JP2013236428A - 直流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構成で且つ低ノイズで、広範囲な入力電圧に対応できる直流変換装置。
【解決手段】コンデンサＣｉに並列に接続され、スイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とが直列に接続された第１直列回路、スイッチング素子Ｑ1に並列に接続され、共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒとトランスＴ1の一次巻線Ｎ1とが直列に接続された第２直列回路、トランスの二次巻線Ｎ2の電圧を整流平滑する半波整流平滑回路ＲＣ,Ｃｏ、整流平滑回路の出力電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ1とスイッチング素子Ｑ2とを交互にオン／オフさせるＰＲＣ制御回路10、スイッチング素子Ｑ2に並列に接続され、昇圧リアクトルＬと直流電源Ｖｉとが直列に接続された第３直列回路を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、高周波化を図ることができる直流変換装置に関する。

図１２に、従来の昇圧チョッパと半波電流共振型の降圧コンバータとを有する直流変換装置の回路構成図を示す。図１２に示す直流変換装置において、昇圧チョッパは、直流電源Ｖｉの両端にリアクトルＬとＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑ３との直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間にダイオードＤ３とコンデンサＣｉとの直列回路が接続され、直流電源Ｖｉの電圧を昇圧して降圧コンバータに供給する。

降圧コンバータは、ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑ２との直列回路がコンデンサＣｉの両端に接続され、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に電流共振コンデンサＣｒｉとトランスＴの一次巻線Ｎ１とリアクトルＬｒとの直列回路が接続され、トランスＴの二次巻線Ｎ２の両端にはダイオードＲＣとコンデンサＣｏとの直列回路が接続され、コンデンサＣｉの電圧を降圧することにより絶縁された直流電圧をコンデンサＣｏに出力している。

従来は、昇圧チョッパと降圧コンバータとの構成にすることで、入力電圧変動が大きい場合でも安定した出力電圧を得ることができる。 なお、従来技術として、昇圧チョッパと降圧コンバータとの構成に関しては、例えば特許文献１が知られている。
また、昇圧チョッパと降圧コンバータとの構成をハーフブリッジコンバータ構成で一つのコンバータとして構成された、例えば特許文献２が知られている。

特開２０１０−８１７３６号公報 特開平１１−２６２２６３号公報

しかしながら、特許文献１の昇圧チョッパは、軽負荷時に不連続動作となるため、コンデンサＣｉの電圧が上昇する。このため、この電圧上昇を抑えるように制御するための回路が複雑化する。例えば、オン時間を非常に短くしたり、あるいは装置の停止期間を設け、間欠動作により制御する等の方法が考えられる。

また、特許文献２のように昇圧チョッパを兼ねたハーフブリッジコンバータにおいては、ハーフブリッジコンバータはハードスイッチング動作するため、高周波化するとスイッチングロス及びノイズが増加する。このため、周波数を低く設定すると、リアクトルが大きくなってしまう。
また、負荷が定格負荷から軽負荷または無負荷になるとオンデューティーが狭まるので、動的負荷変動がある場合には、フィードバック制御の応答を早めなくてはならず、出力電圧の安定性と動的負荷変動の応答性との調整が困難であった。

本発明の課題は、簡単な構成で且つ安価で、低ノイズで高効率な直流変換装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明は、平滑コンデンサに並列に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、前記第１スイッチング素子の主電極間に並列接続され、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑する半波整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、前記第２スイッチング素子に並列に接続され、昇圧リアクトルと直流電源とが直列に接続された第３直列回路と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、スイッチング素子Ｑ２に並列に昇圧リアクトルと直流電源とを直列に接続した直列回路を設けることで、平滑コンデンサ〜スイッチング素子Ｑ１〜昇圧リアクトル〜直流電源〜平滑コンデンサの経路または昇圧リアクトル〜直流電源〜スイッチング素子Ｑ２〜昇圧リアクトルの経路による回生回路が構成される。この回生回路による昇圧リアクトル及び平滑コンデンサからのエネルギ回生により、軽負荷においても平滑コンデンサの電圧が上昇せず、容易に軽負荷時の制御が行える。
また、半波電流共振回路の動作に合わせて平滑コンデンサの電圧を昇圧するため、全てのモード期間において、共振動作を行うことができる。このため、各スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチングを実現できるので、低ノイズ、高効率、高周波化が図れる。
さらに、半波電流共振回路は、無負荷〜定格負荷においてスイッチング素子Ｑ１のオン期間を一定に制御するので、負荷電流の動的変動に対する出力電圧の変動を抑制でき、安定した出力特性を得ることができる。

実施例の直流変換装置の回路構成図である。 実施例の直流変換装置の各スイッチング素子の動作時の電圧・電流波形を示す図である。 図２の各モードにおける各スイッチング素子の動作時の電流経路を示す図である。 実施例の直流変換装置の具体例を示す回路構成図である。 図４の制御回路の詳細を示す回路図である。 図５に示す制御回路の各部の動作波形を示す図である。 実施例の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。 実施例の直流変換装置の無負荷時における各部の動作波形を示す図である。 実施例の直流変換装置の第１の変形例を示す回路構成図である。 実施例の直流変換装置の第２の変形例を示す回路構成図である。 実施例の直流変換装置の第３の変形例を示す回路構成図である。 従来の昇圧チョッパと半波電流共振型の降圧コンバータとを有する直流変換装置の回路構成図である。

以下、本発明の直流変換装置のいくつかの実施例を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、実施例の直流変換装置の回路構成図である。図１に示す直流変換装置は、従来の半波電流共振回路のローサイド側スイッチング素子Ｑ２と並列に直流電源と昇圧リアクトルの直列回路を接続したものである。図１において、半波電流共振回路の電圧源に相当するコンデンサＣｉの両端には、ＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続される。

半波電流共振回路を構成する各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１、Ｄ２とコンデンサＣｒｖ１、Ｃｒｖ２との並列回路が接続される。ダイオードＤ1、Ｄ２は各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の内部ダイオードでも良く、コンデンサＣｒｖ１、Ｃｒｖ２は各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の内部容量でも良い。

スイッチング素子Ｑ１の主電極間には、リアクトルＬｒとトランスＴ１の一次巻線Ｎ１（励磁インダクタンスＬｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとの直列回路が並列接続される。トランスＴ１の二次巻線Ｎ２の両端には、ダイオードＲＣとコンデンサＣｏとの直列回路が接続される。コンデンサＣｏの両端には負荷Ｒｏが接続される。ここで、リアクトルＬｒは、トランスＴの一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２間のリーケージインダクタンスからなる。

ＰＲＣ制御回路１０は、コンデンサＣｏの出力電圧に基づいてパルス信号を生成しこのパルス信号によりスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオンオフさせる。ＰＲＣ制御回路１０は、エネルギーを二次側に送る側のスイッチング素子Ｑ１のオン時間を固定としオフ時間を変化させる周波数制御を行う。
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、並列に昇圧リアクトルＬ１と直流電源Ｖｉとからなる直列回路が接続される。

図１に示す直流変換装置は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間に昇圧リアクトルＬ１を充電し、スイッチング素子Ｑ２のオフ期間で昇圧リアクトルL１の放電を行うことで、スイッチング素子Ｑ１（Ｄ１）を介してコンデンサＣｉの充電を行う。即ち、通常の昇圧チョッパ回路と同等の動作を行うため、この動作により得られるコンデンサＣｉの電圧ＶＣｉは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング周期をＴ、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の各オン期間を各々、ＴＱ１、ＴＱ２とすると下式で表わされる。
ＶＣｉ＝Ｖｉ×Ｔ／（Ｔ-ＴＱ２）＝Ｖｉ×Ｔ／ＴＱ１ ・・・（１）
となる。図１の回路ではハーフブリッジ構成の半波電流共振回路のスイッチング素子Ｑ２と並列にリアクトルＬ１と直流電源Ｖｉからなる直列回路が追加され、スイッチング素子Ｑ１とＱ２の直列回路と並列にコンデンサＣｉが追加されている。このため、２次側に伝達されるエネルギはコンデンサＣｉを電源とするハーフブリッジ型コンバータから供給されると考えればよい。ハーフブリッジ型コンバータでは、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にコンデンサＣｒｉにエネルギを蓄え、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にコンデンサＣｒｉのエネルギを２次側に伝達する。
コンデンサＣｒｉに蓄えられる電圧ＶＣｒｉは、
ＶＣｒｉ＝ＶＣｉ×ＴＱ２／Ｔ・・・（２）
出力電圧Ｖｏは、トランスＴ１の1次巻線Ｎ１、2次巻線Ｎ２の巻数を各々、ｎ１、ｎ２とすると、
Ｖｏ＝ＶＣｒｉ×ｎ２／ｎ１・・・（３）
（３）に（１）と（２）を代入して整理すると、出力電圧Ｖｏは、
Ｖｏ＝Ｖｉ×ＴＱ２／ＴＱ１×ｎ２／ｎ１・・・（４）
が得られる。
このため、出力電圧Ｖｏはスイッチング素子Ｑ１及びＱ２のオン期間ＴＱ２とＴＱ１を調整することで制御することができる。

次にこのように構成された実施例の直流変換装置の動作を図２の各スイッチング素子の動作時の電圧・電流波形を示す図と、図２の各モードにおける各スイッチング素子の動作時の電流経路を示した図３とを参照しながら詳細に説明する。

まず、図２の期間Ａ及び図３のＡに示すモードＡでは、スイッチング素子Ｑ１がオフ，スイッチング素子Ｑ２がオンしている状態である。この期間はコンデンサＣｉの放電及びコンデンサＣｒｉの充電が行われ、Ｃｉ→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｃｉの第１の経路（実線）に電流が流れる。また、スイッチング素子Ｑ２がオンすることで、Ｖｉ→Ｌ１→Ｑ２→Ｖｉの第２の経路（一点鎖線）に電流が流れ、リアクトルＬ１が充電される。

次に、図２の期間Ｂ及び図３のＢに示すモードＢでは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフした状態である。このとき、スイッチング素子Ｑ１のボディダイオードＤ１に前述の充電及び放電電流が転流することで、ゼロ電流スイッチングＺＣＳが行われる。即ち、Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ１（Ｄ１）→Ｃｒｉ→Ｌｐの経路１で電流が流れる。この期間のリアクトルＬｒとコンデンサＣｒｉの電流共振により、トランスＴ１の巻線Ｎ１、Ｎ２を介して２次側の整流平滑回路を構成するダイオードＲＣ、コンデンサＣｏに電流が流れ始める。また、Ｌ１→Ｑ１（Ｄ１）→Ｃｉ→Ｖｉ→Ｌ１の経路２で電流が流れ、コンデンサＣｉが充電される。この期間Bに、スイッチング素子Ｑ１をオンにすることでゼロ電圧スイッチングＺＶＳを実現できる。

次に、図２の期間Ｃ及び図３のＣに示すモードＣでは、スイッチング素子Ｑ１がオンした状態である。前述のモードＢより、コンデンサＣｒｉが放電に転じた状態である。即ち、Ｃｒｉ→Ｃｉ→Ｖｉ→Ｌ１→Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｒｉの経路１で電流が流れる。また、継続してトランスＴ１の二次側巻線Ｎ２に接続されたダイオードＲＣが導通し、リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｒｉとの共振によりトランスＴ１の一次側から二次側にエネルギーが伝達される。また、Ｌ１→Ｑ１（Ｄ１）→Ｃｉ→Ｖｉ→Ｌ１の経路２で電流が流れ、コンデンサＣｉが継続して充電される。

次に、図２の期間Ｄ及び図３のＤに示すモードＤでは、スイッチング素子Ｑ１のオンにより経路１が変わりコンデンサＣｒｉの放電が開始される。Ｃｒｉ→Ｑ１→Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｒｉの経路１で、コンデンサＣｒｉが放電される。また、リアクトルＬｒとコンデンサＣｒｉとの電流共振により引き続き２次側に電流は流れ、このモードDの期間で最大となる。また、リアクトルＬ１の放電は継続し、Ｌ１→Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｒｉ→Ｃｉ→Ｖｉ→Ｌ１の経路２で電流が流れ、コンデンサＣｉが充電される。

次に、図２の期間Ｅ及び図３のＥに示すモードＥでは、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチング素子Ｑ２はオフした状態が継続している。コンデンサＣｒｉの放電は継続し、Ｃｒｉ→Ｑ１→Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｒｉの電流の経路１は変わらず、引き続き２次側に電流は流れ続ける。また、コンデンサＣｉが放電に転じ、直流電源Ｖｉに電流が流れ込む回生期間となる。即ち、Ｃｉ→Ｑ１→Ｌ１→Ｖｉ→Ｃｉの経路２で電流が流れる。

次に、図２の期間Ｆ及び図３のＦに示すモードＦでは、コンデンサＣｒｉが充電、リアクトルＬｒ、Ｌｐが放電に転じた状態となる。即ち、Ｃｉ→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｌ１→Ｖｉ→Ｃｉの経路１で電流が流れる。また、リアクトルＬｒとコンデンサＣｒｉとの電流共振により引き続き２次側に電流は流れる。また、モードE同様に、Ｃｉ→Ｑ１→Ｌ１→Ｖｉ→Ｃｉの経路２で電流が流れ、直流電源Ｖｉに電流が流れ込む回生期間は継続する。
なお、リアクトルＬｒとコンデンサＣｒｉとの電流共振エネルギーはモードFの期間中に放出され、トランスＴ１の二次側巻線Ｎ２に接続されたダイオードＲＣの導通はオフする。

次に、図２の期間Ｇ及び図３のＧに示すモードＧでは、スイッチング素子Ｑ１をオフした状態となる。即ち、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２ともにオフ状態となる。スイッチング素子Ｑ１をオフすると、モードＧの経路２は、Ｌ１→Ｖｉ→Ｑ２（Ｄ２）→Ｌ１の経路に変更されるが、リアクトルＬ１は放電となり、直流電源Ｖｉに電流が流れ込む回生期間は継続する。この期間にスイッチング素子Ｑ２をオンすることでスイッチング素子Ｑ２のゼロ電圧スイッチングＺＶＳを実現することができる。また、スイッチング素子Ｑ１をオフすることでスイッチング素子Ｑ１に流れていた電流ＩＱ１は前述の経路２に切り替わるので、スイッチング素子Ｑ１はゼロ電流スイッチングＺＣＳを実現する。
また、コンデンサＣｒｉの充電が継続しており、リアクトルＬｒ、Ｌｐが充電に転じ、Ｃｉ→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｌ１→Ｖｉ→Ｃｉの経路１に電流が流れる。

次に、図２の期間Ｈ及び図３のＨに示すモードＨでは、スイッチング素子Ｑ１はオフ、スイッチング素子Ｑ２がオンした状態である。ここで、スイッチング素子Ｑ２がオンすることで、経路１はＣｉ→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ２→Ｃｉと流れ、コンデンサＣｒｉの充電が継続する。また、リアクトルＬ１の放電による回生期間が継続するが、Ｌ１→Ｖｉ→Ｃｉ→Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｌ１の経路１に変化する。
ここで期間ＨにおけるリアクトルＬ１の放電が終了すると、リアクトルＬ１は充電に転じる。即ち、図２の期間Ａ及び図３のＡに示すモードＡに移行する。

このように実施例の直流変換装置によれば、半波電流共振回路の動作に合わせてリアクトルＬ１により昇圧するために、全てのモード期間において、共振動作を行うことができる。このため、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゼロ電圧スイッチングＺＶＳ、及びゼロ電流スイッチングＺＣＳを実現できるので、低ノイズ、高効率、高周波化が図れる。
また、昇圧チョッパ及び半波電流共振回路の制御回路は１つとなるので、簡単な回路構成で安価となる。また、昇圧回路は、回生期間を持つため、軽負荷においてもコンデンサＣ１の電圧が上昇せず、容易に軽負荷時の制御が行える。

（実施例の具体的な回路構成）
次に、実施例の直流変換装置の具体例を図４、５を示しながら説明する。図１では、ＰＲＣ制御回路１０をブロック図で示していたが、図４ではより具現化した接続図とし、図５ではＰＲＣ制御回路１０の詳細な構成図を示す。
図４に示す直流変換装置は、図１に示す直流変換装置に対して、ＰＲＣ制御回路１０の接続をより具現化した接続図としている。

図５は、図４に示す実施例の直流変換装置のＰＲＣ制御回路１０の詳細な回路構成図である。図６は、図５に示す制御回路の各部の動作波形を示す図である。

ＰＲＣ制御回路１０において、オペアンプＯＰ１は、ＩＳＯを介して端子ＦＢに入力されたコンデンサＣｏの出力電圧と基準電圧Ｒｅｆ１との誤差電圧を増幅する。電圧制御発振器ＶＣＯは、オペアンプＯＰ１からの誤差電圧の値に応じた周波数を持つパルス信号、即ち、図６に示すＶＣＯ出力を発生する。

ワンショット回路ＯＳＴは、電圧制御発振器ＶＣＯからのパルス信号の立ち上がりに同期して所定のオン幅を持つパルス信号（ＯＮＥ−ＳＨＯＴ出力）を発生する。インバータＩＮＶはワンショット回路ＯＳＴからのパルス信号を反転させた反転パルス信号（ＩＮＶ出力）を生成する。

デットタイム作成回路ＤＴ１は、ワンショット回路ＯＳＴからのパルス信号を所定のデットタイムだけ遅延させた遅延パルス信号（ＤＴ１出力）を生成する。レベルシフト回路ＬＳＴ１はデットタイム作成回路ＤＴ１からの遅延パルス信号をレベルシフトさせる。バッファＢＵＦ１はレベルシフト回路ＬＳＴ１からのパルス信号をスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加する。

デットタイム作成回路ＤＴ２は、インバータＩＮＶからの反転パルス信号を所定のデットタイムだけ遅延させた遅延パルス信号（ＤＴ２出力）を生成する。バッファＢＵＦ２はデットタイム作成回路ＤＴ２からのパルス信号をスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加する。

ＰＲＣ制御回路１０は、コンデンサＣｏの出力電圧に基づいてパルス信号を生成しこのパルス信号によりスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオンオフさせる。

図７は実施例の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。図７（ａ）は直流電源Ｖｉの電圧が低電圧時における各部の動作波形を示し、図７（ｂ）は直流電源Ｖｉの電圧が高電圧時における各部の動作波形を示す。図７（ａ）、（ｂ）に示す各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧ＶＱ１、ＶＱ２のいずれのターンオフ波形もサージ電圧が発生せず、ゼロ電圧スイッチングＺＶＳが達成されていることがわかる。また、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧ＶＱ１、ＶＱ２のいずれのターンオン時におけるドレイン電流ＩＱ１、ＩＱ２は、マイナス電流からスタートしており、ゼロ電流スイッチングＺＣＳが達成されていることがわかる。

図８は実施例の直流変換装置の無負荷時における各部の動作波形を示す図である。図８（ａ）は直流電源Ｖｉの電圧が低電圧時における各部の動作波形を示し、図８（ｂ）は直流電源Ｖｉの電圧が高電圧時における各部の動作波形を示す。図８（ａ）、（ｂ）に示す各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧ＶＱ１、ＶＱ２のいずれのターンオフ波形もサージ電圧が発生せず、ゼロ電圧スイッチングＺＶＳが達成されていることがわかる。また、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧ＶＱ１、ＶＱ２のいずれのターンオン時におけるドレイン電流ＩＱ１、ＩＱ２は、マイナス電流からスタートしており、ゼロ電流スイッチングＺＣＳが達成されていることがわかる。
また、定格負荷時の図７（ａ）と無負荷時の図８（ａ）または図７（ｂ）と図８（ｂ）とを各々比較した場合、負荷の大きさによってスイッチング素子Ｑ１のオン幅は大きく変動していない制御であることが分かる。

（実施例の変形例１）
図９に実施例の直流変換装置の第１の変形例を示す回路構成図を示す。
図９は、図１に示した実施例の実施例の直流変換装置の回路構成図において、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間に並列に接続されていたコンデンサＣｒｖ1，Ｃｒｖ２を、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に集約して接続した構成図である。このように、スイッチング素子Ｑ２側に集約しても各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のソフトスイッチングを実現することができる。

（実施例の変形例２）
図１０に実施例の直流変換装置の第２の変形例を示す回路構成図を示す。
図１０は、図１に示した実施例の実施例の直流変換装置の回路構成図において、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間に並列に接続されていたコンデンサＣｒｖ1，Ｃｒｖ２を、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に集約して接続した構成図である。このように、スイッチング素子Ｑ１側に集約しても各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のソフトスイッチングを実現することができる。

（実施例の変形例３）
図１１に実施例の直流変換装置の第３の変形例を示す回路構成図を示す。
図１１は、図１に示した実施例の実施例の直流変換装置の回路構成図において、コンデンサＣｒｉを、コンデンサＣｒｉ１とＣｒｉ２に分割して接続した構成図である。
図１１に示すように、コンデンサＣｒｉ１とＣｒｉ２は直列に接続し、コンデンサＣｉと並列接続し、コンデンサＣｒｉ１とＣｒｉ２の接続点はトランスＴ１の一次巻線Ｎ１の一方の端子に接続する。このときのコンデンサＣｒｉ1及びＣｒｉ２の容量は、コンデンサＣｒｉ1及びＣｒｉ２の並列接続とした時の合成容量を変更前のコンデンサＣｒｉの容量と等しくなるように設定する。

以上、本発明の実施例の一例について説明したが、本発明は係る特定の実施例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された本発明の要旨の範囲内において、種々の変形、変更が可能である。例えば、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はＭＯＳＦＥＴを用いて説明したが、ＩＧＢＴでも、ＨＥＭＴでも変更が可能である。また、実施例の変更例１または２と変形例３とを組み合わせることも可能である。

本発明は、広範囲入力の直流変換装置に適用可能である。

Ｃｉ，Ｃｏ，Ｃｒｖ，Ｃｒｖ１，Ｃｒｖ２ コンデンサ
Ｃｒｉ 電流共振コンデンサ
Ｖｉ 直流電源
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｌ１ 昇圧リアクトル
Ｌｒ リアクトル
Ｌｐ 励磁インダクタンス
Ｔ１ トランス
Ｎ１ 一次巻線
Ｎ２ 二次巻線
ＲＣ ダイオード
Ｒｏ 負荷
ＯＰ１ オペアンプ
ＶＣＯ 電圧制御発振器
ＯＳＴ ワンショット回路
ＩＮＶ インバータ
ＤＴ１，ＤＴ２ デットタイム作成回路
ＬＳＴ１ レベルシフト回路
ＢＵＦ１，ＢＵＦ２ バッファ回路
１０ ＰＲＣ制御回路
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗

Claims (3)

1. 平滑コンデンサに並列に接続され、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１直列回路と、
   前記第１スイッチング素子の主電極間に並列接続され、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第２直列回路と、
   前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑する半波整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
   前記第２スイッチング素子に並列に接続され、昇圧リアクトルと直流電源とが直列に接続された第３直列回路と、
   を有することを特徴とする直流変換装置。
2. 前記制御回路は、前記第１スイッチング素子のオン時間を固定とし周波数制御を行い、
   前記出力電圧に応じて前記第２スイッチング素子のオン時間を制御することを特徴とする請求項１記載の直流変換装置。
3. 前記共振リアクトルは、前記トランスの一次巻線と二次巻線間のリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項１乃至請求項２のいずれか１項記載の直流変換装置。

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