CN112468011B - 一种应用于高压微秒脉冲电源的限压整形电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种应用于高压微秒脉冲电源的限压整形电路，包括通过直流电源供电的高压微秒脉冲电源，直流输入电压U_dc通过稳压滤波储能电容C_in与变压器T和开关管Q相连，变压器T的次级侧通过限压整形电路与等离子体产生装置相连，限压整形电路包括硅堆二极管D₁、硅堆二极管D₂和电阻R₁，变压器T次级侧释放的高压脉冲能量通过硅堆二极管D₁，当电压达到硅堆二极管D₁的击穿电压时，硅堆二极管D₁会被击穿，之后电流会流经一个与之共阳极串联的硅堆二极管D₂，而并联在硅堆二极管D₂上的电阻R₁与硅堆二极管D₁组成RDD缓冲吸收电路，具有工程应用价值，同时也为类似电源系统由于谐振问题导致的输出电压振荡问题的解决提供一个简单可靠的解决方案。

Description

一种应用于高压微秒脉冲电源的限压整形电路

技术领域

本发明涉及高压微秒脉冲电源技术领域，具体为一种应用于高压微秒脉冲电源的限压整形电路。

背景技术

大气压低温等离子体是一种利用气体放电在敞开大气压条件下产生的非平衡态等离子体，大气压低温等离子体的应用方式有很多种，如空气射流放电产生低温等离子体，利用射流等离子体羽，可以用来进行牙根管治疗，也因此空气射流放电产生的低温等离子体广泛的应用于医学领域；等离子体也可以用来表面改性，例如改变材料表面的亲憎水性。因此，低温等离子体的产生需要高压脉冲电源来进行气体放电，为了更好的产生大气压低温等离子体，这就需要高压脉冲电源输出的电压波形没有过多的震荡。

传统的高压脉冲电路为了减小串联谐振，往往会在变压器的初级侧并联一个吸收电路，从而实现滤波的作用。这种方法通常是在整流电路之后并联一个滤波电路，这样可以滤除电网干扰，并且抑制设备对电网进行的反干扰。还有一种方法是将吸收电路加在开关管和变压器初级侧之间，这样可以抑制电路的自激震荡和高压输出脉冲的抖动，还可以防止高压开关的误导通。

为了消除串联谐振，通常是在电路中并联RCD、RC或RLC吸收电路，但这些电路通常都是加在变压器初级侧的电路中，区别主要是加在初级侧的不同位置：

1)如专利CN207265897U所述，将吸收电路加在整流桥之后，这样不仅可以滤除电网的干扰，还可以抑制设备对电网的干扰；

2)如专利CN105811798A和CN111358967A所述，将吸收电路加在开关单元和变压器初级侧之间，可以抑制电路自激震荡和高压输出脉冲的抖动，还可以防止开关管的误导通。

目前消除串联谐振的方法都集中于在初级侧添加缓冲吸收电路，这种方法是可以将初级侧的串联谐振消除，但变压器次级侧的杂散电感、电容及变压器本身的漏感以及等离子体装置中的电极本身自带的寄生电容，还是会引起次级侧的串联谐振，这样当高压微秒脉冲电源输出电压到负载上时，所输出的电压波形还是会有一定的杂波干扰。

像CN105811798A、CN20726589U和CN111358967A等专利所公开的，通过在变压器初级侧并联一个缓冲吸收电路，虽然在一定程度上消除了串联谐振带来的影响，但当电压经过变压器升压到次级侧之后，次级侧的杂散电感和杂散电容以及等离子体装置负载所带来的寄生电容还是会引起串联谐振，会导致输出电压波形仍然有杂波的存在。

基于此，本发明设计了一种应用于高压微秒脉冲电源的限压整形电路，以解决上述提到的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种应用于高压微秒脉冲电源的限压整形电路，通过在变压器次级侧并联两个反向的硅堆二极管，利用二极管的正向导通和反向击穿特性，采用两个共阳极连接的高压硅堆支路，实现限压输出，起到保护整机开关元器件的作用；同时在高压侧负压输出阶段，二极管和电阻串联支路，形成RDD吸收电路，从而打破副边漏感储能过程，减小高压侧与负载电容串联谐振能量，从而起到输出脉冲电压波形整形的目的。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种应用于高压微秒脉冲电源的限压整形电路，所述高压微秒脉冲电源通过直流电源供电，所述高压微秒脉冲电源包括稳压滤波储能电容C_in，直流输入电压U_dc通过稳压滤波储能电容 C_in与变压器T的初级侧和开关管Q相连，所述稳压滤波储能电容C_in的正极以及所述变压器T的初级侧一端均和所述直流输入电压U_dc的正极连接，所述变压器T的初级侧另一端与开关管Q的集电极相连接，所述开关管Q的发射极以及所述稳压滤波储能电容C_in的负极均和所述直流输入电压U_dc的负极连接，所述变压器T的次级侧通过限压整形电路与等离子体产生装置相连，所述变压器T 受开关管Q控制，当开关管Q导通时，变压器T初次侧的能量储存在变压器T 的储能电感上，当开关管Q关断时，储存在变压器T上的能量会根据安匝守恒定律在变压器T次级侧进行释放，形成高压脉冲能量波形，所述限压整形电路包括硅堆二极管D₁、硅堆二极管D₂和电阻R₁，所述硅堆二极管D₁和硅堆二极管D₂串联，所述电阻R₁与硅堆二极管D₂并联，所述硅堆二极管D₁和硅堆二极管D₂的串联电路与所述变压器T次级侧相并联，所述变压器T次级侧释放的高压脉冲能量通过硅堆二极管D₁，当电压达到硅堆二极管D₁的击穿电压时，硅堆二极管D₁会被击穿，之后电流会流经一个与之共阳极串联的硅堆二极管D₂，而并联在硅堆二极管D₂上的电阻R₁与硅堆二极管D₁组成RDD缓冲吸收电路。

优选的，所述变压器为反激变压器，绕组的极性设置使得当一次绕组导电时，二次绕组无法导电。

优选的，所述等离子体产生装置的电极采用高压电容C_load。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1)本发明不仅通过在变压器次级侧并联两个共阳极串联的硅堆二极管来限制最高输出电压，起到快速限压保护的作用；

2)利用二极管的正向导通性和并联的电阻组成缓冲吸收电路来解决容性负载条件下输出脉冲电压谐振波形振荡问题；

2)相比于传统的在变压器初级测添加缓冲吸收电路，本发明在次级侧添加缓冲吸收电路，能够更加高效率地清除串联谐振带来的杂波影响，高压脉冲输出波形整形效果更佳。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明高压微秒脉冲电源电路拓扑结构图；

图2为本发明额载工况不添加限压整形电路等效电路及关键点分析波形图；

图3为本发明额载工况添加限压整形电路等效电路及关键点分析波形图；

图4为本发明轻载工况添加限压整形电路限压保护等效电路及关键点分析波图；

图5为本发明微秒高压脉冲电源整体装置结构示意图；

图6为本发明高压微秒脉冲电源在变压器初级侧添加吸收整形电路实验对比波形图；

图7为本发明高压微秒脉冲电源在变压器高压二次侧添加RDD整形电路实验波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例1

如图1，是实验室自制的高压微秒脉冲电源电路拓扑结构图，如图所示，实验室的高压微秒脉冲电源是通过直流电源进行供电的，其中C_in为直流输入电压的稳压滤波储能电容，能够保持电压恒定不变，为之后的电路提供必须的瞬态功率，带储能电感的变压器既是储能元件也是放电元件，由于变压器是反激变压器且受到开关管的控制，当开关管导通时，变压器一次侧的能量储存在变压器的储能电感上，当开关晶体管关断时，储存在变压器上的能量会根据安匝守恒定律在变压器次级侧进行释放，形成高压脉冲能量波形。其中，I_pri为变压器初级测电流，I_sec为变压器次级侧的电流，PWM为开关管两端的信号波形，U_pulse为施加在负载两端的脉冲电压。实验时，使用高压电容来代替等离子体装置电极。

如图1所示，由于我们所使用的变压器为反激变压器，绕组的极性设置使得当一次绕组导电时，二次绕组无法导电。所以当开关管关断时，储存在变压器储能电感上的能量，经过次级侧释放时，会首先通过硅堆二极管D₁，而根据二极管的反向击穿特性，当电压达到硅堆二极管D₁的击穿电压时，硅堆二极管 D₁会被击穿，从而来限制最高输出电压，防止高压微秒脉冲电源接在大气压等离子体产生装置上时，因过高电压导致装置烧毁的情况。之后电流会流经另外一个与之共阳极串联的硅堆二极管D₂，而此时并联在硅堆二极管D₂上的电阻会与硅堆二极管D₁组成RDD缓冲吸收电路，从而来消除串联谐振带来的谐波干扰。

相比于传统的在变压器初级测添加缓冲吸收电路，本发明在变压器次级侧添加RDD限压缓冲吸收电路，既能够限制最高输出电压，还能够更好的消除串联谐振，使输出电压波形更加平滑。

实施例2

本发明是基于次级侧添加RDD限压整形电路，提出了一种更好的消除串联谐振的方法。图2为微秒脉冲电源正常额载，未添加限压保护电路和整形支路的等效电路及关键点分析波形。其中图2中(a)为等效电路图，图2中(b)为关键点分析波形。在t_1-0～t_1-1过程中，开关管Q处于导通状态，由于反激变压器的特性，此时初级侧的电流给变压器储能电感充电，能量全部积蓄在变压器上，此时变压器二次侧电压U_sec极性为上负下正，为负压，但此时二次侧未导通，所以I_sec为零，但根据变压器的匝比，此时的电压大小为

在t_1-1～t_1-2过程中，在开关管Q关断的瞬间。储存在变压器里的能量开始释放到二次侧，此时变压器二次侧的电流达到一个峰值为

之后电流逐渐减小，最终减小到零，而此时负载两端的电压也达到最大值，为U_pulse-peak；在t_1-2～t_1-3过程中，由于储存在变压器储能电感里的能量已经被释放到容性负载，容性负载本身自带储能效果，所以之后变压器二次侧电流反向，容性负载两端的电压也开始逐渐减小，直到为零；在t_1-3～t_1-4过程中，由于高压电容的反向充电，使变压器二次侧电感重新储能，直到容性负载上的能量消失，此时变压器二次侧电流衰减为零，而负载两端由充电变为放电，电压极性反向；在t_1-4～t_1-5过程中，线路的杂散电感电容为变压器反向充电，所以I_sec逐渐减小，负载两端的电压仍然继续减小；在t_1-5～t_1-12过程中，由于变压器的寄生电感和负载的寄生电容以及线路本身的杂散电感和电容的影响，会导致串联谐振的产生，引起变压器二次侧电流以及输出电压的波形震荡。

图3为变压器二次侧正常额载，没有添加限压保护，只添加了整形支路的等效电路图和关键点分析波形。其中，图3中(a)为等效电路，图3中(b)为关键点分析波形。在t_2-0～t_2-1过程中，开关管Q处于导通状态，变压器初级侧的能量开始积蓄到变压器的储能电感上，根据反激变压器的匝比和初级侧充电的直流电压以及基尔霍夫电压定律，此时负载两侧的电压为

由于添加了整形支路，此时电流从U_sec正极流出，流经R₁、D₁，最终到达负极，此时的电流大小为

在_t2-1～t_2-2过程中，开关管Q关断，此时储存在变压器储能电感上的能量开始释放到变压器二次侧，在开关管Q关断瞬间，此时变压器二次侧的电流达到最大值，为

之后电流逐渐减小到零，而负载两端的电压开始逐渐增大，并在二次侧电流为零时，达到峰值；在 t_2-2～t_2-3过程中，基于容性负载自带的储能效果，负载由充电变为放电，此时负载两端电压开始减小，直至为零，而变压器二次侧电流此时电流方向反向，电流值逐渐变大；在t_2-3～t_2-4过程中，线路中的杂散电容及电感向变压器充能的能量逐渐减小，并最终将能量全部传输到变压器上，所以变压器二次侧电流逐渐减小至零，负载两端的电压则保持为零不变；在t_2-4～t_2-5过程中，由于整形支路的作用，使得串联谐振消失，使得变压器二次侧电流波形以及负载两端的电压波形无震荡产生。

图4为变压器二次侧轻载，启动限压保护以及添加整形支路的情况下的等效电路及关键点波形分析图。在t_3-0～t_3-1过程中，开关管Q处于导通状态，此时的变压器二次侧电流与负载两端电压与之前两种状态一样，其中变压器二次侧电流为

负载两端电压为

在t_3-1～t_3-2过程中，开关管Q处于关断状态，由于负载为轻载，为了防止电压过高，损坏负载，所以添加了限压保护电路，因此在分析时有2条支路，其中限压支路，由于硅堆二极管的反向击穿特性，当电压达到二极管的反向击穿电压值时，电路导通，所以I_sec1逐渐增大，而另一支路则直接流过负载，所以I_sec2在关断一瞬间达到峰值，为

之后电流I_sec2开始逐渐减小到零，此时两条支路也满足基尔霍夫电流定律，负载两端电压也在这一过程中逐渐增加，最终达到U_{pulse_limit}；在 t_3-2～t_3-3过程中，开关管Q仍处于关断状态，此时变压器二次侧电流I_sec继续减小，直到为零，而流经硅堆二极管的电流I_sec1则在二极管D₁导通之后，电流值开始减小到零，电流I_sec2流经负载的支路则被短路，在这一过程中电流为零，而负载两端的脉冲电压仍保持U_{pulse_limit}不变；在t_3-3～t_3-4过程中，容性负载反向给变压器充电，此时I_sec1支路未导通，电流为零，I_sec2开始慢慢增加，负载两端的电压逐渐减小；在t_3-4～t_3-5过程中，负载两端的电压保持为零不变，I_sec1由于二极管的反向，所以未导通，电流为零，I_sec2由于负载的寄生电容及线路杂散电容储存的能量减少，逐渐减小到零；在t_3-5～t_3-6过程中，由于整形支路的存在，变压器二次侧的串联谐振被消除，所以变压器二次侧电流波形和负载两端的电压波形都无震荡产生，大小都一直保持为零。

实施例3

为了验证本发明方案的有效性，我们在实验室搭建了相关实验台，实验台如图5所示，整个高压微秒脉冲电源装置由脉冲驱动电路提供驱动，从而来控制开关管的导通和关断，由于开关管在使用的过程中，会产生热量，为了防止开关晶体管在使用的过程中被烧毁，用一个散热器来散掉开关晶体管的热量，而开关晶体管是用来控制脉冲高压变压器的开通和关断的，而变压器的次级侧就是连接了本次发明的限压整形电路。

我们在实验时，通过改变缓冲吸收电路的位置，分别测得了不添加缓冲吸收电路、在变压器初级侧添加缓冲吸收电路和在变压器次级侧添加缓冲吸收电路的波形，实验所测得的波形分别如下(红色波形即为输出脉冲电压波形)，其中，当在变压器初级侧和次级侧都不添加缓冲吸收电路所测的实验波形如图6中 (a)所示；当在变压器初级侧添加缓冲吸收电路且负载电容为1nF时所测的实验波形如图6中(b)所示；以及当在变压器初级侧添加缓冲吸收电路且负载电容为500pF时所测的实验波形如图6中(c)所示。

由图6中(a)可以看出，当既不在初级侧也不在次级侧添加缓冲吸收电路时，串联谐振的影响还是十分明显的，输出脉冲电压波形的震荡十分剧烈，有非常多的杂波，会严重影响低温等离子体的装置的放电效果，从而影响低温等离子体的气体放电特性以及应用效果；当在变压器初级测添加缓冲吸收电路时且负载为1nF的高压电容时，波形如图6中(b)所示，可以看出串联谐振并没有完全被消除，输出脉冲电压波形还是有较多的震荡和杂波存在的；同理，当在变压器初级侧添加缓冲吸收电路，且负载为500pF的高压电容时，波形如图6中(c) 所示，我们可以看到串联谐振仍然存在，且波形震荡并未改变多少，说明负载高压电容的容值对串联谐振的影响并不大，更进一步说明了当在变压器初级侧添加缓冲吸收电路时，对变压器次级侧的串联谐振并不能够起到消除的作用。

当我们在变压器的次级侧添加RDD缓冲吸收电路时，所测得的实验波形如图7所示。从图中我们可以看到串联谐振已经被消除了，可以有效地起到输出脉冲电压波形整形的目的。

最终实验测试结果验证了本发明提出的在变压器次级侧添加RDD限压整形电路的作用，实现了消除串联谐振的目的。本发明不仅可以直接应用于高压脉冲变压器储能式微秒脉冲电源系统中，具有工程应用价值，同时也为类似电源系统由于谐振问题导致的输出电压振荡问题的解决提供一个简单可靠的解决方案。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上公开的本发明优选实施例只是用于帮助阐述本发明。优选实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式。显然，根据本说明书的内容，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地理解和利用本发明。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (3)

1.一种应用于高压微秒脉冲电源的限压整形电路，其特征在于：所述高压微秒脉冲电源通过直流电源供电，所述高压微秒脉冲电源包括稳压滤波储能电容C_in，直流输入电压U_dc通过稳压滤波储能电容C_in与变压器T的初级侧和开关管Q相连，所述稳压滤波储能电容C_in的正极以及所述变压器T的初级侧一端均和所述直流输入电压U_dc的正极连接，所述变压器T的初级侧另一端与开关管Q的集电极相连接，所述开关管Q的发射极以及所述稳压滤波储能电容C_in的负极均和所述直流输入电压U_dc的负极连接，所述变压器T的次级侧通过限压整形电路与等离子体产生装置相连，所述变压器T受开关管Q控制，当开关管Q导通时，变压器T初次侧的能量储存在变压器T的储能电感上，当开关管Q关断时，储存在变压器T上的能量会根据安匝守恒定律在变压器T次级侧进行释放，形成高压脉冲能量波形，所述限压整形电路包括硅堆二极管D₁、硅堆二极管D₂和电阻R₁，所述硅堆二极管D₁和硅堆二极管D₂串联，所述电阻R₁与硅堆二极管D₂并联，所述硅堆二极管D₁和硅堆二极管D₂的串联电路与所述变压器T次级侧相并联，所述变压器T次级侧释放的高压脉冲能量通过硅堆二极管D₁，当电压达到硅堆二极管D₁的击穿电压时，硅堆二极管D₁会被击穿，之后电流会流经一个与之共阳极串联的硅堆二极管D₂，而并联在硅堆二极管D₂上的电阻R₁与硅堆二极管D₁组成RDD缓冲吸收电路。

2.根据权利要求1所述的一种应用于高压微秒脉冲电源的限压整形电路，其特征在于：所述变压器为反激变压器，绕组的极性设置使得当一次绕组导电时，二次绕组无法导电。

3.根据权利要求1所述的一种应用于高压微秒脉冲电源的限压整形电路，其特征在于：所述等离子体产生装置的电极采用高压电容C_load。

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