到PMOS对管M_osc12，、M_osc11的漏极，同时NMOS管M_osc7、M_osc9、M_osc8和M_osc10组成电流镜电流比均为K_osc，电流源I_oscbia连到PMOS对管M_osc12、M_osc11的源极和电源电压VDD之间，来自外接元件和负载等效电路的分压电压信号v_C2控制电流源I_oscbia的电流调节振荡器的输出波形摆幅。

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