JP2012010529A - 負荷駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】低廉かつ簡易な回路構成により、ノイズおよびスイッチング損失を低減し、合理的かつ効率的にスイッチング素子を駆動して、高効率及び高力率を達成することが可能な負荷駆動装置を提供する。
【解決手段】負荷駆動装置１は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４と、第１のコンデンサＣ１を含み、負荷駆動装置１の入力段を構成するデュアルブーストＡＣ／ＤＣコンバータと、高周波絶縁トランスＴ１と、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、第１、第２の共振コンデンサＣｒｌ、Ｃｒ２とを含み、負荷駆動装置１の出力段を構成する複合共振形ＤＣ／ＡＣコンバータと、直流バス電圧を波形補正された誤差信号に基づいてＰＷＭ制御するともに出力電圧をＰＦＭ制御する制御手段５とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、負荷駆動装置に関し、特に、交流電源の交流電圧を整流手段により整流し、得られた直流出力をインバータ手段により交流に変換してトランスの一次側に印加することにより、トランスの二次側に接続された負荷を駆動する負荷駆動装置に関する。

図１１に、力率改善回路として昇圧コンバータ回路を用いた従来の負荷駆動装置の例を示す。図１１に示す負荷駆動装置１００は、ダイオードブリッジＤＢと、昇圧コンバータ回路（力率改善回路）１０１と、インバータ回路１０２とを含んでいる。負荷駆動装置１００において、ダイオードブリッジＤＢ及び昇圧コンバータ回路１０１は、商用ＡＣ電源の交流電圧Ｖｉｎを整流・平滑化し、インバータ回路１０２は、昇圧コンバータ回路１０１からの直流出力を交流に変換して高周波絶縁トランスＴ１１の一次側に印加し、高周波絶縁トランスＴ１１の二次側に接続された負荷１０３を駆動する。この際、昇圧コンバータ回路１０１は、その昇圧動作を利用して、商用ＡＣ電源からの入力電流波形を入力電圧Ｖｉｎと同位相の正弦波状に制御することにより、力率を改善するものである。

負荷駆動装置１００において、昇圧コンバータ回路（力率改善回路）１０１は、ダイオードブリッジＤＢの出力端子の一端にリアクトルＬ１１とダイオードＤ１１の直列回路を接続し、ダイオードＤ１１とダイオードブリッジＤＢの出力端子の他端との間に平滑用コンデンサＣ１１を接続し、リアクトルＬ１１とダイオードＤ１１の接続点とダイオードブリッジＤＢと平滑用コンデンサＣ１１の接続点の間にスイッチング素子Ｑ１１を接続して構成される。

また、インバータ回路１０２は、平滑用コンデンサＣ１１の正極端子と負極端子と並列に、高周波絶縁トランスＴ１１の一次巻線、スイッチング素子Ｑ１３、及びコンデンサＣ１２を含む直列回路を接続し、高周波絶縁トランスＴ１１の一次巻線とスイッチング素子Ｑ１３の接続点と、平滑用コンデンサＣ１１の負極端子との間にスイッチング素子Ｑ１２を接続して構成される。尚、高周波絶縁トランスＴ１１は、その一次側と直列に形成されるリーケージインダクタンスＬｓと、一次側と並列に形成される励磁インダクタンスＬｍとを有している。

スイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１２には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１３、Ｄ１２が接続されており、スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴの場合、このダイオードはＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードで代用可能である。

負荷駆動装置１００において、昇圧コンバータ回路１０１のスイッチング素子Ｑ１１のゲート電極には、スイッチング素子ドライブ回路１０４からパルス信号が印加され、このパルス信号によってスイッチング素子Ｑ１１をオン／オフ動作させることにより、出力電圧を昇圧するとともに力率を改善する。そして、インバータ回路１０２のスイッチング素子Ｑ１３、Ｑ１２のそれぞれのゲート電極には、スイッチング素子ドライブ回路１５からパルス信号が印加され、このパルス信号によってスイッチング素子Ｑ１３とスイッチング素子Ｑ１２を交互にオン／オフ動作させることにより、負荷１３に交流電力を供給する。

このように構成された負荷駆動装置１００は、ダイオードブリッジＤＢ、昇圧コンバータ回路１０１、インバータ回路１０２がそれぞれ独立した個別の回路として構成されているため、電力損失が大きく、効率を低下させるとともに、部品点数が多くなる結果、コストが増大するという問題がある。

従来、このような問題を解決するため、ＡＣ入力を整流するダイオードブリッジを含まないコンバータ回路を構成した負荷駆動装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図１２に示す電力変換装置（負荷駆動装置）２００は、コンバータ回路２０２と、インバータ回路２０３と、制御回路２０４とを含む。電力変換装置２００は、商用ＡＣ電源２０５から入力される交流電力をコンバータ回路２０２によって整流・平滑化し、コンバータ回路２０２からの直流出力をインバータ回路２０３によって三相交流に変換して、負荷（電動機）２０６へ供給する。

電力変換装置２００において、コンバータ回路２０２は、ブリッジ回路２０２ａ、リアクトルＬ、およびコンデンサＣからなる。ブリッジ回路２０２ａは、商用ＡＣ電源２０５に接続され、４つのダイオードＤ２１〜Ｄ２４がブリッジ結線されている。リアクトルＬは、商用ＡＣ電源２０５の一方の電極とブリッジ回路２０２ａとの間に接続されている。コンデンサＣは、ブリッジ回路２０２ａの出力側に設けられ、ブリッジ回路２０２ａの出力電流が充放電されて、その両端電圧がコンバータ回路２０２の出力電圧となる。また、ブリッジ回路２０２ａにおいて、リアクトルＬが接続される側の、商用電源２０５の入力点に対する上アームおよび下アームの各ダイオードＤ２１、Ｄ２２には、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２が並列接続されている。このスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２は、ＭＯＳ−ＦＥＴで構成されている。尚、図示は省略するが、インバータ回路２０３は、例えば６つのスイッチング素子が三相ブリッジ結線されてなるものである。

ブリッジ回路２０２ａは、制御回路２０４によるスイッチング制御により同期整流を行う。具体的には、制御回路２０４は、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２に逆電圧が印可されるタイミング、すなわち、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２と並列に接続されたダイオードＤ２１、Ｄ２２がオンするタイミングで、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２をオンし、これによって、電流が、ダイオードＤ２１、Ｄ２２ではなく、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２を流れることになる。

電力変換装置２００は、ブリッジ回路２０２ａにおいてこのような同期整流を実施することによって、ダイオードＤ２１、Ｄ２２に電流が流れる場合と比較して、損失の低減、ひいては電力変換効率の向上を図るものである。また、特許文献１では、電力変換装置２００において、スイッチング素子Ｔ１、Ｔ２のオン／オフを次のように制御することにより、力率改善を行うことができるとしている。

その制御方法は、商用ＡＣ電源２０５の前半の半周期（交流電圧が正の範囲）において、商用ＡＣ電源２０５からの電圧Ｖｉがブリッジ回路２０２ａの出力電圧Ｖｏより低い期間、一定時間スイッチング素子Ｔ２をオンし、一定時間経過後、スイッチング素子Ｔ２をオフすると同時にスイッチング素子Ｔ１をオンし、その後、スイッチング素子Ｔ１の両端がゼロ電圧になるまでオンする。そして、商用ＡＣ電源２０５の後半の半周期（交流電圧が負の範囲）において、入力電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏより高い期間、一定時間スイッチング素子Ｔ１をオンし、一定時間経過後、スイッチング素子Ｔ１をオフすると同時にスイッチング素子Ｔ２をオンし、その後、スイッチング素子Ｔ２の両端がゼロ電圧になるまでオンする、というものである。

特開２００８−６１４１２号公報

しかしながら、図１２に示す電力変換装置２００では、力率改善機能を有するコンバータ回路２０２とインバータ回路２０３とは、それぞれ独立した個別の回路により構成されており、スイッチング損失の低減、及び、部品点数、ひいてはコストの削減に関して、十分なものとは言えない。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、低廉かつ簡易な回路構成により、ノイズおよびスイッチング損失を低減して、高効率及び高力率を達成することが可能な負荷駆動装置を提供することを目的とする。

以下の発明の態様は、本発明の構成を例示するものであり、本発明の多様な構成の理解を容易にするために、項別けして説明するものである。各項は、本発明の技術的範囲を限定するものではなく、発明を実施するための最良の形態を参酌しつつ、各項の構成要素の一部を置換し、削除し、又は、さらに他の構成要素を付加したものについても、本願発明の技術的範囲に含まれ得るものである。

（１）交流電源の交流電圧を整流する整流手段と、力率改善動作を行うとともに直流バス電圧を出力する昇圧手段と、２つのスイッチング素子及びトランスを有し、前記直流バス電圧を交流に変換して前記トランスの一次側に印加するインバータ手段と、前記２つのスイッチング素子を駆動する制御手段とを備え、前記トランスの二次側に接続された負荷を駆動する負荷駆動装置において、前記インバータ手段の前記２つのスイッチング素子は、前記整流手段の整流素子並びに前記昇圧手段の整流素子及びスイッチング素子を兼ねており、前記交流電圧を検出する交流電圧検出回路と、前記直流バス電圧を検出する直流バス電圧検出回路とをさらに備え、前記制御手段は、前記直流バス電圧検出回路の出力信号から得られる第１誤差信号に波形補正信号を重畳した直流バス電圧誤差信号に基づいてパルス幅または周波数が可変制御された基準パルス信号を生成するとともに、前記交流電圧検出回路の出力信号に基づいて、前記基準パルス信号のパルス幅に相当するオン時間を有するようにスイッチング素子をオン／オフ動作させる駆動信号を、前記交流電圧の半周期毎に前記２つのスイッチング素子に対して交互に出力し、かつ、前記２つのスイッチング素子を相補的にオン／オフ動作させることを特徴とする負荷駆動装置（請求項１）。

（２）（１）項に記載の負荷駆動装置において、前記制御手段は、前記直流バス電圧検出回路の出力信号を入力し、該出力信号と第１基準電圧との誤差に基づく第１誤差信号を出力する第１誤差増幅器と、該第１誤差信号に波形補正信号を重畳して前記直流バス電圧誤差信号を生成する波形補正信号重畳回路部と、所定の周波数のキャリア信号を出力する発振器と、前記直流バス電圧誤差信号と前記キャリア信号を入力し、前記直流バス電圧誤差信号を前記キャリア信号によりパルス幅変調して、前記基準パルス信号を生成する比較回路部と、前記交流電圧検出回路の出力信号を入力するとともに、前記基準パルス信号を入力する第１入力、及び、前記第１入力から入力される前記基準パルス信号と前記基準パルス信号の反転信号とを前記交流電圧の半周期毎に交互に出力する第１出力を少なくとも有するパルス信号反転回路部と、前記パルス信号反転回路部の前記第１出力からの出力信号を入力する第２入力を少なくとも有し、前記２つのスイッチング素子の一方に対して、前記第２入力からの入力信号のパルス幅に相当するオン時間を有するようにオン／オフ動作させる駆動信号を出力し、前記２つのスイッチング素子の他方に対して、前記第２入力からの入力信号によるオン／オフ動作と相補的にオン／オフ動作させる駆動信号を出力するドライブ回路部と、を備えていることを特徴とする負荷駆動装置（請求項２）。

ここで、（２）項に記載の負荷駆動装置において、好ましくは、前記パルス信号反転回路部は、前記基準パルス信号と前記基準パルス信号の反転信号とを、前記第１出力に対して前記交流電圧の半周期だけずらして、前記交流電圧の半周期毎に交互に出力する第２出力をさらに有しており、前記ドライブ回路部は、前記パルス信号反転回路部の前記第２出力からの出力信号を入力する第３入力をさらに有し、前記２つのスイッチング素子の一方に対して、前記第２入力からの入力信号のパルス幅に相当するオン時間を有するようにオン／オフ動作させる駆動信号を出力し、前記２つのスイッチング素子の他方に対して、前記第３入力からの入力信号のパルス幅に相当するオン時間を有するようにオン／オフ動作させる駆動信号を出力するものである。
さらに好ましくは、前記比較回路部は、前記基準パルス信号と前記基準パルス信号の反転信号の両方を出力し、前記パルス信号反転回路部は、前記基準パルス信号の反転信号を入力する第４入力をさらに有し、前記第１出力は、前記第１入力からの入力信号と該入力信号の反転信号とを前記交流電圧の半周期毎に交互に出力し、前記第２出力は、前記第４入力からの入力信号と該入力信号の反転信号を前記交流電圧の半周期毎に交互に出力するものである。

（３）（１）項に記載の負荷駆動装置において、前記トランスの二次側の出力電圧を検出する出力電圧検出回路をさらに備えており、前記制御手段は、前記出力電圧検出回路の出力信号に基づいて前記基準パルス信号の周波数を可変制御することを特徴とする負荷駆動装置（請求項３）。

（４）（３）項に記載の負荷駆動装置において、前記制御手段は、前記直流バス電圧検出回路の出力信号を入力し、該出力信号と第１基準電圧との誤差に基づく第１誤差信号を出力する第１誤差増幅器と、該第１誤差信号に波形補正信号を重畳して前記直流バス電圧誤差信号を生成する波形補正信号重畳回路部と、前記出力電圧検出回路の出力信号を入力し、該出力信号と第２基準電圧との誤差に基づく第２誤差信号を出力する第２誤差増幅器と、前記第２誤差信号を入力し、該第２誤差信号に応じて変動する周波数を有するキャリア信号を出力する発振器と、前記直流バス電圧誤差信号と前記キャリア信号を入力し、前記直流バス電圧誤差信号を前記キャリア信号によりパルス幅変調及びパルス周波数変調して、前記基準パルス信号を出力する比較回路部と、前記交流電圧検出回路の出力信号を入力するとともに、前記基準パルス信号を入力する第１入力、及び、前記第１入力から入力される前記基準パルス信号と前記基準パルス信号の反転信号とを前記交流電圧の半周期毎に交互に出力する第１出力を少なくとも有するパルス信号反転回路部と、前記パルス信号反転回路部の前記第１出力からの出力信号を入力する第２入力を少なくとも有し、前記２つのスイッチング素子の一方に対して、前記第２入力からの入力信号のパルス幅に相当するオン時間を有するようにオン／オフ動作させる駆動信号を出力し、前記２つのスイッチング素子の他方に対して、前記第２入力からの入力信号によるオン／オフ動作と相補的にオン／オフ動作させる駆動信号を出力するドライブ回路部と、を備えることを特徴とする負荷駆動装置（請求項４）。

ここで、（４）項に記載の負荷駆動装置において、好ましくは、前記パルス信号反転回路部は、前記基準パルス信号と前記基準パルス信号の反転信号とを、前記第１出力に対して前記交流電圧の半周期だけずらして、前記交流電圧の半周期毎に交互に出力する第２出力をさらに有しており、前記ドライブ回路部は、前記パルス信号反転回路部の前記第２出力からの出力信号を入力する第３入力をさらに有し、前記２つのスイッチング素子の一方に対して、前記第２入力からの入力信号のパルス幅に相当するオン時間を有するようにオン／オフ動作させる駆動信号を出力し、前記２つのスイッチング素子の他方に対して、前記第３入力からの入力信号のパルス幅に相当するオン時間を有するようにオン／オフ動作させる駆動信号を出力するものである。
さらに好ましくは、前記比較回路部は、前記基準パルス信号と前記基準パルス信号の反転信号の両方を出力し、前記パルス信号反転回路部は、前記基準パルス信号の反転信号を入力する第４入力をさらに有し、前記第１出力は、前記第１入力からの入力信号と該入力信号の反転信号とを前記交流電圧の半周期毎に交互に出力し、前記第２出力は、前記第４入力からの入力信号と該入力信号の反転信号を前記交流電圧の半周期毎に交互に出力するものである。

（５）（２）または（４）項に記載の負荷駆動装置において、前記制御手段は、前記交流電圧の半周期の切替わり時点から所定の期間、前記２つのスイッチング素子をオフ状態にすることを特徴とする負荷駆動装置。

（６）（１）〜（５）のいずれか１項に記載の負荷駆動装置において、前記波形補正信号は、高調波成分信号を含むことを特徴とする負荷駆動装置。

（７）（１）〜（５）のいずれか１項に記載の負荷駆動装置において、前記波形補正信号は、制限波信号を含むことを特徴とする負荷駆動装置。

本発明に係る負荷駆動装置は、以上のように構成したため、交流電源の交流電圧を整流する整流手段と、力率改善動作を行う昇圧手段と、昇圧手段の直流出力を交流に変換するインバータ手段とを備えた負荷駆動装置を、それぞれの手段を独立した個別の回路として構成することなく、部品点数を削減して低廉かつ簡易に構成することが可能となるとともに、ＥＭＩノイズおよびスイッチング損失を低減し、負荷駆動装置の高効率化を達成することが可能となる。
また、スイッチング素子のスイッチング動作を、直流バス電圧に基づいてパルス幅変調制御またはパルス周波数変調制御することによって、交流電源からの入力電圧が変動しても、所望の直流バス電圧を安定に保持することが可能となる。さらに、スイッチング素子のスイッチング動作を、直流バス電圧に基づいてパルス幅変調制御し、同時に、出力電圧に基づいてパルス周波数変調制御することによって、直流バス電圧と出力電圧の２つの制御量に対して２つの異なる制御方式を併用し、合理的かつ効率的にスイッチング素子を駆動することが可能になり、負荷駆動装置のさらなる高効率化を達成することができる。
さらに、本発明に係る負荷駆動装置によれば、直流バス電圧検出回路の出力信号から得られる第１誤差信号に波形補正信号を重畳した直流バス電圧誤差信号に基づいて、直流バス電圧をＰＷＭ制御することが可能となり、これによって、入力電流波形の歪みを相殺し、負荷駆動装置の高力率化を達成することができる。

本発明の第１の実施形態における負荷駆動装置を示す回路構成図である。 図１に示す負荷駆動装置において、入力段のＡＣ／ＤＣコンバータの基本動作を示す波形図である。 図１に示す負荷駆動装置において、出力段のＤＣ／ＤＣコンバータの入出力電圧ゲイン特性を示す図である。 図１に示す負荷駆動装置における制御手段の構成例を示すブロック図である。 図４に示す制御手段において、パルス信号反転回路部の動作の一例を示す波形図である。 （ａ）及び（ｂ）は、図１に示す負荷駆動装置において、電流不連続モードにおける主要部の動作の一例を示す波形図である。 図１に示す負荷駆動装置において、電流連続モードにおける主要部の動作の一例を示す波形図であり、（ａ）は、比較例として、制御手段が波形補正信号重畳回路部を有さない場合の波形を示し、（ｂ）は、本発明の実施形態として、制御手段が波形補正信号重畳回路部を有する場合の例を示す。 本発明の第１の実施形態における負荷駆動装置において、パルス信号反転回路部の動作の別の例を示す波形図である。 本発明の第１の実施形態における負荷駆動装置の別の例を示す回路構成図である。 本発明の第２の実施形態における負荷駆動装置の制御手段の構成例を示すブロック図である。 従来の負荷駆動装置の一例を示す回路構成図である。 従来の負荷駆動装置の別の例を示す回路構成図である。

以下、本発明の実施形態を添付図面に基づいて説明する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態における負荷駆動装置の一例を示す回路構成図である。図１において、図１１に示した従来の負荷駆動装置１００と共通する構成要素には同一符号を付している。

図１に示す負荷駆動装置１は、リアクトルＬ１と、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４と、第１のコンデンサＣ１と、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、高周波絶縁トランスＴ１と、第１の共振コンデンサＣｒ１と、スイッチング素子ドライブ回路部（ドライブ回路部）２とを備えている。

負荷駆動装置１において、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４は直列に接続され、また、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は直列に接続されており、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路及び第１のコンデンサＣ１は、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４の直列回路と並列に接続されている。リアクトルＬ１は、一端が商用交流電源Ｖｉｎの一端に接続され、他端は第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路の中間点に接続され、商用交流電源Ｖｉｎの他端は、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４の直列回路の中間点に接続されている。

また、高周波絶縁トランスＴ１の一次側の一端は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路の中間点に接続され、他端は、一次巻線に直列接続された第１の共振コンデンサＣｒ１を介して第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路の一端に接続されている。そして、高周波絶縁トランスＴ１の二次側には、整流平滑化回路を介して負荷３が接続されており、本実施形態において、この整流平滑化回路は、高周波絶縁トランスＴ１の二次側の一端に接続された第３のダイオードＤ８と、高周波絶縁トランスＴ１の二次巻線と並列に接続された出力コンデンサＣ４からなる。

尚、負荷駆動装置１において、高周波絶縁トランスＴ１の一次側の一端を、一次巻線に直列接続された第１の共振コンデンサＣｒ１を介して第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路の中間点に接続し、他端を、（第１の共振コンデンサＣｒ１を介することなく）第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路の一端に接続するものであってもよい。

高周波絶縁トランスＴ１は、その一次側に、高周波絶縁トランスＴ１の一次巻線と直列に形成されたリーケージインダクタンスＬｓと、高周波絶縁トランスＴ１の一次巻線と並列に形成された励磁インダクタンスＬｍを有している。また、第１のスイッチング素子Ｑ１と並列に、第２の共振コンデンサＣｒ２が接続されている。

本実施形態において、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴからなり、第１のスイッチング素子Ｑ１、第２のスイッチング素子Ｑ２は、それぞれ、内蔵された寄生ダイオードＤ１、Ｄ２を含んでいる。

負荷駆動装置１の入力段は、リアクトルＬ１と、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４と、第１のコンデンサＣ１と、それぞれ寄生ダイオードＤ１、Ｄ２を内蔵する第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とを含み、整流回路及び昇圧回路として機能するデュアルブーストＡＣ／ＤＣコンバータから構成され、このデュアルブーストＡＣ／ＤＣコンバータは、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、第１、第２のダイオードＤ３、Ｄ４との組合せによって、商用交流電源Ｖｉｎの交流電圧を全波整流するとともに、リアクトルＬ１と、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、第１のコンデンサＣ１との組合せによって、整流電圧を昇圧しつつ力率を改善するものである。

一方、負荷駆動装置１の出力段は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２及び高周波絶縁トランスＴ１を有し、デュアルブーストＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧である直流バス電圧を交流に変換して高周波絶縁トランスＴ１の一次側に印加するインバータ手段と、第３のダイオードＤ８及び出力コンデンサＣ４から高周波絶縁トランスＴ１の二次側に構成された整流平滑化回路とを含み、さらに、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、リーケージインダクタンスＬｓ、励磁インダクタンスＬｍ、第１の共振コンデンサＣｒ１、及び、第２の共振コンデンサＣｒ２による複合共振動作によって、ソフトスイッチング動作を行う、複合共振ＤＣ／ＤＣコンバータとして構成されている。

このような入力段と出力段とを有し、全体として、デュアルブースト複合共振ＡＣ／ＤＣコンバータを構成する負荷駆動装置１は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を、整流回路、昇圧回路、及びインバータ手段の共通の構成要素として用いることを１つの特徴とするものであり、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、インバータ手段のスイッチング素子として機能することに加えて、整流回路における整流素子、及び、昇圧回路の整流素子及びスイッチング素子としても機能する。

さらに、本実施形態において、負荷駆動装置１は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動する制御手段５を備えており、制御手段５は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して駆動信号（ゲート駆動信号）を出力するスイッチング素子ドライブ回路部２と、スイッチング素子ドライブ回路部２の動作を制御する制御回路部４からなる。また、負荷駆動装置１は、商用交流電源Ｖｉｎから入力される交流電圧を検出する交流電圧検出回路、第１のコンデンサＣ１の両端間電圧である直流バス電圧を検出する直流バス電圧検出回路、及び、出力コンデンサＣ４の両端間電圧である出力電圧を検出する出力電圧検出回路を備えており、それぞれの検出回路からの出力信号は、制御回路部４に入力される。

尚、図１では、交流電圧検出回路、直流バス電圧検出回路、及び、出力電圧検出回路は、それぞれ、商用交流電源Ｖｉｎの一端とリアクトルＬ１の一端との接続点（Ａ）、第１のコンデンサＣ１と第２のスイッチング素子Ｑ２との接続点（Ｂ）、及び、出力コンデンサＣ４と第３のダイオードＤ８との接続点（Ｃ）から制御回路部４に入力される信号の流れとして模式的に示されているが、本発明において、これらの検出回路は、各接続点Ａ、Ｂ、Ｃの電圧を検出する任意の適切な回路を使用することができる。例えば、これらの検出回路は、単に各接続点Ａ、Ｂ、Ｃと制御回路部４の各入力端子とを接続する配線からなり、各接続点Ａ、Ｂ、Ｃの電圧信号が直接制御回路部４に入力されるものであってもよく、あるいは、例えば分圧回路またはフォトカプラ等を含む任意の適切な検出回路を用いて、それらの検出回路からの各接続点Ａ、Ｂ、Ｃの電圧に対応する出力信号を制御回路部４に入力するものであってもよい。本発明では、これらの全ての場合を総称して、交流電圧検出回路、直流バス電圧検出回路、及び、出力電圧検出回路、並びに、各検出回路からの出力信号という。

次に、負荷駆動装置１の動作について説明する。但し、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動する制御手段５の構成及び動作の詳細については後述し、まず、負荷駆動装置１における入力段と出力段の基本動作を説明する。また、以下の説明において、商用交流電源Ｖｉｎの極性が、図１に符号「＋」、「−」で示した極性となる期間を交流電圧の正の半周期、上記極性と逆の極性となる期間を負の半周期という。

負荷駆動回路１の入力段を構成するＡＣ／ＤＣコンバータ（整流回路及び昇圧回路）において、交流電圧の正の半周期では、第１のスイッチング素子Ｑ１は、昇圧コンバータ回路におけるスイッチング素子（主スイッチング素子）として機能し、このとき、第２のスイッチング素子Ｑ２は、昇圧コンバータ回路における整流素子（同期整流素子）として機能する。
具体的には、交流電圧の正の半周期において、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンされ、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフされている間、商用交流電源Ｖｉｎから、リアクトルＬ１、第１のスイッチング素子Ｑ１、及び第１のダイオードＤ３を経て商用交流電源Ｖｉｎに戻る電流経路が形成され、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。そして、第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフされ、かつ第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオンされると、商用交流電源Ｖｉｎから、リアクトルＬ１、第２のスイッチング素子Ｑ２、及び第１のコンデンサＣ１を経て商用交流電源Ｖｉｎに戻る電流経路が形成されて第１のコンデンサＣ１が充電され、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが第１のコンデンサＣ１に移送される。第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のこのようなオン／オフ動作が繰り返されることによって、昇圧（及び整流）が達成され、第１のコンデンサＣ１の両端間電圧として、直流バス電圧が出力される。

一方、交流電圧の負の半周期では、第２のスイッチング素子Ｑ２が、昇圧コンバータ回路におけるスイッチング素子（主スイッチング素子）として機能し、このとき、第１のスイッチング素子Ｑ１は、昇圧コンバータ回路における整流素子（同期整流素子）として機能する。
具体的には、交流電圧の負の半周期において、第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオンされ、かつ第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオフされている間、商用交流電源Ｖｉｎから、第２のダイオードＤ４、第２のスイッチング素子Ｑ２、及びリアクトルＬ１を経て商用交流電源Ｖｉｎに戻る電流経路が形成され、リアクトルＬ１にエネルギーが蓄積される。そして、第２のスイッチング素子Ｑ２がターンオフされ、かつ第１のスイッチング素子Ｑ１がターンオンされると、商用交流電源Ｖｉｎから、第２のダイオードＤ４、第１のコンデンサＣ１、第１のスイッチング素子Ｑ１、及びリアクトルＬ１を経て商用交流電源Ｖｉｎに戻る電流経路が形成されて第１のコンデンサＣ１が充電され、リアクトルＬ１に蓄積されたエネルギーが第１のコンデンサＣ１に移送される。第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のこのようなオン／オフ動作が繰り返されることによって、昇圧（及び整流）が達成され、第１のコンデンサＣ１の両端間電圧として、直流バス電圧が出力される。

このように、負荷駆動装置１の入力段は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のうちの一方を主スイッチング素子、他方を同期整流素子とし、それぞれが担う主スイッチング素子及び同期整流素子としての機能を交流電圧の半周期毎に切替えつつ相補的にオン／オフ動作させることによって、交流電圧を整流及び昇圧するデュアルブーストＡＣ／ＤＣコンバータを構成するものである。

図２は、このようなＡＣ／ＤＣコンバータを電流不連続モードで動作させた場合の、主スイッチング素子のオン／オフ動作とリアクトルＬ１に流れる電流（以下、リアクトル電流ともいう）ＩＬ１を示す波形図である。図２に示すように、主スイッチング素子（交流電圧の正の半周期では第１のスイッチング素子Ｑ１、負の半周期では第２のスイッチング素子Ｑ２）のオン時間Ｄ１の間にリアクトル電流ＩＬ１は直線的に増大し、主スイッチング素子（Ｑ１またはＱ２）がターンオフされると、リアクトル電流ＩＬ１は直線的に減少して時間Ｄ２の経過後ゼロになる。そして、時間Ｄ３の経過後、再び、主スイッチング素子（Ｑ１またはＱ２）がターンオンされ、以後、同様の動作が繰り返される。
電流不連続モードの場合、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧（第１のコンデンサＣ１の両端間電圧）である直流バス電圧Ｖ_ＢＵＳは、入力電圧をＶ_ｉｎ（ｔ）として、
Ｖ_ＢＵＳ＝(（Ｄ１＋Ｄ２）／Ｄ２)Ｖ_ｉｎ（ｔ）
と表すことができ、この直流バス電圧Ｖ_ＢＵＳは、主スイッチング素子のオン／オフ動作を、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御することによって、所望の電圧に制御することができる。

一方、負荷駆動回路１の出力段を構成するＤＣ／ＤＣコンバータに着目し、その基本動作を説明すれば、次の通りである。
負荷駆動装置１の出力段を構成するＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、直列に接続された第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、いわゆるハーフブリッジ回路を構成しており、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２とが交互にオン／オフ動作することによって、直流バス電圧を交流電圧に変換して高周波絶縁トランスＴ１の一次側に印加する。そして、高周波絶縁トランスＴ１の二次側に発生する交流電圧は、第３のダイオードＤ８及び出力コンデンサＣ４からなる整流平滑化回路によって整流平滑化され、出力コンデンサＣ４の両端間電圧である直流出力電圧が、負荷３に印加される。

また、このＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、ソフトスイッチング動作は、主として、リーケージインダクタンスＬｓ、励磁インダクタンスＬｍ、第１の共振コンデンサＣｒ１を含むＬＬＣ共振回路により、電流共振動作と電圧擬似共振動作の複合共振にて実現される。このＬＬＣ共振回路はＳＭＺ共振回路とも称され、スイッチング動作に関しては、ターンオン時に、（１）ゼロ電流スイッチング、（２）ゼロ電圧スイッチング、（３）電圧擬似共振動作が実現するものである。加えて、ハーフブリッジを構成するローサイドスイッチである第１のスイッチング素子Ｑ１と並列に（すなわち、第１のスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間に）、第２の共振コンデンサ（電圧共振用コンデンサ）Ｃｒ２を接続することで、第１のスイッチング素子Ｑ１のターンオフ時におけるドレイン電圧の立ち上がり波形が共振して電圧擬似共振動作が実現でき、これによって、ターンオフ時の損失も改善される。

このようなＬＬＣ共振回路を備えたＤＣ／ＤＣコンバータの入出力電圧特性を、図３に示す。ここで、図３に示すｆ１、ｆ２は、ＬＬＣ共振回路が有する２つの共振周波数であり、これらの第１の共振周波数ｆ１および第２の共振周波数ｆ２は、
ｆ１＝１／（２π√（（Ｌｓ＋Ｌｍ）・Ｃｒ１））
ｆ２＝１／(２π√((Ｌｓ＋（Ｌｍ・Ｌｓ）／（Ｌｍ＋Ｌｓ））・Ｃｒ１))
≒１／（２π√（Ｌｓ・Ｃｒ１））
で表される（ｆ１＜ｆ２）。また、図３には、ＬＬＣ共振回路に対する負荷の大きさに対応する複数の曲線が示されている（軽負荷ほどピークゲインが大きくなる）。図３に示すように、このゲイン特性は、第１の共振周波数ｆ１においてピークゲインをとり、また、第２の共振周波数ｆ２において、負荷に依らずにゲインが一定となる。そして、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、通常、第１の共振周波数ｆ１と第２の共振周波数ｆ２との間の周波数領域で駆動され、この周波領域では、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２から見た負荷が誘導インピーダンスとなり、上述したソフトスイッチングが適切に実行される。
さらに、図３から、この周波数領域では、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動周波数を下げることで出力電圧を上昇させ、駆動周波数を上げることで出力電圧を下げるように、出力電圧を制御できることが分かる。

本実施形態における負荷駆動装置１は、上述したような入力段及び出力段の特徴に着目し、制御手段５によって、直流バス電圧のパルス幅変調（ＰＷＭ）制御と、出力電圧のパルス周波数変調（ＰＦＭ）制御とを併用しつつ、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を合理的かつ効率的に駆動するものであり、以下、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動する制御手段５について詳述する。

図４に示すように、負荷駆動装置１において、制御手段５は、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対してそれぞれの駆動信号を出力するスイッチング素子ドライブ回路部２と、スイッチング素子ドライブ回路部２の動作を制御する制御回路部４からなる。また、制御回路部４は、第１誤差増幅器６、第２誤差増幅器７、発振器８、比較回路部９、パルス信号反転回路部１０、及び波形補正信号重畳回路部１１を含んでおり、第１誤差増幅器６には、直流バス電圧検出回路の出力信号（図１の接続点Ｂからの信号）が入力され、第２誤差増幅器７には、出力電圧検出回路の出力信号（図１の接続点Ｃからの信号）が入力され、パルス信号反転回路部１０には、交流電圧検出回路の出力信号（図１の接続点Ａからの信号）が入力される。

第１誤差増幅器６には、所定の第１基準電圧（図示は省略する）も入力されており、直流バス電圧検出回路の出力信号と第１基準電圧との誤差を増幅して得られる第１誤差信号を生成し、波形補正信号重畳回路部１１に出力する。波形補正信号重畳回路部１１は、後述する波形補正信号を重畳し、第１誤差信号の波形を補正して比較回路部９に出力する（以下、波形補正信号が重畳された第１誤差信号を、直流バス電圧誤差信号という）。また、第２誤差増幅器７には、所定の第２基準電圧（図示は省略する）も入力されており、出力電圧検出回路の出力信号と第２基準電圧との誤差を増幅して得られる第２誤差信号を、発振器８に出力する。発振器８は、第２誤差信号に応じて変動する周波数を有するキャリア信号（例えば、鋸歯状波または三角波）を生成し、そのキャリア信号を比較回路部９に出力する。比較回路部９は、入力された直流バス電圧誤差信号とキャリア信号とを比較し、直流バス電圧誤差信号をキャリア信号により変調して、基準パルス信号ＲＰ及び基準パルス信号ＲＰのハイ／ローのレベルを反転した反転信号ＩＲＰを出力する。第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン／オフ動作のオンデューティ及び制御周波数は、後述するように、基準パルス信号ＲＰのパルス幅及び周期に基づいて決定される。

パルス信号反転回路部１０は、基準パルス信号ＲＰを入力する第１入力ａとその反転信号ＩＲＰを入力する第４入力ｂを有するとともに、基準パルス信号ＲＰと反転信号ＩＲＰとを交流電圧の半周期毎に交互に出力する第１出力ｃと、基準パルス信号と反転信号ＩＲＰとを、第１出力ｃに対して交流電圧の半周期だけずらして、交流電圧の半周期毎に交互に出力する第２出力ｄを有している。図４の例では、第１出力ｃは、第１のスイッチング素子Ｑ１のためのゲート駆動用パルス信号（以下、第１パルス信号ともいう）ＱＰ１を出力し、第２出力ｄは、第２のスイッチング素子Ｑ２のためのゲート駆動用パルス信号（以下、第２パルス信号ともいう）ＱＰ２を出力するものとする。

図５は、パルス信号反転回路部１０から出力される第１、第２パルス信号ＱＰ１、ＱＰ２の波形を、交流電圧の位相と関連させて模式的に示す図である。図５において、交流電圧（ＡＣ入力電圧）の正の半周期では、第１のパルス信号ＱＰ１は基準パルス信号ＲＰに等しく、第２のパルス信号ＱＰ２は反転信号ＩＲＰに等しい。すなわち、この間、第１のパルス信号ＱＰ１の周期Ｐ１及びパルス幅ＰＷ１は、基準パルス信号ＲＰの周期及びパルス幅に等しく、第２パルス信号ＱＰ２は、第１パルス信号ＱＰ１と同一の周期（Ｐ１＝Ｐ２）であって、かつ、第１のパルス信号ＱＰ１と相補的なパルス幅（ＰＷ２＝Ｐ２−ＰＷ１）を有する。
次いで、パルス信号反転回路部１０は、交流電圧検出回路からの出力信号により、交流電圧の正の半周期から負の半周期への相の切替わり（図５に示すＺ）を検出すると、基準パルス信号ＲＰの次の周期から（図５に示す時点Ｍ以後）、第１のパルス信号ＱＰ１が反転信号ＩＲＰに等しく、第２のパルス信号ＱＰ２が、基準パルス信号ＲＰに等しくなるように、出力を切替える。そして、図示は省略するが、パルス信号反転回路部１０は、交流電圧検出回路からの出力信号により、交流電圧の負の半周期から正の半周期への相の切替わりを検出すると、基準パルス信号ＲＰの次の周期から、再び、第１のパルス信号ＱＰ１が基準パルス信号ＲＰに等しく、第２のパルス信号ＱＰ２が反転信号ＩＲＰに等しくなるように出力を切替え、以後、この切替え動作を繰り返す。
例えば、パルス信号反転回路部１０は、交流電圧の正の半周期の間は、第１、第４入力ａ、ｂからの入力信号を、そのままの形でそれぞれ第１、第２出力ｃ、ｄから出力し、交流電圧の負の半周期の間は、第１、第４入力ａ、ｂからの入力信号を反転して、それぞれ第１、第２出力ｃ、ｄから出力するものであってもよい。

スイッチング素子ドライブ回路部２は、パルス信号反転回路部１０からそれぞれ第１、第２パルス信号ＱＰ１、ＱＰ２を入力する第２、第３入力ｅ、ｆを有している。そして、第２入力ｅからの第１パルス信号ＱＰ１に従って、そのパルス幅に等しいオン時間を有するようにスイッチング素子をオン／オフ動作させる駆動信号（ゲート駆動信号）を生成して、第１のスイッチング素子Ｑ１に対して出力し、第３入力ｆからの第２パルス信号ＱＰ２に従って、そのパルス幅に等しいオン時間を有するように（したがって、第１のスイッチング素子Ｑ１に対して相補的に）スイッチング素子をオン／オフ動作させる駆動信号（ゲート駆動信号）を生成して、第２のスイッチング素子Ｑ２に対して出力する。

これによって、交流電圧の正の半周期において、第１のスイッチング素子Ｑ１は、基準パルス信号ＲＰのパルス幅ＰＷ１に等しいオン時間及び周期（すなわち、オンデューティ及び制御周波数）を有するように駆動されて昇圧コンバータ回路の主スイッチング素子として機能し、このとき、第２のスイッチング素子Ｑ２は、第１のスイッチング素子Ｑ１と相補的にオン／オフ動作して昇圧コンバータ回路の同期整流素子として機能する。また、交流電圧の負の半周期では、第２のスイッチング素子Ｑ２が、基準パルスＲＰのパルス幅ＰＷ１に等しいオン時間及び周期（すなわち、オンデューティ及び制御周波数）を有するように駆動されて昇圧コンバータ回路の主スイッチング素子として機能し、このとき、第１のスイッチング素子Ｑ１は、第２のスイッチング素子Ｑ２と相補的にオン／オフ動作して昇圧コンバータ回路の同期整流素子として機能する。

制御手段５は、直流バス電圧誤差信号をキャリア信号によりパルス幅変調して得られる基準パルス信号ＲＰに基づいて、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を上述したように駆動することによって、負荷駆動装置１の入力段を構成するＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、直流バス電圧をＰＷＭ制御し、入力される交流電圧の変動によらずに所望の直流バス電圧を達成するものである。この際、上記第１基準電圧は、所望の直流バス電圧に基づいて適切に設定することができる。
一方、負荷駆動装置１の出力段を構成するＤＣ／ＤＣコンバータの構成要素としての第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の動作に着目すれば、制御手段５の発振器８は、出力するキャリア信号の周波数が第２誤差信号に基づいて変動するものであり、基準パルス信号ＲＰは、第１誤差信号を、パルス幅変調と同時にパルス周波数変調して得られるものとなっている。したがって、この基準パルス信号ＲＰに基づいて第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動することで、出力電圧をＰＦＭ制御し、所望の出力電圧を達成することができる。この際、上記第２基準電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータにおける所望の入出力電圧ゲイン（ひいては、所望の出力電圧）が得られる制御周波数に基づいて、適切に設定することができる。

尚、本実施形態では、パルス信号反転回路部１０は、第１パルス信号ＱＰ１を出力する第１出力ｃと、第２パルス信号ＱＰ２を出力する第２出力ｄを有するものとしたが、パルス信号反転回路部１０は、第１パルス信号ＱＰ１を出力する第１出力ｃのみを有し、スイッチング素子ドライブ回路部２は、第１パルス信号ＱＰ１を入力する第２入力ｅのみを有して、スイッチング素子ドライブ回路部２が、第２入力ｅからの入力信号のパルス幅に等しいオン時間を有するようにスイッチング素子をオン／オフ動作させる駆動信号とともに、第２入力ｅからの入力信号によるオン／オフ動作と相補的にスイッチング素子をオン／オフ動作させる駆動信号を生成して、それぞれの駆動信号を、第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２に出力するものであってもよい。
さらに、比較回路部９は、基準パルス信号ＲＰのみを出力し、パルス信号反転回路部１０は、基準パルス信号ＲＰを入力する第１入力ａのみを有するものであってもよい。この場合、パルス信号反転回路部１０は、第１及び第２出力ｃ、ｄを有して、入力された基準パルス信号ＲＰに基づいて、第１パルス信号ＱＰ１とともに第２パルス信号ＱＰ２を生成して、スイッチング素子ドライブ回路部２に出力するものであってもよく、あるいは、上述したように、第１出力ｃのみを有して、第１パルス信号ＱＰ１のみをスイッチング素子ドライブ回路部２に出力するものであってもよい。

ここで、本実施形態における負荷駆動装置１において、入力段のＡＣ／ＤＣコンバータが電流不連続モードで動作している間の、主要部の動作波形の一例を図６及び図７に示す。
図６（ａ）において、Ｖｄｓ（Ｑ１）、Ｖｄｓ（Ｑ２）は、それぞれ第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、Ｉｄ（Ｑ１）、Ｉｄ（Ｑ２）は、それぞれ第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に流れるドレイン電流、ＩＬ１は、リアクトル電流である。

図６（ａ）に示すように、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン−ソース間には、それぞれ、交互にオン/オフを繰り返すパルス状のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｑ１）、Ｖｄｓ（Ｑ２）が印加され、この波形は台形波状の共振波形となっている。そして、第１のスイッチング素子Ｑ１には、電圧Ｖｄｓ（Ｑ１）がオンするタイミングよりも遅れて、軽負荷時を例にとれば、略三角波形状のドレイン電流が流れ、また、第２のスイッチング素子Ｑ２には、電圧Ｖｄｓ（Ｑ２）がオンするタイミングよりも遅れて、略三角波形状のドレイン電流が流れる。すなわち、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、ドレイン電流が流れ始める時にはドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓ（Ｑ１）、Ｖｄｓ（Ｑ２）が０Ｖとなっており、上述したようなソフトスイッチング動作が実現されている。そして、図６（ｂ）に示すように、このとき、入力電流波形（リアクトル電流ＩＬ１の包絡線波形に相当する）の歪みは極めて小さく、高い力率が達成される。

ここで、負荷駆動装置１において、入力段のＡＣ／ＤＣコンバータは、全動作範囲で上述したような電流不連続モードで動作することが好ましいものであるが、直流バス電圧を一定の電圧に制御することにより、リアクトル電流ＩＬ１がゼロとなる期間が生じない電流連続モードに移行する場合があり、その結果、入力電流の波形が歪んで力率が低下する可能性がある。本実施形態における負荷駆動装置１は、制御回路部４に波形補正信号重畳回路部１１を備えることによって、このような力率の低下を防止するものである。
図７は、入力段のＡＣ／ＤＣコンバータが電流連続モードで動作している間の、入力電流波形を関連する箇所の波形ともに示す波形図であり、図７（a）は、比較例として、波形補正信号重畳回路部１１を備えていない制御回路部４によりスイッチング素子を駆動した場合の波形を示し、図７（ｂ）は、本実施形態における負荷駆動装置１の場合の波形を示している。

図７（ａ）の場合、波形補正信号重畳回路部１１がないため、比較回路部９には第１誤差増幅器６からの第１誤差信号が直接入力され、発振器８からのキャリア信号によりこの第１誤差信号をパルス幅変調することにより、基準パルス信号ＲＰが生成される。このとき、図示するように、入力電流波形は、入力電圧波形と同位相であり基本的な力率改善の効果は奏するものの、高いピーク電流が発生しており（位相角９０°、２７０°）、これが力率低下の要因となる。

これに対して、本実施形態における負荷駆動装置１では、第１誤差増幅器６からの第１誤差信号を直接比較回路部９に入力するのではなく、波形補正信号重畳回路部１１により、第１誤差信号に対して、商用交流電源Ｖｉｎの電源電圧周波数を有する波形補正信号（図７（ｂ）の例では、第３次高調波成分信号）を重畳し、生成された直流バス電圧誤差信号を比較回路部９に入力して、この直流バス電圧誤差信号をキャリア信号により変調することにより、基準パルスＲＰを作成するものである。これによって、高いピーク電流が発生する位相角９０°、２７０°近傍における第１誤差信号のレベルを相対的に低く抑えることになるため、この直流バス電圧誤差信号をパルス幅変調して得られた基準パルスＲＰに基づいて第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動することにより、高いピーク電流を抑制することができる。この場合、図７（ｂ）に示すように、入力電流波形の歪みを相殺して理想的な正弦波に近い波形とすることが可能となり、ひいては力率を改善することができる。

ここで、図７（ｂ）の例では、重畳される波形補正信号を第３次高調波成分としたが、入力電流波形の歪み等に応じて適切な波形補正信号を使用することができる。例えば、波形補正信号として、基本波（正弦波）成分、第３次高調波成分、第５次高調波成分またはその他の高調波成分のうちの１つまたはこれらの成分を任意の組合せで重畳した信号を用いるものであってもよい。

本実施形態における負荷駆動装置１は、入力段に独立した個別の整流回路（ダイオードブリッジ）及び昇圧回路を構成することなく、出力段のインバータ手段と共通の構成要素である第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を用いてそれぞれの機能を実現するものであるため、整流回路と、昇圧回路と、インバータ手段とを備えた負荷駆動装置を、部品点数が削減された低廉かつ簡易な回路により構成するとともに、負荷駆動装置の高効率化を達成することが可能となる。

その際、負荷駆動装置１は、直流バス電圧をＰＷＭ制御により所望の電圧に制御し、同時に、出力電圧を、ＬＬＣ共振回路のゲイン特性に基づいて、ＰＦＭ制御によって制御することにより、直流バス電圧と出力電圧の２つ制御量を異なる変調方式で制御することができ、合理的かつ効率的に第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御することが可能となる。
さらに、このように、直流バス電圧をＰＷＭ制御により所望の電圧に制御することにより、入力電圧の変動があっても、直流バス電圧の変動が少なくなるため、ＬＬＣ共振回路を含む後段のＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リーケージインダクタンスＬｓの励磁インダクタンスＬｍに対する比率を小さくすることが可能となり、これらによって、負荷駆動装置のさらなる高効率化が達成される。

また、負荷駆動装置１において、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、ソフトスイッチング動作をおこなっているため、スイッチング素子のターンオン時及びターンオフ時のサージ電流を抑制し、ひいては、ＥＭＩノイズ及びスイッチング損失を低減し、高効率の負荷駆動装置を実現するとともに、ＥＭＩフィルターやヒートシンクを小型化または削除することができる。

加えて、負荷駆動装置１は、制御回路部４に波形補正信号重畳回路部１１を備えており、これによって入力電流波形の歪みを相殺することができるため、高い力率を達成することができる。

尚、本実施形態における負荷駆動装置１において、制御手段５による第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の駆動方法は、交流電圧の半周期の切替わり時点から所定の期間、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をともにオフ状態にするブランキング期間を有するものであってもよい。このようなブランキング期間は、例えば、図８に示すように、パルス信号反転回路部１０において、交流電圧の半周期の切替わり（図８の例では、正の半周期から負の半周期への相の切替わりＺ）が検出されたとき、その直後の基準パルス信号ＲＰの所定の周期の間（図８の例では、ＢＬで示す１周期）、第１、第２パルス信号ＱＰ１、ＱＰ２の出力を停止し、次の周期から、上述した所定の第１、第２パルス信号ＱＰ１、ＱＰ２を出力することにより設けることができる。
これによって、交流電圧の半周期の切替わり時点における誤動作を防止し、負荷駆動装置１を安定して動作させることが可能となる。

また、本実施形態における負荷駆動装置１において、第１のスイッチング素子Ｑ１に並列に接続された第２の共振用コンデンサＣｒ２は、Ｖｄｓ(Ｑ１)、Ｖｄｓ(Ｑ２)を台形波状とし、特に、ターンオフ時のスイッチング損失を低減する上で有利なものであるが、ＬＬＣ共振回路によるソフトスイッチングを実現する上で必須の構成要素ではなく、本実施形態における負荷駆動装置は、図９に示す負荷駆動装置２０のように、図１に示す負荷駆動装置１から第２の共振コンデンサＣｒ２を省略した構成を有するものであってもよい。

（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態における負荷駆動装置を説明する。但し、本実施形態における負荷駆動装置は、上述した第１の実施形態における負荷駆動装置１、２０と、制御手段の構成及び出力電圧検出回路を有さない点が異なるのみであり、その他の回路構成は、図１、図９に示した負荷駆動装置１、２０と共通であるため、共通の構成要素は同一の符号により参照し、重複する部分の説明は適宜省略して、相違点について説明する。

図３に示すように、ＬＬＣ共振回路を含むＡＣ／ＤＣコンバータにおけるゲイン特性は、第２の共振周波数ｆ２において、負荷に依らずにゲインが一定となる。本実施形態では、このゲイン特性を利用して、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の制御周波数を第２の共振周波数ｆ２に固定し、出力電圧のフィードバックを行うことなく、直流バス電圧をＰＷＭ制御することによって、所望の出力電圧を得るものである。

図１０は、本実施形態における負荷駆動装置の制御手段の一例を示す機能ブロック図である。制御手段５ａは、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対してそれぞれの駆動信号を出力するスイッチング素子ドライブ回路部２と、スイッチング素子ドライブ回路部２の動作を制御する制御回路部４ａからなる。また、制御回路部４ａは、第１誤差増幅器６、波形補正信号重畳回路部１１、比較回路部９、パルス信号反転回路部１０を含んでおり、第１誤差増幅器６には、直流バス電圧検出回路の出力信号（図１の接続点Ｂからの信号）が入力され、パルス信号反転回路部１０には、交流電圧検出回路の出力信号（図１の接続点Ａからの信号）が入力される。また、制御回路部４ａは、ＬＬＣ共振回路の第２の共振周波数ｆ２で発振するキャリア信号（例えば、鋸歯状波または三角波）を出力する発振器（図示は省略する）も含んでいる。

第１誤差増幅器６には、所定の第１基準電圧（図示は省略する）も入力されており、直流バス電圧検出回路の出力信号と第１基準電圧との誤差を増幅して得られる第１誤差信号を、波形補正信号重畳回路部１１に出力する。波形補正信号重畳回路部１１は、第１の実施形態と同様の波形補正信号を重畳することにより、第１誤差信号の波形を補正して直流バス電圧誤差信号を生成し、比較回路部９に出力する。比較回路部９には、発振器からの周波数ｆ２のキャリア信号も入力され、比較回路部９は、入力された直流バス電圧誤差信号とキャリア信号とを比較し、直流バス電圧誤差信号をキャリア信号により変調して、基準パルス信号ＲＰ及び基準パルス信号ＲＰのハイ／ローのレベルを反転した反転信号ＩＲＰを出力する。第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン／オフ動作のオンデューティ及び制御周波数は、この基準パルス信号ＲＰのパルス幅及び周期に基づいて決定され、この例の場合、制御周波数は、ＬＬＣ共振回路の第２の共振周波数ｆ２に固定されている。
以下、パルス信号反転回路部１０及びスイッチング素子ドライブ回路部２の詳細は、図４、図５を参照して説明した制御手段５と同様のものである。

制御手段５ａは、直流バス電圧誤差信号をキャリア信号によりパルス幅変調して得られる基準パルス信号ＲＰに基づいて、第１、第２のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を駆動することによって、負荷駆動装置の入力段を構成するＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、直流バス電圧をＰＷＭ制御し、入力される交流電圧の変動によらずに所望の直流バス電圧、ひいては所望の出力電圧を達成するものである。この際、第１基準電圧は、所望の直流バス電圧（すなわち、所望の出力電圧）に基づいて適切に設定することができる。

本実施形態における負荷駆動装置によれば、第１の実施形態における負荷駆動装置１、２０よりも簡易な構成により、同等の作用効果を得ることができる。

以上、本発明を好ましい実施形態を用いて説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではない。例えば、上述した実施形態における負荷駆動装置では、高周波絶縁トランスＴ１の二次側は、整流平滑化回路を介して負荷３に接続されて、直流出力を有するものとしたが、本発明は、交流出力を有する負荷駆動装置に対して適用することも可能である。その際、出力電圧検出回路は、交流出力電圧を整流平滑化した直流電圧信号を、制御手段５に対して出力するものであってもよい。

１，２０：負荷駆動装置、２：スイッチング素子ドライブ回路部、３：負荷、４,４ａ：制御回路部、５,５ａ：制御手段、６：第１誤差増幅器、７：第２誤差増幅器、８：発振器、９：比較回路部、１０：パルス信号反転回路部、１１：波形補正信号重畳回路部、Ｃ１：第１のコンデンサ、Ｃ２：第２のコンデンサ、Ｃ４：出力コンデンサ、Ｃｒ１：第１の共振コンデンサ、Ｃｒ２：第２の共振コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２：寄生ダイオード、Ｄ３：第１のダイオード、Ｄ４：第２のダイオード、Ｄ８：第３のダイオード、Ｌ１：リアクトル、Ｌｓ：リーケージインダクタンス、Ｌｍ：励磁インダクタンス、Ｔ１：高周波絶縁トランス、Ｑ１:第１のスイッチング素子、Ｑ２:第２のスイッチング素子、Ｖｉｎ：商用交流電源

Claims (7)

1. 交流電源の交流電圧を整流する整流手段と、力率改善動作を行うとともに直流バス電圧を出力する昇圧手段と、２つのスイッチング素子及びトランスを有し、前記直流バス電圧を交流に変換して前記トランスの一次側に印加するインバータ手段と、前記２つのスイッチング素子を駆動する制御手段とを備え、前記トランスの二次側に接続された負荷を駆動する負荷駆動装置において、
   前記インバータ手段の前記２つのスイッチング素子は、前記整流手段の整流素子並びに前記昇圧手段の整流素子及びスイッチング素子を兼ねており、
   前記交流電圧を検出する交流電圧検出回路と、前記直流バス電圧を検出する直流バス電圧検出回路とをさらに備え、
   前記制御手段は、前記直流バス電圧検出回路の出力信号から得られる第１誤差信号に波形補正信号を重畳した直流バス電圧誤差信号に基づいてパルス幅または周波数が可変制御された基準パルス信号を生成するとともに、前記交流電圧検出回路の出力信号に基づいて、前記基準パルス信号のパルス幅に相当するオン時間を有するようにスイッチング素子をオン／オフ動作させる駆動信号を、前記交流電圧の半周期毎に前記２つのスイッチング素子に対して交互に出力し、かつ、前記２つのスイッチング素子を相補的にオン／オフ動作させることを特徴とする負荷駆動装置。
2. 前記制御手段は、前記直流バス電圧検出回路の出力信号を入力し、該出力信号と第１基準電圧との誤差に基づく第１誤差信号を出力する第１誤差増幅器と、該第１誤差信号に波形補正信号を重畳して前記直流バス電圧誤差信号を生成する波形補正信号重畳回路部と、所定の周波数のキャリア信号を出力する発振器と、前記直流バス電圧誤差信号と前記キャリア信号を入力し、前記直流バス電圧誤差信号を前記キャリア信号によりパルス幅変調して、前記基準パルス信号を生成する比較回路部と、前記交流電圧検出回路の出力信号を入力するとともに、前記基準パルス信号を入力する第１入力、及び、前記第１入力から入力される前記基準パルス信号と前記基準パルス信号の反転信号とを前記交流電圧の半周期毎に交互に出力する第１出力を少なくとも有するパルス信号反転回路部と、前記パルス信号反転回路部の前記第１出力からの出力信号を入力する第２入力を少なくとも有し、前記２つのスイッチング素子の一方に対して、前記第２入力からの入力信号のパルス幅に相当するオン時間を有するようにオン／オフ動作させる駆動信号を出力し、前記２つのスイッチング素子の他方に対して、前記第２入力からの入力信号によるオン／オフ動作と相補的にオン／オフ動作させる駆動信号を出力するドライブ回路部と、を備えていることを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
3. 前記トランスの二次側の出力電圧を検出する出力電圧検出回路をさらに備えており、前記制御手段は、前記出力電圧検出回路の出力信号に基づいて前記基準パルス信号の周波数を可変制御することを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
4. 前記制御手段は、前記直流バス電圧検出回路の出力信号を入力し、該出力信号と第１基準電圧との誤差に基づく第１誤差信号を出力する第１誤差増幅器と、該第１誤差信号に波形補正信号を重畳して前記直流バス電圧誤差信号を生成する波形補正信号重畳回路部と、前記出力電圧検出回路の出力信号を入力し、該出力信号と第２基準電圧との誤差に基づく第２誤差信号を出力する第２誤差増幅器と、前記第２誤差信号を入力し、該第２誤差信号に応じて変動する周波数を有するキャリア信号を出力する発振器と、前記直流バス電圧誤差信号と前記キャリア信号を入力し、前記直流バス電圧誤差信号を前記キャリア信号によりパルス幅変調及びパルス周波数変調して、前記基準パルス信号を出力する比較回路部と、前記交流電圧検出回路の出力信号を入力するとともに、前記基準パルス信号を入力する第１入力、及び、前記第１入力から入力される前記基準パルス信号と前記基準パルス信号の反転信号とを前記交流電圧の半周期毎に交互に出力する第１出力を少なくとも有するパルス信号反転回路部と、前記パルス信号反転回路部の前記第１出力からの出力信号を入力する第２入力を少なくとも有し、前記２つのスイッチング素子の一方に対して、前記第２入力からの入力信号のパルス幅に相当するオン時間を有するようにオン／オフ動作させる駆動信号を出力し、前記２つのスイッチング素子の他方に対して、前記第２入力からの入力信号によるオン／オフ動作と相補的にオン／オフ動作させる駆動信号を出力するドライブ回路部と、を備えることを特徴とする請求項３に記載の負荷駆動装置。
5. 前記制御手段は、前記交流電圧の半周期の切替わり時点から所定の期間、前記２つのスイッチング素子をオフ状態にすることを特徴とする請求項２または４に記載の負荷駆動装置。
6. 前記波形補正信号は、高調波成分信号を含むことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の負荷駆動装置。
7. 前記波形補正信号は、制限波信号を含むことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の負荷駆動装置。

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