JP5434371B2

JP5434371B2 - 共振型スイッチング電源装置

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Publication number: JP5434371B2
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Inventors: 浩臼井
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Description

本発明は、共振型スイッチング電源装置に係り、特に軽負荷時のスイッチング周波数上昇を抑制することのできる共振型スイッチング電源装置に関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータとして、従来より共振型スイッチング電源装置が使用されている。この共振型スイッチング電源装置は、入力直流電源の正極と負極間に直列接続したハイサイド及びローサイドのスイッチング素子と、このスイッチング素子のいずれかに並列接続されトランスの１次巻線と電流共振コンデンサで構成された共振回路を備えており、このスイッチング素子をオン、オフさせることにより、このトランスの１次側インダクタンス素子と電流共振コンデンサに共振電流を流し、このときトランスの２次巻線に得られる電圧を整流して出力側に直流電圧を得るようになっている。

共振型スイッチング電源装置では、スイッチング周波数を変化させて出力電圧を制御するＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御といわれる制御方式をとることができる。ＰＦＭ制御のスイッチング周波数として、共振周波数よりも高い周波数領域を使用する場合は、スイッチング周波数を高くして出力電圧を低くし、スイッチング周波数を低くして出力電圧を高くする。この場合、出力電圧をフィードバックして安定した出力直流電圧となるように上記スイッチング素子のスイッチング周波数が自動制御される。

ところで、共振型スイッチング電源装置では、軽負荷時においてトランスの浮遊容量とリーケージインダクタンスの影響により２次側電圧に振動電圧が重畳され、この振動電圧により出力平滑コンデンサがピーク充電され、この結果、出力電圧が上昇するという現象がある。共振型スイッチング電源装置では、出力電圧をフィードバックして安定した出力電圧となるようにスイッチング周波数がＰＦＭ制御されるので、上記のように振動電圧で出力平滑コンデンサがピーク充電されて出力電圧が上昇すると、この出力電圧の上昇を抑えるようにスイッチング周波数が上昇するという問題が生じる。

この問題を解決するため、例えば特開２００９−１００６３１号公報（特許文献１）では、トランスの１次巻線に直列接続された電流共振用リアクトルに並列にコンデンサを設けて、軽負荷時のスイッチング周波数上昇を防止する技術を開示している。この特許文献１の技術は、浮遊容量の充電電流が電流共振用リアクトルに流れないように並列接続したコンデンサにバイパスさせ、電流共振用リアクトルに不要な昇圧エネルギーが蓄えられることを防止し、軽負荷時のスイッチング周波数上昇を防止するものである。

特開２００９−１００６３１号公報

上記特許文献１に挙げた従来技術によれば、軽負荷時のスイッチング周波数上昇を防止することはできる。しかしながら、上記特許文献１に挙げた従来技術では、単独部品としての電流共振用リアクトルにコンデンサを接続する必要があるので、電流共振用リアクトルは、トランスとは別体の単独部品として存在する必要がある。

ＤＣ−ＤＣコンバータとして小型化を実現するには、部品点数を少なくするのが有利である。従来、この種の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータでは電流共振用リアクトルを必要とするので、コストダウンの為にもトランスの１次巻線および２次巻き線を分割巻きとしてリーケージトランスとし、このリーケージトランスのリーケージインダクタンスを電流共振用リアクトルとし使用している。すなわち、電流共振用リアクトルをトランスとは別体の単独部品として用意することはしていない。ところが、上記特許文献１に開示された技術は、電流共振用リアクトルをトランスとは別体の単独部品として用意する必要があり、部品点数が増加してしまう。

以下、上記軽負荷時のスイッチング周波数上昇の問題について更に詳細に説明する。

図５に、従来技術の共振型スイッチング電源装置４を示す。図５に示した共振型スイッチング電源装置４の回路構成と動作を以下に説明する。

図５に示す共振型スイッチング電源装置４において、Ｖinは入力直流電源、Ｃriは電流共振コンデンサ、Ｃoは平滑コンデンサ、Ｃrvは電圧共振コンデンサ、ＱHはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるハイサイドのスイッチング素子、ＱLはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるローサイドのスイッチング素子、ＤQH、ＤQL、Ｄ1、Ｄ2はダイオード、Ｌrはリアクトル、Ｔ2はトランス、Ｐ1はトランスＴ2の１次巻線、Ｓ1、Ｓ2はトランスＴ2の２次巻線、Ｌdは負荷である。また、ＣmはトランスＴ2の１次巻線Ｐ1、２次巻線Ｓ1、Ｓ2、ダイオードＤ1、Ｄ2の電極間などに存在する浮遊容量をトランスＴ2の１次側に換算し、１つのコンデンサＣmとして示したものである。１１は出力電圧を検出する電圧検出器である。ＰＣは、電圧検出器１１で検出した出力電圧に比例した信号を１次側にフィードバックするフォトカプラである。１０は、フォトカプラＰＣを介して入力端子ＦＢに入力された出力電圧のフィードバック信号に基づき、出力電圧を所定の値に制御する制御回路である。

共振型スイッチング電源装置４は、ハーフブリッジ回路で構成されており、スイッチング素子ＱHのドレイン端子が入力直流電源Ｖinの正極端子に接続され、スイッチング素子ＱLのソース端子が入力直流電源Ｖinの負極端子に接続されている。スイッチング素子ＱHのソース端子はスイッチング素子ＱLのドレイン端子に接続されている。

スイッチング素子ＱHとＱLのそれぞれのドレイン−ソース間には、ダイオードＤQH、ＤQLが接続されている。これらダイオードＤQH、ＤQLは、スイッチング素子ＱH、ＱLに内蔵されたダイオード、あるいは外付けされたダイオードであり、スイッチング素子ＱH、ＱLの電流の流れる向きとは逆向きになるように接続（逆並列接続）されている。

スイッチング素子ＱLのドレイン端子とソース端子には、電圧共振コンデンサＣrvが並列接続されると共に、リアクトルＬrと１次巻線Ｐ1と電流共振コンデンサＣriとの直列回路が並列接続されている。リアクトルＬrはトランスＴ2の１次巻線Ｐ1に直列に接続されたリアクトル、あるいは、トランスＴ2の１次リーケージインダクタンスを利用したリアクトルである。トランスＴ2にリーケージトランスを使用すると１次リーケージインダクタンスがリアクトルＬrとして利用できるので好適である。リーケージトランスを使用した場合、リアクトルＬrを１次巻線Ｐ1に直列に接続しないでも済ますことができるが、リアクトルＬrを１次巻線Ｐ1に直列に接続する場合は、トランスＴ2の１次リーケージインダクタンスと外付けリアクトルＬrのインダクタンス値を合計してリアクトルＬrと考える。

トランスＴ2の各巻線Ｐ1、Ｓ1、Ｓ2に発生する電圧の極性は、ドット（●）で示している。トランスＴ2の２次巻線Ｓ1の一方の端子（●側）には、ダイオードＤ1のアノード端子が接続され、ダイオードＤ1のカソード端子は平滑コンデンサＣoの一方の端子（正極側端子）とダイオードＤ2のカソード端子と出力端子Ｖoに接続されている。また、トランスＴ2の２次巻線Ｓ1と２次巻線Ｓ2は、２次巻線Ｓ1の他方の端子と２次巻線Ｓ2の一方の端子（●側）で直列接続されると共に、この接続点は平滑コンデンサＣoの他方の端子（負極側端子）とＧＮＤ端子に接続されている。また、トランスＴ2の２次巻線Ｓ2の他方の端子はダイオードＤ2のアノードに接続され、ダイオードＤ2のカソード端子は、平滑コンデンサＣoの一方の端子（正極側端子）とダイオードＤ1のカソード端子と出力端子Ｖoとの接続点に接続されている。また、平滑コンデンサＣoの両端には負荷Ｌdが接続されている。

制御回路１０の入力端子ＦＢに出力電圧のフィードバック信号が入力され、このフィードバック信号に基づき、端子ＬＤ、ＬＧからスイッチング素子ＱLのゲート端子にゲート信号を供給し、端子ＨＤ、ＨＧからスイッチング素子ＱHのゲート端子にゲート信号を供給する。

制御回路１０は、フィードバック信号に基づきスイッチング素子ＱLとスイッチング素子ＱHとを交互にオン／オフさせ、スイッチング素子ＱL、ＱHのオンデューティをほぼ５０％に固定し、スイッチング素子ＱL、ＱHの周波数を可変させることによりＰＦＭ制御を行い、出力電圧Ｖoが一定になるように制御する。なお、スイッチング素子ＱL、ＱHの両方が同時にオンすることのない様にデッドタイムを有している。

上記のように構成された共振型スイッチング電源装置４の動作を次に説明する。図６は、ローサイドのスイッチング素子ＱLのドレイン端子とソース端子間の電圧ＶQL、図５にＩrとして示したリアクトルＬrに流れる電流Ｉr、ダイオードＤ1の電圧ＶD1の各動作波形を示したものである。その他の各部の動作波形は図示を省略している。

まず、図６（ａ）の波形の説明をする。このときの入力電源電圧Ｖinは３００Ｖ、負荷は定格負荷（100％Load）で、このときのスイッチング周波数は４３．１kHz（周期２３．２μs）である。

（期間t1〜t2）
時刻t1でスイッチング素子ＱLがオフすると、トランスＴ2に蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、電圧擬似共振が発生する。これはリアクトルＬrと励磁インダクタンスＬpとの和（以下、Ｌr＋Ｌpと記載する）と電流共振コンデンサＣri及び電圧共振コンデンサＣrvによる電圧擬似共振であるが、容量の少ない電圧共振コンデンサＣrvによる共振電圧が、スイッチング素子ＱLおよびスイッチング素子ＱHの両端電圧として観測される。すなわち、スイッチング素子ＱLの電流は、スイッチング素子ＱLのオフと共に電圧共振コンデンサＣrvに移り、電圧共振コンデンサＣrvが入力直流電源Ｖinの電圧まで充電されるとスイッチング素子ＱHの内蔵ダイオードＤQHを介して入力電源電圧Ｖinに回生される。この間にスイッチング素子ＱHをオンさせることによりスイッチング素子ＱHのゼロボルトスイッチが可能となる。

（期間t2〜t3）
時刻t2でスイッチング素子ＱHがオンしているので、入力直流電源Ｖinの正極端子→スイッチング素子ＱH→リアクトルＬr→トランスＴ2の１次巻線Ｐ1→電流共振コンデンサＣri→入力直流電源Ｖinの負極端子の経路で電流が流れる。この電流は、図示しないトランスＴ2の励磁インダクタンスＬpに流れる励磁電流と、トランスＴ2の１次巻線Ｐ1→トランスＴ2の２次巻線Ｓ2→ダイオードＤ2→平滑コンデンサＣoを介して、出力端子Ｖo、ＧＮＤ端子から負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。すなわち、前者はＬr＋Ｌpと電流共振コンデンサＣriの正弦波状の共振電流となり、スイッチング素子ＱHのオン期間に比べて低い共振周波数となるため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者はリアクトルＬrと電流共振コンデンサＣriの共振要素が現れた正弦波状の共振電流となり、時刻t3で０Ａとなる。

（期間t3〜t4）
上記リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣriの共振要素が現れた正弦波状の共振電流は時刻t3で０Ａとなり、期間t3〜t4はＬr＋Ｌpと電流共振コンデンサＣriの正弦波状の共振電流のみになる。

（期間t4〜t5）
時刻t4でスイッチング素子ＱHがオフすると、トランスＴ2に蓄えられた励磁電流のエネルギーにより、電圧擬似共振が発生する。Ｌr＋Ｌp、電流共振コンデンサＣri、電圧共振コンデンサＣrvによる電圧擬似共振であるが、容量の少ない電圧共振コンデンサＣrvによる共振電圧が、スイッチング素子ＱLおよびスイッチング素子ＱHの両端電圧として観測される。すなわち、スイッチング素子ＱHの電流は、スイッチング素子ＱHのオフと共に電圧共振コンデンサＣrvに移り、電圧共振コンデンサＣrvが０Ｖまで放電されるとスイッチング素子ＱLの内蔵ダイオードＤQLを介して電流共振コンデンサＣriを充電する。この間にスイッチング素子ＱLをオンさせることによりスイッチング素子ＱLのゼロボルトスイッチが可能となる。

（期間t5〜t6）
時刻t5でスイッチング素子ＱLがオンしているので、電流共振コンデンサＣriを電源として、電流共振コンデンサＣri→トランスＴ2の１次巻線→リアクトルＬr→スイッチング素子ＱL→電流共振コンデンサＣriの経路で電流が流れる。この電流は、トランスＴ2の励磁インダクタンスＬpに流れる励磁電流と、トランスＴ2の１次巻線Ｐ1→トランスＴ2の２次巻線Ｓ1→ダイオードＤ1→平滑コンデンサＣoを介して、出力端子Ｖo、ＧＮＤ端子から負荷へ供給される負荷電流との合成電流となる。すなわち、前者はＬr＋Ｌpと電流共振コンデンサＣriの正弦波状の共振電流となり、スイッチング素子ＱLのオン期間に比べて低い共振周波数となるため、正弦波の一部が三角波状の電流として観測される。後者はリアクトルＬrと電流共振コンデンサＣriの共振要素が現れた正弦波状の共振電流となり、時刻t6で０Ａとなる。

（期間t6〜t7）
上記リアクトルＬrと電流共振コンデンサＣriの共振要素が現れた正弦波状の共振電流は時刻t6で０Ａとなり、期間t6〜t7はＬr＋Ｌpと電流共振コンデンサＣriの正弦波状の共振電流のみになる。

ところで、実際のＤＣ−ＤＣコンバータでは、図５の回路図に図示しないキャパシタンス（浮遊容量）が多数存在する。通常は、ＤＣ−ＤＣコンバータの回路動作に大きな影響を与えないが、時として存在を無視できないことがある。例えば、トランスＴ2の１次巻線間容量、２次巻線間容量、１次−２次巻線間容量、出力ダイオードＤ1、Ｄ2の電極間容量などがある。これらの浮遊容量を統合し、トランスＴ2の１次巻線間容量に換算しＣmとして図５に破線で表している。この浮遊容量Ｃmが比較的大きい場合、浮遊容量Ｃmを充電する充電電流がリアクトルＬrに流れ、不必要な昇圧エネルギーがリアクトルＬrに蓄えられる。このエネルギーは、リアクトルＬrと浮遊容量Ｃmとの共振による振動電流、振動電圧を生じさせ、特にＤＣ−ＤＣコンバータの軽負荷時に出力電圧の上昇に作用する。

上記期間t1〜t3と期間t4〜t6は、トランスＴ2に負荷電流が流れる期間である。この期間は、浮遊容量Ｃmに等価的に並列接続される抵抗が負荷抵抗に相当する抵抗値となるため、定格負荷時はリアクトルＬrと浮遊容量Ｃmとの共振回路の負荷インピーダンスが小さくなり、振動電流、振動電圧が生じ難い。

これに対し、期間t3〜t4と期間t6〜t7は、トランスＴ2にＬr＋Ｌpと電流共振コンデンサＣriの正弦波状の共振電流、言い換えると励磁電流のみが流れる期間である。この期間は浮遊容量Ｃmに等価的に並列接続された負荷抵抗が無限大となるため、リアクトルＬrと浮遊容量Ｃmとの共振回路の負荷インピーダンスが大きくなり、リアクトルＬrと浮遊容量Ｃmとの共振による振動電流、振動電圧が生じ易い。図６（ａ）の期間t3〜t4と期間t6〜t7に、ダイオードＤ1の電圧波形ＶD1に振動電圧が観測されているが、これは、この期間が励磁電流のみ流れる期間で、リアクトルＬrと浮遊容量Ｃmとの共振による振動が生じていることに起因している。

図６（ｂ）の波形は、入力電源電圧Ｖinが４５０Ｖ、負荷が定格負荷（100％Load）で、このときのスイッチング周波数は７４．６kHz（周期１３．４μs）である。
また、図６（ｃ）の波形は、入力電源電圧Ｖinが３００Ｖ、負荷が軽負荷（0.01％Load）で、このときのスイッチング周波数は８７．７kHz（周期１１．４μs）である。
また、図６（ｄ）の波形は、入力電源電圧Ｖinが４５０Ｖ、負荷が軽負荷（0.01％Load）で、このときのスイッチング周波数は１３９．４kHz（周期７．１７μs）である。

図６（ｂ）〜図６（ｄ）におけるトランスＴ2に流れる電流が励磁電流のみ、あるいは軽荷状態で殆ど励磁電流のみが流れている期間は、図６（ａ）の期間t3〜t4、t6〜t7と同様に、ダイオードＤ1の電圧波形ＶD1にリアクトルＬrと浮遊容量Ｃmとの共振による振動電圧が観測される。

図６（ａ）の波形と図６（ｂ）の波形を対比することにより、定格負荷時（100％Load）の入力電圧の変化（Ｖin＝３００Ｖ〜４５０Ｖ）に対する各部の波形を比較できる。入力電圧変化に対しては、ＰＦＭ制御によりスイッチング周波数が可変制御される。すなわち、図６（ａ）ではＶin＝３００Ｖに対しスイッチング周波数＝４３．１kHz、図６（ｂ）ではＶin＝４５０Ｖに対しスイッチング周波数＝７４．６kHzとなっており、入力電圧変化に対してスイッチング周波数が変化している。

制御回路１０は、負荷に流れる共振電流の周波数が一定であることを利用し、周波数を制御することによりオン幅を変えて循環電流である励磁電流を増減し、電流共振コンデンサＣriの電圧振幅を変化させ、出力電圧が一定になるようにＰＦＭ制御している。したがって、入力直流電源Ｖinの電圧が大きくなるとスイッチング周波数が増加するように作用する。入力直流電源Ｖinの電圧が大きくなったときスイッチング周波数が増加して出力電圧Ｖoを一定の電圧に安定化している様子が分かる。

図６（ｃ）の波形と図６（ｄ）の波形を対比することにより、軽負荷時（0.01％Load）の入力電圧の変化（Ｖin＝３００Ｖ〜Ｖin＝４５０Ｖ）に対する各部の波形を比較できる。図６（ｃ）ではＶin＝３００Ｖに対しスイッチング周波数＝８７．７kHz、図６（ｄ）ではＶin＝４５０Ｖに対しスイッチング周波数＝１３９．４kHzとなっている。この場合も図６（ａ）、図６（ｂ）の比較と同様に、入力直流電源Ｖinの電圧が大きくなったときスイッチング周波数が増加して出力電圧Ｖoを一定の電圧に安定化している様子が分かる。

図６（ａ）の波形と図６（ｃ）の波形の比較、および図６（ｂ）の波形と図６（ｄ）の波形の比較では、入力電圧が同じときの負荷変動に対する各部の波形を比較できる。図６（ａ）と図６（ｂ）は定格負荷であるため、負荷電流として定格負荷電流に相当する共振電流が流れている。図６（ｃ）と図６（ｄ）は軽負荷時であるため、負荷電流としての共振電流がほとんど流れておらず、励磁電流が支配的である。このため、期間t1〜t3と期間t4〜t6の相当する期間が殆ど無く、略全期間でリアクトルＬrと浮遊容量Ｃmとの共振による振動が生じている。この振動はダイオードＤ1、Ｄ2にかかる電圧にも影響し、平滑コンデンサＣoをピーク充電するように作用する。そして、負荷変動に対しスイッチング周波数が大きく変動している。

換言すると、軽負荷時は、不必要な昇圧エネルギーがリアクトルＬrに蓄えられたことにより、浮遊容量ＣmとリアクトルＬrによる振動電圧が発生し、この振動電圧のピーク電圧により平滑コンデンサＣoがダイオードＤ1、Ｄ2を通してピーク充電されるのである。また、軽負荷時は、浮遊容量ＣmとリアクトルＬrによる振動電圧で整流後の電圧が高い電圧にピーク充電され易いため、フィードバック回路によりフィードバックする量が大きくなり、制御回路１０はスイッチング周波数を上昇させて出力電圧の上昇を抑えるように作用するのである。

図７は特許文献１に開示された電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示したもので、この特許文献１に開示された技術によれば、軽負荷時のスイッチング周波数上昇を防止することができる。図７に示すように、特許文献１に開示された電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、浮遊容量Ｃmの充電電流によりリアクトルＬrに不必要な昇圧エネルギーが蓄えられることを防止するために、リアクトルＬrに並列に、コンデンサ（キャパシタ）Ｃfを設けている。コンデンサＣfは、浮遊容量Ｃmの電流をリアクトルＬrに流さないようにバイパスし、リアクトルＬrへの昇圧エネルギーの蓄積を防止している。また、図８は、特許文献１に開示された電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの他の回路構成を示したもので、浮遊容量Ｃmおよび浮遊抵抗Ｒmも考慮し、コンデンサＣfと抵抗Ｒfの直列回路をリアクトルＬrに並列接続した場合を示している。

図９は、図７、図８の回路構成をとることにより改善された、図６に対応する各部波形を示している。軽負荷時（０．０１％Load時）の図９（ｃ）、（ｄ）と図６（ｃ）、（ｄ）を比較すると、図９（ｃ）、（ｄ）に示した波形では、ダイオードＤ1の電圧ＶD1に、浮遊容量ＣmとリアクトルＬrとの共振回路により発生する振動電圧が重畳されていないことが分かる。したがって、特許文献１に開示された電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、軽負荷時にスイッチング周波数が上昇するという問題がなくなる。

実際、１００％Load時の図９（ａ）の波形と、０．０１％Load時の図９（ｃ）の波形を比較してみると、スイッチング周波数は４３．１kHzと４７．１kHzでほとんど変化していない。これに対しコンデンサＣfを設けていない１００％Load時の図６（ａ）の波形と、０．０１％Load時の図６（ｃ）の波形では、上記のようにスイッチング周波数が４３．１kHzから８７．７kHzへと大きく変化している。

また、１００％Load時の図９（ｂ）の波形と、０．０１％Load時の図９（ｄ）の波形を比較してみると、スイッチング周波数の変化は７４．６kHzから８３．３kHzへと変化しているが、変化量が少ない。これに対しコンデンサＣfを設けていない１００％Load時の図６（ｂ）の波形と、０．０１％Load時の図６（ｄ）の波形では、上記のようにスイッチング周波数が７４．６kHzから１３９．４kHzへと大きく変化している。

図１０は、コンデンサＣfの有無によって、出力電力比−スイッチング周波数の特性がどのように変化するかを示したものである。コンデンサＣfが無いものは、入力直流電源Ｖinの電圧が一定の条件（Ｖin＝３００Ｖまたは４５０Ｖ一定）において、出力電力比が小さくなるに従いスイッチング周波数が大きくなっている。これに対しコンデンサＣfが有るものは、入力直流電源Ｖin電圧が一定の条件（Ｖin＝３００Ｖまたは４５０Ｖ一定）において、出力電力比が変わってもスイッチング周波数が略一定の値になっている。コンデンサＣfが無いときのスイッチング周波数は、特に出力電力比が約０．３％より小さな範囲で、出力電力比が小さくなるほど大きくなり、無負荷時では定格負荷時の略２倍程度に著しく高くなっている。

このように、特許文献１で開示された技術では、軽負荷時にスイッチング周波数が上昇するという問題を解決できるが、上記したように、電流共振用リアクトルをトランスとは別体の単独部品として用意する必要があり、部品点数を少なくすることができない。したがって、装置の大型化、コストアップを招くことになる。

本発明の目的は、上記問題点に鑑み、リーケージトランスのリーケージインダクタンスを電流共振用リアクトルとし、リーケージインダクタンスを使ったこの電流共振用リアクトルにコンデンサを並列接続する技術を提供し、もって、電流共振型スイッチング電源装置の小型化とコストダウンを実現するすることにある。

本発明の共振型スイッチング電源装置は、入力直流電源に直列接続された複数のスイッチング素子と、２次巻線及び第１の１次巻線とを備えたトランスと、前記第１の１次巻線と電流共振コンデンサが直列接続され前記スイッチング素子のいずれかに並列接続された共振回路と、前記２次巻線に接続され出力電圧を得る整流回路とを備え、前記出力電圧が所定の目標値になるように前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する共振型スイッチング電源装置において、前記トランスは、前記第１の１次巻線に結合された第２の１次巻線を備え、該第２の１次巻線の一方の端子が前記第１の１次巻線の一方の端子または他方の端子のいずれかに接続され、他方の端子が開放されていることを特徴とする。
また、本発明の共振型スイッチング電源装置は、前記トランスが、リーケージトランスであることを特徴とする。
また、本発明の共振型スイッチング電源装置は、前記第２の１次巻線の一方の端子が前記第１の１次巻線の一方の端子または他方の端子のいずれかにコンデンサを介して接続されたことを特徴とする。
また、本発明の共振型スイッチング電源装置は、前記第２の１次巻線の一方の端子が前記第１の１次巻線の一方の端子または他方の端子のいずれかに抵抗を介して接続されたことを特徴とする。
また、本発明の共振型スイッチング電源装置は、前記第２の１次巻線の一方の端子が前記第１の１次巻線の一方の端子または他方の端子のいずれかにコンデンサと抵抗の直列回路を介して接続されたことを特徴とする。
また、本発明の共振型スイッチング電源装置は、前記第１の１次巻線と前記第２の１次巻線が、バイファイラ巻により密に結合されたことを特徴とする。

本発明によれば、リーケージトランスのリーケージインダクタンスを電流共振用リアクトルとし、リーケージインダクタンスを使ったこの電流共振用リアクトルにコンデンサを並列接続する技術を提供し、もって、電流共振型スイッチング電源装置の小型化とコストダウンを実現するすることができる。

本発明の第１の実施形態である共振型スイッチング電源装置の、回路構成図である。実施形態の共振型スイッチング電源装置における制御回路の、詳細構成図である。本発明の第２の実施形態である共振型スイッチング電源装置の、回路構成図である。本発明の第３の実施形態である共振型スイッチング電源装置の、回路構成図である。従来技術における共振型スイッチング電源装置の、回路構成図である。図５に示した従来技術による共振型スイッチング電源装置の、動作シーケンス図である。特許文献１の先行技術による共振型スイッチング電源装置の、回路構成図である。特許文献１の先行技術による共振型スイッチング電源装置の、他の回路構成図である。本発明および特許文献１の先行技術による共振型スイッチング電源装置の、動作シーケンス図である。本発明および特許文献１の先行技術による共振型スイッチング電源装置の、出力電力比−スイッチング周波数特性を説明する図である。

次に、本発明による実施形態を、図面を参照して具体的に説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態である共振型スイッチング電源装置１の回路構成を示した図である。

図１に示す共振型スイッチング電源装置１において、Ｖinは入力直流電源、Ｃriは電流共振コンデンサ、Ｃoは平滑コンデンサ、Ｃrvは電圧共振コンデンサ、ＱHはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるハイサイドのスイッチング素子、ＱLはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴからなるローサイドのスイッチング素子、ＤQH、ＤQL、Ｄ1、Ｄ2はダイオード、Ｔ1はトランス、Ｌr1はトランスＴ1の１次リーケージインダクタンス、Ｐ1、Ｐ2はトランスＴ1の１次巻線、Ｓ1、Ｓ2はトランスＴ1の２次巻線、Ｌdは負荷である。また、Ｃf1は、トランスＴ1の１次巻線Ｐ2を追加することにより、１次巻線Ｐ1、Ｐ2間に新たに生じさせた浮遊容量である。また、ＣmはトランスＴ1の１次巻線Ｐ1、２次巻線Ｓ1、Ｓ2、ダイオードＤ1、Ｄ2の電極間などに存在する浮遊容量をトランスＴ1の１次側に換算し、１つのコンデンサＣmとして示したものである。１１は出力電圧を検出する電圧検出器である。ＰＣは、電圧検出器１１で検出した出力電圧に比例した信号を１次側にフィードバックするフォトカプラである。１０は、フォトカプラＰＣを介して入力端子ＦＢに入力された出力電圧のフィードバック信号に基づき、出力電圧を所定の値に制御する制御回路である。

共振型スイッチング電源装置１は、ハーフブリッジ回路で構成されており、スイッチング素子ＱHのドレイン端子が入力直流電源Ｖinの正極端子に接続され、スイッチング素子ＱLのソース端子が入力直流電源Ｖinの負極端子に接続されている。スイッチング素子ＱHのソース端子はスイッチング素子ＱLのドレイン端子に接続されている。

また、スイッチング素子ＱHとＱLのそれぞれのドレイン−ソース間には、ダイオードＤQH、ＤQLが接続されている。これらダイオードＤQH、ＤQLは、スイッチング素子ＱH、ＱLに内蔵されたダイオード、あるいは外付けされたダイオードであり、スイッチング素子ＱH、ＱLの電流の流れる向きとは逆向きになるように接続（逆並列接続）されている。

スイッチング素子ＱLのドレイン端子とソース端子には、電圧共振コンデンサＣrvが並列接続されると共に、トランスＴ1の１次巻線Ｐ1と電流共振コンデンサＣriとの直列回路が並列接続されている。すなわち、スイッチング素子ＱLのドレイン端子に電圧共振コンデンサＣrvの一方の端子が接続され、スイッチング素子ＱLのソース端子に電圧共振コンデンサＣrvの他方の端子が接続され、スイッチング素子ＱLのドレイン端子と電圧共振コンデンサＣrvの一方の端子が接続された接続点に１次巻線Ｐ1の一方の端子が接続され、１次巻線Ｐ1の他方の端子が電流共振コンデンサＣriの一方の端子に接続され、電流共振コンデンサＣriの他方の端子がスイッチング素子ＱLのソース端子と電圧共振コンデンサＣrvの他方の端子が接続された接続点に接続されている。

１次リーケージインダクタンスＬr1は、電流共振リアクトルの機能を果たせるように、リーケージトランスとして構成されたトランスＴ1により所定の値に作り込まれる。新たに付加された１次巻線Ｐ2は、その一方の端子がスイッチング素子ＱHのソース端子とスイッチング素子ＱLのドレイン端子と電圧共振コンデンサＣrvの一方の端子とトランスＴ1の１次巻線Ｐ1の一方の端子とが接続された接続点に接続され、他方の端子は開放されている。そして、トランスＴ1の１次巻線Ｐ1と１次巻線Ｐ2との間に所定値の浮遊容量Ｃf1を形成させるために、１次巻線Ｐ1と１次巻線Ｐ2を密結合させている。本実施形態では１次巻線Ｐ1と１次巻線Ｐ2を密結合させるために、バイファイラ巻きとしている。

浮遊容量Ｃf1は特許文献１と同様にして設定することができる。すなわち、浮遊容量Ｃmの充放電エネルギーを電流共振リアクトルとしての１次リーケージインダクタンスＬr1に蓄えないように、浮遊容量Ｃmの充放電による電流を１次リーケージインダクタンスＬr1に流れないようにすれば良い。このときの浮遊容量Ｃf1の値は、トランスＴ1の励磁インダクタンスＬpと、１次リーケージインダクタンスＬr1と浮遊容量Ｃmから求めることができる。具体的には、特許文献１の「数２」と同様に、１次リーケージインダクタンスＬr1の両端間のインピーダンスと励磁インダクタンスＬpの両端間のインピーダンスとが等しくなるように、Ｃf1＝（Ｌp／Ｌr1）・Ｃmとして浮遊容量Ｃf1の値を設定すれば良い。

なお、電流共振コンデンサＣriの他方の端子を、スイッチング素子ＱHのソース端子とスイッチング素子ＱLのドレイン端子と電圧共振コンデンサＣrvの一方の端子が接続された接続点に接続し、電流共振コンデンサＣriの一方の端子をトランスＴ1の１次巻線Ｐ1の一方の端子に接続し、トランスＴ1の１次巻線Ｐ1の他方の端子をスイッチング素子ＱLのソース端子と電圧共振コンデンサＣrvの他方との接続点に接続するように変更し、１次巻線Ｐ2の一方の端子を電流共振コンデンサＣriの一方の端子とトランスＴ1の１次巻線Ｐ1の一方の端子が接続された接続点に接続しても良い。また、１次リーケージインダクタンスＬr1は、等価的に、トランスＴ1の１次巻線Ｐ1の他方の端子側に有ると見ることもできるので、１次巻線Ｐ2の一方の端子は、電流共振コンデンサＣriの一方の端子とトランスＴ1の１次巻線Ｐ1の他方の端子との接続点に接続しても良い（即ち、１次リーケージインダクタンスＬr1の一方の端子は、１次巻線Ｐ1の一方の端子或いは他方の端子のいずれかに接続すれば良い）。

トランスＴ1の各巻線Ｐ1、Ｓ1、Ｓ2に発生する電圧の極性は、ドット（●）で示している。トランスＴ1の１次巻線Ｐ1の一方の端子（●の反対側）は、スイッチング素子ＱHのソース端子とスイッチング素子ＱLのドレイン端子と電圧共振コンデンサＣrvの一方の端子と１次巻線Ｐ2の一方の端子が接続された接続点に接続され、他方の端子（●側）は電流共振コンデンサＣriの一方の端子に接続されている。１次巻線Ｐ2は浮遊容量Ｃf1を生じさせるために設けられ、これに生じる電圧は利用しないので、電圧極性は規定する必要がない。

トランスＴ1の２次巻線Ｓ1の一方の端子（●側）には、ダイオードＤ1のアノード端子が接続され、ダイオードＤ1のカソード端子は平滑コンデンサＣoの一方の端子（正極側端子）とダイオードＤ2のカソード端子と出力端子Ｖoに接続されている。また、トランスＴ1の２次巻線Ｓ1と２次巻線Ｓ2は、２次巻線Ｓ1の他方の端子と２次巻線Ｓ2の一方の端子（●側）で直列接続されると共に、この接続点は平滑コンデンサＣoの他方の端子（負極側端子）と出力ＧＮＤ端子に接続されている。また、トランスＴ1の２次巻線Ｓ2の他方の端子はダイオードＤ2のアノードに接続され、ダイオードＤ2のカソード端子は、平滑コンデンサＣoの一方の端子（正極側端子）とダイオードＤ1のカソード端子と出力端子Ｖoとの接続点に接続されている。また、平滑コンデンサＣoの両端には負荷Ｌdが接続されている。

制御回路１０の入力端子ＦＢに出力電圧のフィードバック信号が入力され、このフィードバック信号に基づき、出力端子ＬＤ、ＬＧからスイッチング素子ＱLのゲート端子にゲート信号を供給し、出力端子ＨＤ、ＨＧからスイッチング素子ＱHのゲート端子にゲート信号を供給する。

また、制御回路１０は、フィードバック信号に基づきスイッチング素子ＱLとスイッチング素子ＱHとを交互にオン／オフさせ、スイッチング素子ＱL、ＱHのオンデューティをほぼ５０％に固定し、スイッチング素子ＱL、ＱHの周波数を可変させることによりＰＦＭ制御を行い、平滑コンデンサＣoの出力電圧Ｖoが一定になるように制御する。なお、スイッチング素子ＱL、ＱHの両方が同時にオンすることのない様にデッドタイムを有している。

制御回路１０の詳細な構成例を図２に示す。図２に示した制御回路１０は、発振器（ＯＳＣ）１０１、Ｄ−ＦＦ回路１０２、デッドタイム生成回路（ＤＴ1）１０３、デッドタイム生成回路（ＤＴ2）１０４、レベルシフト回路１０５、バッファ回路（BUFF1）１０６、バッファ回路（BUFF2）１０７から構成されている。

フォトカプラＰＣからの出力電圧のフィードバック信号が入力端子ＦＢから発振器１０１に入力されると、発振器１０１は、フィードバック信号に基づいた周波数のパルス信号を生成し、Ｄ−ＦＦ回路１０２に出力する。発振器１０１は、入力端子ＦＢから入力されるフィードバック信号が大きくなると、周波数が高くなるようにパルス信号を出力する。Ｄ−ＦＦ回路１０２は、発振器１０１からのパルス信号が入力されると、交互にオン・オフするそれぞれデューティ５０％の２つの信号を生成してデッドタイム生成回路１０３とデッドタイム生成回路１０４に出力する。

一つの信号は、デッドタイム生成回路１０３、バッファ回路１０６を介してローサイドのスイッチ素子ＱLのゲートドライブ信号となる。このゲートドライブ信号は、端子ＬＤ−端子ＬＧから出力される。
もう一つの信号は、デッドタイム生成回路１０４、レベルシフト回路１０５（ゲートドライブ信号レベルを、ローサイドの電位レベルに対し、ハイサイドの高電位レベルにシフトさせる回路）、バッファ回路１０７を介してハイサイドのスイッチ素子ＱHのゲートドライブ信号となる。このゲートドライブ信号は、端子ＨＤ−端子ＨＧから出力される。
すなわち、ハイサイドのスイッチ素子ＱH、ローサイドのスイッチ素子ＱLは、デッドタイム生成回路１０３、１０４により、デッドタイムを有して交互にオン・オフされる。

このように構成された共振型スイッチング電源装置１は、１次巻線Ｐ1と１次巻線Ｐ2との間に所定値の浮遊容量Ｃf1が形成され、浮遊容量Ｃf1の一方の端子は１次リーケージインダクタンスＬr1の一方の端子（図７に示したリアクトルＬrの一方の端子に相当）に接続され、浮遊容量Ｃf1の他方の端子は１次リーケージインダクタンスＬr1の他方の端子（図７に示したリアクトルＬrの他方の端子に相当）に接続されたことになる。したがって、図７に示した共振型スイッチング電源装置５の回路構成が等価的に実現されたことになる。

本実施形態によれば、トランスの構造により、図７に示したリアクトルＬrとコンデンサＣfを、トランスＴ1の１次リーケージインダクタンスＬr1と浮遊容量Ｃf1によりひとつの部品として形成すことができる。そして、このリアクトルＬr1と浮遊容量Ｃf1を等価的に特許文献１に開示の従来技術と同様に接続することにより、１次リーケージインダクタンスＬr1と浮遊容量Ｃmによる振動電圧を抑制でき、軽負荷時の著しいスイッチング周波数の上昇を抑えることができると共に、従来のリーケージトランスを使ったこの種のＤＣ−ＤＣコンバータと同様に小型化、低価格化の効果が得られ、大型化、コストアップを避けることができる。

（第２の実施形態）
図３は、本発明による第２の実施形態である共振型スイッチング電源装置２の回路構成を示した図である。

図３の共振型スイッチング電源装置２は、第１の実施形態である図１に示した共振型スイッチング電源装置１と比べると、トランスＴ1に新たに設けた１次巻線Ｐ2の一方の端子を、コンデンサ（キャパシタ）Ｃfsを介してスイッチング素子ＱHのソース端子とスイッチング素子ＱLのドレイン端子と電圧共振コンデンサＣrvの一方の端子と１次巻線Ｐ1の一方の端子が接続された接続点に接続した点が異なる。

なお、この場合も第１の実施形態と同様に、電流共振コンデンサＣriの他方の端子を、スイッチング素子ＱHのソース端子とスイッチング素子ＱLのドレイン端子と電圧共振コンデンサＣrvの一方の端子が接続された接続点に接続し、電流共振コンデンサＣriの一方の端子をトランスＴ1の１次巻線Ｐ1の一方の端子に接続し、トランスＴ1の１次巻線Ｐ1の他方の端子をスイッチング素子ＱLのソース端子と電圧共振コンデンサＣrvの他方との接続点に接続するように変更し、１次巻線Ｐ2の一方の端子を電流共振コンデンサＣriの一方の端子とトランスＴ1の１次巻線Ｐ1の一方の端子が接続された接続点に、コンデンサＣfsを介して接続しても良い。また、１次リーケージインダクタンスＬr1は、等価的に、トランスＴ1の１次巻線Ｐ1の他方の端子側に有ると見ることもできるので、１次巻線Ｐ2の一方の端子は、コンデンサＣfsを介して、１次巻線Ｐ1の一方の端子或いは他方の端子に接続しても良い（即ち、１次リーケージインダクタンスＬr1の一方の端子は、コンデンサＣfsを介して、１次巻線Ｐ1の一方の端子或いは他方の端子のいずれかに接続すれば良い）。

１次巻線Ｐ1とＰ2とで形成されるの浮遊容量Ｃf1の値は巻き方により異なるが、容易に任意の値を作れない場合がある。しかし本実施形態によれば、１次巻線Ｐ2と直列にコンデンサＣfsを接続することで、容易にリーケージインダクタンスＬr1に並列接続するコンデンサの容量（浮遊容量Ｃf1とコンデンサＣfsの直列容量）を最適値に調整することが可能となる。したがって、電流共振インダクタンスとして、１次リーケージインダクタンスＬr1を用いた場合においても、容易に軽負荷時の著しいスイッチング周波数の上昇を抑えることが可能である。

（第３の実施形態）
図４は、本発明による第３の実施形態である共振型スイッチング電源装置３の回路構成を示した図である。

図４の共振型スイッチング電源装置３は、第２の実施形態である図３に示した共振型スイッチング電源装置２と比べると、トランスＴ1に新たに設けた１次巻線Ｐ2の一方の端子を、コンデンサＣfsと抵抗Ｒfの直列回路を介して、スイッチング素子ＱHのソース端子とスイッチング素子ＱLのドレイン端子と電圧共振コンデンサＣrvの一方の端子と１次巻線Ｐ1の一方の端子が接続された接続点に接続した点が異なる。

このときの「浮遊容量Ｃf1とコンデンサＣfsの直列容量」と抵抗Ｒfの各値は特許文献１と同様にして設定することができる。すなわち、特許文献１の「数３」と同様に、１次リーケージインダクタンスＬr1の両端間のインピーダンスと励磁インダクタンスＬp（図示なし）の両端間のインピーダンスとが等しくなるように、「浮遊容量Ｃf1とコンデンサＣfsの直列容量」＝（Ｌp／Ｌr1）・Ｃm、Ｒf＝（Ｌr1／Ｌp）・Ｒmとして「浮遊容量Ｃf1とコンデンサＣfsの直列容量」とＲfの値を設定すれば良い。また、抵抗Ｒfの値は、浮遊抵抗Ｒmの値と無関係に大きくすることにより、トランスＴ1の１次リーケージインダクタンスＬr1と浮遊容量Ｃmによる振動電圧の抑制に効果が有るので、上記の値にこだわらない。

本実施形態によれば、第２の実施形態の効果に加えて、浮遊容量に直列に接続された浮遊抵抗Ｒmも考慮し最適値に調整することが可能である。したがって、電流共振インダクタンスとして１次リーケージインダクタンスＬr1を用いても容易に軽負荷時の著しいスイッチング周波数の上昇を抑えることができる。

なお、この場合も第１の実施形態と同様に、電流共振コンデンサＣriの他方の端子を、スイッチング素子ＱHのソース端子とスイッチング素子ＱLのドレイン端子と電圧共振コンデンサＣrvの一方の端子が接続された接続点に接続し、電流共振コンデンサＣriの一方の端子をトランスＴ1の１次巻線Ｐ1の一方の端子に接続し、トランスＴ1の１次巻線Ｐ1の他方の端子をスイッチング素子ＱLのソース端子と電圧共振コンデンサＣrvの他方との接続点に接続するように変更し、１次巻線Ｐ2の一方の端子を、コンデンサＣfsと抵抗Ｒfの直列回路を介して、電流共振コンデンサＣriの一方の端子とトランスＴ1の１次巻線Ｐ1の一方の端子が接続された接続点に接続しても良い。また、１次リーケージインダクタンスＬr1は、等価的に、トランスＴ1の１次巻線Ｐ1の他方の端子側に有ると見ることもできるので、１次巻線Ｐ2の一方の端子は、コンデンサＣfsと抵抗Ｒfの直列回路を介して、１次巻線Ｐ1の一方の端子或いは他方の端子に接続しても良い（即ち、１次リーケージインダクタンスＬr1の一方の端子は、コンデンサＣfsと抵抗Ｒfの直列回路を介して、１次巻線Ｐ1の一方の端子或いは他方の端子のいずれかに接続すれば良い）。
また、１次巻線Ｐ2の一方の端子は、コンデンサＣfsを設けないで抵抗Ｒfのみを介して、１次巻線Ｐ1の一方の端子或いは他方の端子に接続しても良い（即ち、１次リーケージインダクタンスＬr1の一方の端子は、抵抗Ｒfのみを介して、１次巻線Ｐ1の一方の端子或いは他方の端子のいずれかに接続すれば良い）。

以上、本発明を実施形態で具体的に説明したが、本発明は上記実施形態に限定されないことは言うまでもなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で変形して実施できる。例えば、上記実施形態ではハーフブリッジ型を例にとって説明したが、フルブリッジ型にもそのまま適用できる。また、上記実施形態ではローサイドのスイッチング素子に共振回路を並列接続したが、ハイサイドのスイッチング素子に共振回路を並列接続しても良い。

１〜５・・・共振型スイッチング電源装置
１０・・・制御回路
１１・・・電圧検出器
１０１・・・発振器
１０２・・・Ｄ−ＦＦ回路
１０３、１０４・・・デッドタイム生成回路
１０５・・・レベルシフト回路
１０６、１０７・・・バッファ回路
Ｒf・・・抵抗
Ｒm・・・浮遊抵抗
Ｃo・・・平滑コンデンサ
Ｃrv・・・電圧共振コンデンサ
Ｃri・・・電流共振コンデンサ
Ｃf、Ｃfs・・・コンデンサ（キャパシタ）
Ｃm、Ｃf1・・・浮遊容量
ＱH、ＱL・・・スイッチング素子
ＤQH、ＤQL、Ｄ1、Ｄ2・・・ダイオード
Ｌr・・・リアクトル
Ｌr1・・・１次リーケージインダクタンス
Ｔ1、Ｔ2・・・トランス
Ｐ1、Ｐ2・・・トランスＴ1、Ｔ2の１次巻線
Ｓ1、Ｓ2・・・トランスＴ1、Ｔ2の２次巻線
ＰＣ・・・フォトカプラ
Ｌd・・・負荷
Ｖin・・・入力直流電源
Ｖo・・・出力電圧（or出力端子）

Claims

入力直流電源に直列接続された複数のスイッチング素子と、２次巻線及び第１の１次巻線とを備えたトランスと、前記第１の１次巻線と電流共振コンデンサが直列接続され前記スイッチング素子のいずれかに並列接続された共振回路と、前記２次巻線に接続され出力電圧を得る整流回路とを備え、前記出力電圧が所定の目標値になるように前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する共振型スイッチング電源装置において、
前記トランスは、前記第１の１次巻線に結合された第２の１次巻線を備え、該第２の１次巻線の一方の端子が前記第１の１次巻線の一方の端子または他方の端子のいずれかに接続され、他方の端子が開放されていることを特徴とする共振型スイッチング電源装置。
前記トランスは、リーケージトランスであることを特徴とする請求項１に記載の共振型スイッチング電源装置。
前記第２の１次巻線の一方の端子が前記第１の１次巻線の一方の端子または他方の端子のいずれかにコンデンサを介して接続されたことを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれかに記載の共振型スイッチング電源装置。
前記第２の１次巻線の一方の端子が前記第１の１次巻線の一方の端子または他方の端子のいずれかに抵抗を介して接続されたことを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれかに記載の共振型スイッチング電源装置。
前記第２の１次巻線の一方の端子が前記第１の１次巻線の一方の端子または他方の端子のいずれかにコンデンサと抵抗の直列回路を介して接続されたことを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれかに記載の共振型スイッチング電源装置。
前記第１の１次巻線と前記第２の１次巻線が、バイファイラ巻により密に結合されたことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の共振型スイッチング電源装置。