CN104779799A - 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器 - Google Patents

控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器 Download PDF

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Abstract

公开了一种控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器。本发明在轻载时根据电压补偿信号交替采用脉宽调制模式(也即恒定开关频率模式)和恒定导通时间模式控制功率级电路，使得输出能量可以快速平缓降低，而不必使控制电路停止工作，在提高反激式变换器轻载效率的同时降低了输出电压纹波。

Description

控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及一种控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器。
背景技术
当负载较轻时反激式变换器的转换效率会很低。因此，为了提高效率，在反激式变换器的设计中，一般会对轻载时的控制方式做特殊处理。
现有技术中，一般在负载较轻时，采用恒定导通时间的控制方式。这种控制方式中，相对开关周期而且较长的时间段内，开关控制信号在每个开关周期的导通时间保持恒定，且可由用户选择。而开关频率则会变化(关断时间改变)，以提供所需的输出功率。而在轻载条件下，峰值电流减小，开关频率下降，与开关频率相关的损耗，如功率MOSFET输出电容和门电荷损耗以及泄漏感抗损耗也会减少。通常还会对导通时间设定一个最低值(也即最低导通时间)，以进一步控制输出的能量来提高效率。
但是，在一些轻载条件下，按照恒定导通时间模式工作时传递的能量还是比输出的能量大，此时输出电压会上升。此时，通常会在检测到输出过压(电压反馈信号VFB高于VOVP)时控制反激式变换器停止工作一段时间后继续工作，以此来减少功率级电路传递的能量，从而实现轻载恒压输出。但是，由于控制电路停止工作了一段时间(这会使得开关控制信号Q保持无效状态一端时间)，直到电压下降到预定值以下(如图1所示)。在这段时间内，输出能量由功率级电路的输出电容(通常为电解电容)提供，输出电容上有较大的电压纹波，导致输出电压也有较大的纹波。
发明内容
有鉴于此，本发明提供一种控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器，以降低轻载时反激式变换器输出的纹波。
第一方面，提供一种控制电路，用于在轻载时控制反激式变换器的功率级电路，所述控制电路包括：
补偿电路，用于生成电压补偿信号，所述电压补偿信号用于表征所述功率级电路的输出电压与基准电压的差值；
控制信号生成电路，用于在所述电压补偿信号位于第一范围时以脉宽调制模式生成开关控制信号，在所述电压补偿信号位于第二范围时以恒定导通时间模式生成开关控制信号；
其中，所述第一范围的最低值等于所述第二范围的最高值；所述开关控制信号用于控制所述功率级电路的功率开关。
优选地，所述控制信号生成电路包括：
置零信号生成电路，在所述电压补偿信号位于第一范围时根据所述电压补偿信号生成置零信号，在所述电压补偿信号位于第二范围时以恒定导通时间模式生成置零信号；
限频信号生成电路，在所述电压补偿信号位于第一范围时生成具有预定无效区间的限频信号，在所述电压补偿信号位于第二范围时生成无效区间随所述电压补偿信号变化的限频信号，所述限频信号在所述开关控制信号切换为有效时被设置为无效；
置位信号生成电路，用于在所述限频信号为有效且副边电流过零时生成置位信号；
逻辑电路，用于根据所述置位信号将所述开关控制信号设置为有效，根据所述置零信号将所述开关控制信号设置为无效。
优选地，所述控制信号生成电路还用于在所述电压补偿信号位于第三范围时以脉宽调制模式生成开关控制信号，在所述电压补偿信号位于第四范围时以恒定导通时间模式生成开关控制信号；
其中所述第三范围的最高值等于所述第二范围的最低值，所述第四范围的最高值等于所述第三范围的最低值。
优选地，所述控制信号生成电路包括：
置零信号生成电路，在所述电压补偿信号位于第一范围和第三范围时根据所述电压补偿信号生成置零信号，在所述电压补偿信号位于第二范围和第四范围时以恒定导通时间模式生成置零信号；
限频信号生成电路，在所述电压补偿信号位于第一范围和第三范围时生成具有预定无效区间的限频信号，在所述电压补偿信号位于第二范围和第四范围时生成无效区间随所述电压补偿信号变化的限频信号，所述限频信号在所述开关控制信号切换为有效时被设置为无效；
置位信号生成电路，用于在所述限频信号为有效且副边电流过零时生成置位信号；；
逻辑电路，用于根据所述置位信号将所述开关控制信号设置为有效，根据所述置零信号将所述开关控制信号设置为无效。
优选地，在所述电压补偿信号位于第二范围时生成的置零信号对应于第一导通时间，在所述电压补偿信号位于第四范围时生成的置零信号对应于第二导通时间，所述第一导通时间大于所述第二导通时间；
在所述电压补偿信号位于第一范围时生成的限频信号具有第一时间长度的无效区间，在所述电压补偿信号位于第三范围时生成的限频信号具有第二时间长度的无效区间，所述第一时间长度小于所述第二时间长度。
第二方面，提供一种反激式变换器，包括：
功率级电路和如上所述的控制电路。
第三方面，提供一种控制方法，用于在轻载时控制反激式变换器的功率级电路，所述控制方法包括：
生成电压补偿信号，所述电压补偿信号用于表征所述功率级电路的输出电压与基准电压的差值；
在所述电压补偿信号位于第一范围时以脉宽调制模式控制所述功率级电路的功率开关，在所述电压补偿信号位于第二范围时以恒定导通时间模式控制所述功率开关；
所述第一范围的最低值等于所述第二范围的最高值。
优选地，所述控制方法还包括：
在所述电压补偿信号位于第三范围时以脉宽调制模式控制所述功率开关，在所述电压补偿信号位于第四范围时以恒定导通时间模式控制所述功率开关；
其中所述第三范围的最高值等于所述第二范围的最低值，所述第四范围的最高值等于所述第三范围的最低值。
优选地，在所述电压补偿信号位于第二范围时生成的开关控制信号具有第一导通时间，在所述电压补偿信号位于第四范围时生成的开关控制信号具有第二导通时间，所述第一导通时间大于所述第二导通时间；
在所述电压补偿信号位于第一范围时生成的限频信号具有第一时间长度的无效区间，在所属电压补偿信号位于第三范围时生成的限频信号具有第二时间长度的无效区间，所述第一时间长度小于所述第二时间长度；所述开关控制信号用于控制所述功率开关，所述限频信号用于控制所述开关控制信号的开关周期。
本发明在轻载时根据电压补偿信号交替采用脉宽调制模式(也即恒定开关频率模式)和恒定导通时间模式控制功率级电路，使得输出能量可以快速平缓降低，而不必使控制电路停止工作，在提高反激式变换器轻载效率的同时降低了输出电压纹波。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是现有技术的反激式变换器的工作波形图；
图2是本发明实施例的反激式变换器的电路示意图；
图3是本发明实施例的反激式变换器的输出功率的变化趋势图；
图4是本发明实施例的控制信号生成电路的电路示意图；
图5是本发明实施例的条件检测电路的电路示意图；
图6是本发明实施例在一个特定情形下的工作波形图；
图7是本发明实施例在另一个特定情形下的工作波形图；
图8是本发明另一个实施例的控制信号生成电路的电路示意图；
图9是本发明实施例的置零信号以及限频信号随电压补偿信号变化的曲线图；
图10是本发明实施例的控制方法的流程图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图2是本发明实施例的反激式变换器的电路示意图。如图2所示，本发明实施例的开关型变换器包括功率级电路1和控制电路2。在图2中，功率级电路1采用反激式拓扑，其包括串联连接在电压输入端Vin和接地端之间的原边绕组L1和功率开关S，与原边绕组L1耦合的副边绕组L2以及与副边绕组L2连接的副边整流电路11。功率级电路1还包括辅助绕组L3和与对辅助绕组两端电压进行分压的分压电阻R1和R2。辅助绕组L3与原边绕组L1耦合，通过辅助绕组L3两端电压的采样信号VSEN可以获得功率级电路1的输出电压信息，副边绕组L2的电流过零时刻以及电流谷底时刻信息。因此，通过对经过分压的辅助绕组L3两端电压进行采样，可以获得上述信息并基于上述信息对功率开关S进行控制。应理解，本发明实施例的功率级电路并不限于原边反馈的反激式变换器，也可以采用其它类型的反激式变换器。在本实施例中，利用反激式变换器来作为功率因数(PFC)调节电路进行恒压输出。
控制电路2根据功率级电路1的反馈参量生成开关控制信号Q，控制功率开关S的导通和关断。其中，控制电路2包括补偿电路21和控制信号生成电路22。
补偿电路21用于生成电压补偿信号VCMP。电压补偿信号VCMP用于表征功率级电路1的输出电压VOUT与基准电压VREF的差值。电压补偿信号VCMP可以表征当前输出电压偏离期望值的程度，其值越大，表明当前输出电压偏离期望值越多。
控制信号生成电路22用于在电压补偿信号VCMP位于第一范围时以脉宽调制模式(开关周期不变，改变占空比)生成开关控制信号Q，在电压补偿信号VCMP位于第二范围时以恒定导通时间模式(导通时间TON不变，改变关断时间/频率)生成开关控制信号Q。开关控制信号Q用于控制功率开关S导通或关断。其中，第一范围的最低值等于第二范围的最高值。也即，控制信号生成电路22在电压补偿信号VCMP由第一范围下降到第二范围时，从脉宽调制模式切换到恒定导通时间模式。
图3是本发明实施例的反激式变换器的输出功率的变化趋势图。如图3所示，保持开关周期不变，调整导通时间的脉宽调制模式下，功率级电路1输出功率POUT相对于电压补偿信号VCMP的变化相对更快(输出功率随导通时间的平方变化)。电压补偿信号VCMP小幅下降就会导致较大的输出能量下降，由此，可以快速降低由于轻载而上升的输出功率。而在恒定导通时间模式下，输出功率POUT随电压补偿信号近似线性变化(输出功率随频率线性变化)，在输出功率快速调整后，通过恒定导通时间模式可以提高轻载的效率。由此，混合使用两种方式可以实现在保持轻载效率的同时快速进行输出功率的调整，而不必使用现有的导致较大输出电压纹波的控制方法。
图4是本发明一个实施例的控制信号生成电路的电路示意图。如图4所示，控制信号生成电路22包括置零信号生成电路RESET、限频信号生成电路LIMIT、置位信号生成电路SET和逻辑电路LG。
置零信号生成电路RESET在电压补偿信号VCMP位于第一范围时，根据电压补偿信号VCMP生成置零信号VRESET，在电压补偿信号VCMP位于第二范围时以恒定导通时间模式生成置零信号VRESET。也就是说，在电压补偿信号VCMP较高时通过脉宽调制模式生成置零信号VRESET，在电压补偿信号VCMP较低时通过恒定导通时间模式生成置零信号VRESET。
具体地，置零信号生成电路RESET包括电压源U1和U2、受控电压源U3、开关K1和K2、电流源I1、充电电容C1、开关K3以及比较器CMP1。
电压源U1、受控电压源U3和开关K1串联在比较器CMP1的反相输入端和接地端之间。其中，电压源U1输出预定的恒定电压，受控电压源U3输出与电压补偿信号VCMP成比例的电压。开关K1由控制信号V1控制，在电压补偿信号VCMP位于第一范围内时导通，不位于第一范围内时关断。
控制信号V1可以由如图5所示的条件检测电路生成。如图5所示，条件检测电路包括比较器CMP2、CMP3、逻辑门AND1、电压源U4和U5。其中，电压源U4连接在比较器CMP2的同相输入端和接地端之间。电压源U5连接在比较器CMP3的反相输入端和接地端之间。比较器CMP2的反相输入端输入电压补偿信号VCMP。比较器CMP3的同相输入端输入电压补偿信号VCMP。比较器CMP2和CMP3的输出端连接到逻辑门AND1的输入端。逻辑门AND1的输出端输出控制信号Vn。通过电压源U4可以限定对应电压范围的最大值，通过电压源U5可以限定对应电压范围的最小值，条件检测电路在电压补偿信号小于该最大值且大于该最小值时(也即落入特定的范围内时)输出高电平。
电压源U2和开关K2串联连接在比较器CMP1的反相输入端和接地端之间。电压源U2输出预定的恒定电压。开关K2由控制信号V2控制，在电压补偿信号VCMP位于第二范围时导通，否则关断。控制信号V2也可以通过图5所示的条件检测电路生成，在此不再赘述。
电流源I1、充电电容C1和开关K3并联连接在比较器CMP1的同相输入端和接地端之间。开关K3根据开关控制信号Q的反相信号的控制导通和关断，也即，开关K3在功率开关S导通时关断，在功率开关S关断时导通。在开关K3关断时，电流源I1向充电电容C1充电，使得同相输入端的电压以预定斜率上升，在开关K3导通时，充电电容C1两端被短路放电，同相输入端的电压在很短的时间内变为0。由此，在功率开关S导通后，同相输入端的电压上升，经过时间TON，其上升到阈值VTH，使得比较器CMP1的输出的置零信号VRESET跳变。上述时间TON即为功率开关S的导通时间，其具体为由置位信号VSET切换为有效的时刻至置零信号VRESET切换为有效的时刻之间的时间。
在电压补偿信号VCMP位于第一范围时，开关K1导通，开关K2关断，阈值VTH为与电压补偿信号VCMP相关的量，因此，功率开关的导通时间TON随电压补偿信号VCMP变化。
在电压补偿信号VCMP位于第二范围时，开关K1关断，开关K2导通，阈值VTH为恒定值，因此，功率开关的导通时间TON恒定。
限频信号生成电路LIMIT在电压补偿信号VCMP位于第一范围时生成具有预定无效区间的限频信号FLIMIT，在电压补偿信号VCMP位于第二范围时生成无效区间随电压补偿信号VCMP变化的限频信号FLIMIT。其中，限频信号FLIMIT在开关控制信号切换为有效时被设置为无效。
限频信号FLIMIT用于限制开关控制信号Q的频率。使得开关周期至少大于限频信号FLIMIT的无效区间的时间长度，这可以使得轻载模式下的输出功率能够得到更快地下降。
具体地，限频信号生成电路LIMIT包括电压源U6和U7、受控电压源U8、开关K4和K5、电流源I2、充电电容C2、开关K6以及比较器CMP4。
电压源U6和开关K4串联连接在比较器CMP4的反相输入端和接地端之间。电压源U6输出预定的恒定电压。开关K4由控制信号V1控制，在电压补偿信号VCMP位于第一范围时导通，否则关断。
电压源U7、受控电压源U8和开关K5串联在比较器CMP4的反相输入端和接地端之间。其中，电压源U7输出预定的恒定电压，受控电压源U8输出与电压补偿信号VCMP成比例的电压。开关K1由控制信号V2控制，在电压补偿信号VCMP位于第二范围内时导通，否则关断。
电流源I2、充电电容C2和开关K6并联连接在比较器CMP4的同相输入端和接地端之间。开关K6根据在开关控制信号Q切换为有效后保持导通一预定时间(例如100纳秒，可以通过一输入开关控制信号的单脉冲电路获得开关K6的控制信号)，该预定时间可以设为较短时间用于保证充电电容C2放电完全。在开关K6关断时，电流源I2向充电电容C2充电，使得同相输入端的电压以预定斜率上升，在开关K6导通时，充电电容C2两端被短路放电，同相输入端的电压在很短的时间内变为0。由此，在功率开关S导通后(经过例如100纳秒后)，同相输入端的电压上升，经过时间TON，其上升到阈值VF，使得比较器CMP4的输出的限频信号FLIMIT跳变。限频信号FLIMIT的无效区间限定了开关周期的最小时间。
在电压补偿信号VCMP位于第一范围时，开关K4导通，开关K5关断，阈值VF为恒定值，因此，无效区间对应的时间长度恒定。
在电压补偿信号VCMP位于第二范围时，开关K5导通，开关K4关断，阈值VF为与电压补偿信号VCMP相关的量，因此，无效区间对应的时间长度随电压补偿信号VCMP变化。
置位信号生成电路SET用于在限频信号FLIMIT为有效且副边电流过零时生成置位信号(也即在该时刻将置位信号设置为有效)。
具体地，置位信号生成电路SET包括RS触发器RS1和逻辑门AND2。RS触发器RS1的复位端输入开关控制信号Q，置位端输入限频信号FLIMIT，输出端连接逻辑门AND2的输入端。逻辑门AND2的另一个输入端输入过零检测信号VZ。逻辑门AND2输出端输出置位信号VSET。在图4中，逻辑门AND2为与门。但是，对于本领域技术人员而言，在表征有效的信号电平发生变化时，也可以调换信号输入的连接关系并使用其他的逻辑门来实现所述置位信号生成电路。而且，置位信号生成电路SET也可以采用其他形式的电路来实现。
图6是本发明实施例在一个特定情形下的工作波形图。如图6所示，辅助绕组的采样电压VSEN在功率开关S导通期间为0，在功率开关S关断期间先振荡，然后线性变化，最后在副边电流过零时大幅跌落。通过检测该大幅跌落可以获得副边电流过零时刻，也即获得过零检测信号VZ。在图6中，在过零检测信号VZ的脉冲到来时，限频信号FLIMIT已经切换为有效(也即，当前的开关周期符合限频信号的要求)，因此，第一信号Va在过零检测信号VZ的脉冲到来时切换为有效，进而使得置位信号VSET为有效，从而使得功率开关S在该时刻被导通。开关控制信号Q被置位后，RS触发器RS1被复位，从而使得置位信号VSET在该时刻呈现为脉冲。
图7是本发明实施例在另一个特定情形下的工作波形图。如图7所示，在副边电流第一次过零时(也即第一个过零检测信号VZ脉冲到来时)，限频信号FLIMIT还处于无效区间，也就是说，如果此时将开关控制信号Q切换为有效，则当前的开关周期不满足限频信号的要求，因此，第一信号Va不会切换为有效。副边电流Is在原边能量耗尽后开始振荡，使得辅助绕组的电压随之振荡。副边电流Is在振荡期间还会多次过零，这些过零时刻也均可以通过辅助绕组电压检测获得。在等待到限频信号FLIMIT切换为有效，也即开关周期持续时间满足限频信号要求时，RS触发器RS1被置位。在该时刻后，如果过零检测信号为有效(也即副边电流Is振荡过零)，逻辑电路AND2使得置位信号VSET为有效(高电平)，进而使得功率开关S在该时刻被导通。开关控制信号Q被置位后，RS触发器RS1被复位，从而使得置位信号VSET在该时刻呈现为脉冲。
逻辑电路LG用于根据置位信号VSET将开关控制信号Q设置为有效，根据置零信号VRESET将开关控制信号Q设置为无效。逻辑电路LG可以为RS触发器。
由此，通过限频信号与置位信号生成电路配合可以将开关控制信号Q的频率限制在预定的或随电压补偿信号变化的频率之下，从而使得轻载时的输入功率快速下降。
图8是本发明另一个实施例的控制信号生成电路的电路示意图。在本实施例中，除了在电压补偿信号VCMP位于第一范围时以脉宽调制模式生成开关控制信号，位于第二范围时以恒定导通时间模式生成开关控制信号外，控制信号生成电路22还在电压补偿信号VCMP位于第三范围时以脉宽调制模式生成开关控制信号，在电压补偿信号位于第四范围时以恒定导通时间模式生成开关控制信号。第一范围至第四范围由高到低顺序相邻排列，也即，第一范围的最低值等于第二范围的最高值，第二范围的最低值等于第三范围的最高值，第三范围的最低值等于第四范围的最高值。在本实施例中，随着电压补偿信号VCMP的下降，控制信号生成电路22在两种不同的模式之间切换多次。如上所述，由于脉宽调制模式下输出功率下降速度快，而恒定导通时间模式下功率变化更加平缓，因此，通过多次切换可以是的在轻载条件下快速减低输出功率的同时兼顾效率以及降低电压纹波。
如图8所示，控制信号生成电路包括置零信号生成电路RESET’、限频信号生成电路LIMIT’、置位信号生成电路SET和逻辑电路LG。其中，置位信号生成电路SET和逻辑电路LG与图4所示实施例相同，在此不再赘述。
图8所示的置零信号生成电路RESET’和限频信号生成电路LIMIT’的阈值输出部分均分为四个并联的部分。
具体地，置零信号生成电路RESET’包括电压源U9至U12、受控电压源U13至U14、开关K7至K10、电流源I1、充电电容C1、开关K11以及比较器CMP1。
电压源U9、受控电压源U13和开关K7串联在比较器CMP1的反相输入端和接地端之间。其中，电压源U9输出预定的恒定电压，受控电压源U13输出与电压补偿信号VCMP成比例的电压。开关K7由控制信号V1’控制，在电压补偿信号VCMP位于第一范围内时导通，不位于第一范围内时关断。应理解，本实施例所述的第一范围仅用于与其它的电压范围相区别，其与上一实施例所涉及的第一范围可以相同也可以不同。
控制信号V1’可以由如图5所示的条件检测电路生成，其用于表征电压补偿信号VCMP是否落入第一范围。
电压源U10和开关K8串联连接在比较器CMP1的反相输入端和接地端之间。电压源U10输出预定的恒定电压。开关K8由控制信号V2’控制，在电压补偿信号VCMP位于第二范围时导通，否则关断。控制信号V2’也可以由一个独立的如图5所示的条件检测电路生成，仅需要更换具有不同输出电压的电压源即可。
电压源U11、受控电压源U14和开关K9串联在比较器CMP1的反相输入端和接地端之间。其中，电压源U11输出预定的恒定电压，受控电压源U14输出与电压补偿信号VCMP成比例的电压。开关K9由控制信号V3控制，在电压补偿信号VCMP位于第三范围内时导通，不位于第三范围内时关断。控制信号V3也可以由一个独立如图5所示的条件检测电路生成，仅需要更换具有不同输出电压的电压源即可。
电压源U12和开关K10串联连接在比较器CMP1的反相输入端和接地端之间。电压源U12输出预定的恒定电压。开关K10由控制信号V4控制，在电压补偿信号VCMP位于第四范围时导通，否则关断。控制信号V4也可以由一个独立的如图5所示的条件检测电路生成，仅需要更换具有不同输出电压的电压源即可。
电流源I1、充电电容C1和开关K11并联连接在比较器CMP1的同相输入端和接地端之间。开关K11根据开关控制信号Q的反相信号的控制导通和关断，也即，开关K11在功率开关S导通时关断，在功率开关S关断时导通。在开关K11关断时，电流源I1向充电电容C1充电，使得同相输入端的电压以预定斜率上升，在开关K11导通时，充电电容C1两端被短路放电，同相输入端的电压在很短的时间内变为0。由此，在功率开关S导通后，同相输入端的电压上升，经过时间TON，其上升到阈值VTH，使得比较器CMP1的输出的置零信号VRESET跳变。上述时间TON即为功率开关S的导通时间，其具体为由置位信号VSET切换为有效的时刻至置零信号VRESET切换为有效的时刻之间的时间。
在电压补偿信号VCMP位于第一范围时，开关K7导通，开关K8至K10关断，阈值VTH为与电压补偿信号VCMP相关的量，因此，功率开关的导通时间TON随电压补偿信号VCMP变化。
在电压补偿信号VCMP位于第二范围时，开关K8导通，开关K7、K9至K10关断，阈值VTH为恒定值，因此，功率开关的导通时间TON恒定在第一导通时间T1。
在电压补偿信号VCMP位于第三范围时，开关K9导通，开关K7至K8、K10关断，阈值VTH为与电压补偿信号VCMP相关的量，因此，功率开关的导通时间TON随电压补偿信号VCMP变化。
在电压补偿信号VCMP位于第四范围时，开关K10导通，开关K7至K9关断，阈值VTH为恒定值，因此，功率开关的导通时间TON恒定在第二导通时间T2。
其中，第一导通时间T1大于第二导通时间T2。
限频信号生成电路LIMIT’包括电压源U15至U18、受控电压源U19和U20、开关K12至K15、电流源I2、充电电容C2、开关K16以及比较器CMP4。
电压源U15和开关K12串联连接在比较器CMP4的反相输入端和接地端之间。电压源U15输出预定的恒定电压。开关K12由控制信号V1’控制，在电压补偿信号VCMP位于第一范围时导通，否则关断。
电压源U16、受控电压源U19和开关K13串联在比较器CMP4的反相输入端和接地端之间。其中，电压源U16输出预定的恒定电压，受控电压源U19输出与电压补偿信号VCMP成比例的电压。开关K13由控制信号V2’控制，在电压补偿信号VCMP位于第二范围内时导通，否则关断。
电压源U17和开关K14串联连接在比较器CMP4的反相输入端和接地端之间。电压源U17输出预定的恒定电压。开关K14由控制信号V3控制，在电压补偿信号VCMP位于第三范围时导通，否则关断。
电压源U18、受控电压源U20和开关K15串联在比较器CMP4的反相输入端和接地端之间。其中，电压源U18输出预定的恒定电压，受控电压源U20输出与电压补偿信号VCMP成比例的电压。开关K15由控制信号V4控制，在电压补偿信号VCMP位于第四范围内时导通，否则关断。
电流源I2、充电电容C2和开关K16并联连接在比较器CMP4的同相输入端和接地端之间。开关K16根据在开关控制信号Q切换为有效后保持导通一预定时间(例如图中所示的100纳秒)，该预定时间可以设为较短时间用于保证充电电容C2放电完全。在开关K16关断时，电流源I2向充电电容C2充电，使得同相输入端的电压以预定斜率上升，在开关K16导通时，充电电容C2两端被短路放电，同相输入端的电压在很短的时间内变为0。由此，在功率开关S导通后(经过例如100纳秒后)，同相输入端的电压上升，经过时间TON，其上升到阈值VF，使得比较器CMP4的输出的限频信号FLIMIT跳变。限频信号FLIMIT的无效区间限定了开关周期的最小时间。
在电压补偿信号VCMP位于第一范围时，开关K12导通，其余开关关断，阈值VF为恒定值，因此，无效区间对应的时间长度恒定(第一时间长度T1’)。
在电压补偿信号VCMP位于第二范围时，开关K13导通，其余开关关断，阈值VF为与电压补偿信号VCMP相关的量，因此，无效区间对应的时间长度随电压补偿信号VCMP变化。
在电压补偿信号VCMP位于第三范围时，开关K14导通，其余开关关断，阈值VF为恒定值，因此，无效区间对应的时间长度恒定(第二时间长度T2’)。
在电压补偿信号VCMP位于第四范围时，开关K15导通，其余开关关断，阈值VF为与电压补偿信号VCMP相关的量，因此，无效区间对应的时间长度随电压补偿信号VCMP变化。
其中，第一时间长度T1’小于第二时间长度T2’，由于在无效区间结束后不久通常副边电流就会过零，因此，无效区间长度为第一时间长度T1’的限频信号的频率大于无效区间长度为第二时间长度T2’的限频信号的频率。
图9是本发明实施例的置零信号以及限频信号随电压补偿信号变化的曲线图。如图9所示，在第一范围(例如图中的1.35V至2.0V)，开关控制信号的导通时间TON随电压补偿信号VCMP的变化而变化，同时，限频信号FLIMIT的频率为恒定值，此时，控制信号生成电路22工作在脉宽调制模式。在第二范围(例如图中的1.1V至1.35V)，开关控制信号的导通时间TON为恒定值，限频信号FLIMIT的频率随电压补偿信号VCMP的变化而变化，此时控制信号生成电路22工作在恒定导通时间模式。在第三范围(例如图中的0.7V至1.1V)，开关控制信号的导通时间TON随电压补偿信号VCMP的变化而变化，同时，限频信号FLIMIT的频率为一较低的恒定值，此时，控制信号生成电路22工作在脉宽调制模式。在第四范围(例如图中的0.2V至0.7V)，开关控制信号的导通时间TON为较低恒定值，限频信号FLIMIT的频率随电压补偿信号VCMP的变化而变化，此时控制信号生成电路22工作在恒定导通时间模式。其中，通过设置各电压源的值(例如使得电压源U12与U11的输出电压相同，电压源U9和U10的输出电压相同)，可以使得开关控制信号Q的导通时间TON随电压补偿信号VCMP变化的曲线连续，也即，导通时间TON在上一范围的最小值与下一范围的最大值相同。类似地，通过设置各电压源的值，可以使得限频信号的频率随电压补偿信号VCMP变化的曲线连续。
由此，可以使得不同模式之间平滑切换，对于功率级电路参数的影响最小化。
图10是本发明实施例的控制方法的流程图。如图10所示，所述控制方法用于在轻载时控制反激式变换器的功率级电路，所述控制方法包括：
步骤100、生成电压补偿信号，所述电压补偿信号用于表征所述功率级电路的输出电压与基准电压的差值。
步骤200、在所述电压补偿信号位于第一范围时以脉宽调制模式控制所述功率级电路的功率开关，在所述电压补偿信号位于第二范围时以恒定导通时间模式控制所述功率开关。
其中，所述第一范围的最低值等于所述第二范围的最高值。
优选地，所述控制方法还包括：在所述电压补偿信号位于第三范围时以脉宽调制模式控制所述功率开关，在所述电压补偿信号位于第四范围时以恒定导通时间模式控制所述功率开关。其中所述第三范围的最高值等于所述第二范围的最低值，所述第四范围的最高值等于所述第三范围的最低值。
优选地，在所述电压补偿信号位于第二范围时生成的开关控制信号具有第一导通时间，在所述电压补偿信号位于第四范围时生成的开关控制信号具有第二导通时间，所述第一导通时间大于所述第二导通时间。
在所述电压补偿信号位于第一范围时生成的限频信号具有第一时间长度的无效区间，在所属电压补偿信号位于第三范围时生成的限频信号具有第二时间长度的无效区间，所述第一时间长度小于所述第二时间长度。所述开关控制信号用于控制所述功率开关，所述限频信号用于控制所述开关控制信号的开关周期。
本实施例在轻载时根据电压补偿信号交替采用脉宽调制模式(也即恒定开关频率模式)和恒定导通时间模式控制功率级电路，使得输出能量可以快速平缓降低，而不必使控制电路停止工作，在提高反激式变换器轻载效率的同时降低了输出电压纹波。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种控制电路，用于在轻载时控制反激式变换器的功率级电路，所述控制电路包括：
补偿电路，用于生成电压补偿信号，所述电压补偿信号用于表征所述功率级电路的输出电压与基准电压的差值；
控制信号生成电路，用于在所述电压补偿信号位于第一范围时以脉宽调制模式生成开关控制信号，在所述电压补偿信号位于第二范围时以恒定导通时间模式生成开关控制信号；
其中，所述第一范围的最低值等于所述第二范围的最高值；所述开关控制信号用于控制所述功率级电路的功率开关。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号生成电路包括：
置零信号生成电路，在所述电压补偿信号位于第一范围时根据所述电压补偿信号生成置零信号，在所述电压补偿信号位于第二范围时以恒定导通时间模式生成置零信号；
限频信号生成电路，在所述电压补偿信号位于第一范围时生成具有预定无效区间的限频信号，在所述电压补偿信号位于第二范围时生成无效区间随所述电压补偿信号变化的限频信号，所述限频信号在所述开关控制信号切换为有效时被设置为无效；
置位信号生成电路，用于在所述限频信号为有效且副边电流过零时生成置位信号；
逻辑电路，用于根据所述置位信号将所述开关控制信号设置为有效，根据所述置零信号将所述开关控制信号设置为无效。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号生成电路还用于在所述电压补偿信号位于第三范围时以脉宽调制模式生成开关控制信号，在所述电压补偿信号位于第四范围时以恒定导通时间模式生成开关控制信号；
其中所述第三范围的最高值等于所述第二范围的最低值，所述第四范围的最高值等于所述第三范围的最低值。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，所述控制信号生成电路包括：
置零信号生成电路，在所述电压补偿信号位于第一范围和第三范围时根据所述电压补偿信号生成置零信号，在所述电压补偿信号位于第二范围和第四范围时以恒定导通时间模式生成置零信号；
限频信号生成电路，在所述电压补偿信号位于第一范围和第三范围时生成具有预定无效区间的限频信号，在所述电压补偿信号位于第二范围和第四范围时生成无效区间随所述电压补偿信号变化的限频信号，所述限频信号在所述开关控制信号切换为有效时被设置为无效；
置位信号生成电路，用于在所述限频信号为有效且副边电流过零时生成置位信号；
逻辑电路，用于根据所述置位信号将所述开关控制信号设置为有效，根据所述置零信号将所述开关控制信号设置为无效。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其特征在于，在所述电压补偿信号位于第二范围时生成的置零信号对应于第一导通时间，在所述电压补偿信号位于第四范围时生成的置零信号对应于第二导通时间，所述第一导通时间大于所述第二导通时间；
在所述电压补偿信号位于第一范围时生成的限频信号具有第一时间长度的无效区间，在所述电压补偿信号位于第三范围时生成的限频信号具有第二时间长度的无效区间，所述第一时间长度小于所述第二时间长度。
6.一种反激式变换器，包括：
功率级电路；和
根据权利要求1-5中任一项所述的控制电路。
7.一种控制方法，用于在轻载时控制反激式变换器的功率级电路，所述控制方法包括：
生成电压补偿信号，所述电压补偿信号用于表征所述功率级电路的输出电压与基准电压的差值；
在所述电压补偿信号位于第一范围时以脉宽调制模式控制所述功率级电路的功率开关，在所述电压补偿信号位于第二范围时以恒定导通时间模式控制所述功率开关；
所述第一范围的最低值等于所述第二范围的最高值。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述控制方法还包括：
在所述电压补偿信号位于第三范围时以脉宽调制模式控制所述功率开关，在所述电压补偿信号位于第四范围时以恒定导通时间模式控制所述功率开关；
其中所述第三范围的最高值等于所述第二范围的最低值，所述第四范围的最高值等于所述第三范围的最低值。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，在所述电压补偿信号位于第二范围时生成的开关控制信号具有第一导通时间，在所述电压补偿信号位于第四范围时生成的开关控制信号具有第二导通时间，所述第一导通时间大于所述第二导通时间；
在所述电压补偿信号位于第一范围时生成的限频信号具有第一时间长度的无效区间，在所属电压补偿信号位于第三范围时生成的限频信号具有第二时间长度的无效区间，所述第一时间长度小于所述第二时间长度；所述开关控制信号用于控制所述功率开关，所述限频信号用于控制所述开关控制信号的开关周期。
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