CN112865540B - 一种原边反馈式反激变换器的无损钳位网络及设计方法 - Google Patents

一种原边反馈式反激变换器的无损钳位网络及设计方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种原边反馈式反激变换器的新型无损钳位网络及设计方法；包括：电容C11和C12，电感L，二极管D11和D12，稳压二极管Dz；钳位网络由三条支路构成，分别是电容C11和C12并联构成的支路，二极管D11支路，二极管D12与电感L串联支路；本发明采用不同容量的双电容并联，大电容C12有效抑制电压过冲，实现钳位功能，小电容C11提高响应速度；根据支路性质不同，钳位网络由三条支路构成：电容C11和C12并联支路，不仅提高了响应速度，而且抑制了开关管关断过程中的电压尖峰；二极管D11支路在开关管关断过程中导通，为漏感能量向钳位网络转移提供通道；二极管D12与电感L串联支路，在开关管开通过程中以LC谐振方式回馈电容储能，形成开关管部分漏极电流。

Description

一种原边反馈式反激变换器的无损钳位网络及设计方法
技术领域
本发明涉及一种电子领域；尤其涉及一种原边反馈式反激变换器的新型无损钳位网络及设计方法。
背景技术
反激变换器因结构简单、体积小和成本低等优点，在中小功率场合具有很高的应用价值，特别是原边反馈式反激变换器，由于其兼具优越的隔离性能，适用场合更广泛。但是由于在变换器中起隔离和储能作用的变压器不可避免的存在漏感，在开关管关断瞬间会产生极大的电压尖峰，使得开关管承受较高电压应力，甚至可能导致开关管损坏，影响变换器稳定运行；同时，漏感损耗降低了反激变换器的效率。因此，为确保反激变换器安全可靠运行，并提高变换器因漏感损耗的效率，必须引入钳位网络对漏感能量加以吸收回馈。
一般地，钳位网络可以分为有源钳位和无源钳位两种，但是现有技术还存在以下不足：
传统的技术还存在以下不足：
(1)传统有源钳位网络抑制尖峰电压效果好，但是每个主电路都需要一套独立的有源钳位电路，特别是当主电路多路交错并联时，增加了驱动电路的难度和变换器的成本。
(2)传统RCD钳位由二极管、钳位电阻和钳位电容组成，RCD钳位网络拓扑精简，能够抑制尖峰电压，但是钳位网络吸收的漏感能量都耗散在电阻发热上，导致拓扑效率低下。
(3)传统TVS钳位由瞬态电压抑制器TVS和二极管组成。TVS钳位结构简单，响应速度快，但是钳位网络吸收的漏感能量经由TVS耗散，导致变换器效率低下。
(4)常用LCD钳位由单个电容、电感和二极管组成。这种LCD钳位所用钳位电容容量大，有效确保了钳位电压稳定，但也延缓了响应速度，不适于对响应速度要求较高的原边反馈式反激变换器。
(5)常用有源钳位网络，采用场效应晶体管来替代钳位网络中的二极管，虽然有源钳位网络效率与传统钳位网络效率相比略有提高，但是有源钳位网络需要专门的驱动电路，电路结构复杂，同时还存在响应速度慢的缺点。
发明内容
本发明的目的是提供一种原边反馈式反激变换器的新型无损钳位网络及设计方法。
本发明是通过以下技术方案实现的：
本发明涉及一种原边反馈式反激变换器的无损钳位网络，其特征在于，包括：电容C11和电容C12，电感L，二极管D11，二极管D12，稳压二极管Dz和三条支路，其中三条支路分别是电容C11和C12与稳压二极管Dz串联支路构成的并联支路；二极管D11支路；二极管D12与电感L串联支路；
并联支路的稳压二极管Dz阴极与变压器原边的同名端以及开关管Q漏极、电容C11的一端相连，稳压二极管Dz阳极与电容C12的一端相连，电容C12的另一端与电容C11的另一端以及二极管D11的阳极二极管D12的阴极相连；二极管D11的阴极与变压器原边的异名端相连；二极管D12和电感L支路的电感端与开关管Q源极相连接；
所述二极管D11支路在开关管关断过程中导通，所述并联支路构成漏感能量转移回路，为漏感中存储的能量向钳位网络转移提供通道；
所述二极管D12与电感L串联支路在开关管导通过程中导通，所述二极管D12与电感L串联支路与并联支路及功率开关管构成漏感能量回馈回路，以电感电容元件谐振方式，将并联电容在开关管关断期间储存的漏感能量回馈，形成开关管部分漏极电流，降低了漏感损耗。
本发明还涉及前述原边反馈式反激变换器无损钳位网络的设计方法，包括：钳位网络工作状态分析：
应用于原边反馈式反激变换器新型无损钳位网络的电路结构如图1所示，假设反激变换器工作在CCM模式，将变压器等效为漏感和励磁电感的串联电路。当开关管Q导通时，励磁电感LM电流线性增大，变压器储存能量，由滤波电容Co对负载RL供能；当开关管Q截止时，副边续流二极管D2导通，使得变压器储存的磁场能量向负载RL和输出滤波电容Co转移。
在一个周期内，新型无损钳位网络的能量转移过程可以分为下述阶段：
1)t0到t1阶段
开关管Q导通，二极管D11、D12和续流二极管D2反偏截止。输入电压Vin施加在历次励磁电感LM和漏感L1k上，流过变压器原边电流ipri线性上升，变压器储能增加。直到t1时刻，开关管Q关断，变压器原边电流ipri升至最大值Ip。
此阶段变换器能量转移等效电路如图2所示。
2)t1到t2阶段
从t1时刻开始，开关管Q进入关断过程，其漏极电流id迅速下降到零；同时，D2仍未导通；励磁电感LM产生与t0到t1阶段极性相反的感应电压，使得D11导通；
由于励磁电感LM很大，电容C11很小，且t1到t2阶段持续时间很短，变压器原边电流ipri给小电容C11恒流充电，则C11两端电压UC11线性上升，变压器原边电感储能和漏感能量的很小一部分转移到C11；直到t2时刻，UC11上升至UF，反射电压UF是输出电压Uo通过变压器副边对原边的反馈电压；
在这一阶段中，由于小电容C11容量小，提高了钳位网络的响应速度。
此阶段变换器能量转移等效电路如图3示。
3)t2到t3时段
t2时刻，电容C11两端电压UC11上升至UF后，二极管D2开始导通，变压器原边储能耦合到副边，并为负载RL和滤波电容Co传输能量。变换器稳压输出Uo，设np和ns分别为变压器原边和副边绕组匝数，Uforward是D2的导通压降，则有
Figure GDA0004160030410000031
则反射电压UF等效为一个电压源，与变压器的漏感Llk串联；
本发明二极管DZ的击穿电压UZ等于反射电压UF与输入电压Vin之和，因此，从t2时刻开始，稳压二极管DZ被击穿，由电压源UF和漏感Llk同时向小电容C11和大电容C12充电，电容两端电压缓慢上升，漏感电流开始下降；直到t3时刻，漏感电流iLK下降至零，D11关断，UC11上升至最大值Uc-Uin，钳位电压为Uc；同时在电容C11、C12和稳压二极管DZ组成回路中，由于UC11和UC12极性相反，差值为击穿电压UZ，因此C12被反向充电，直到t3时刻，UC12反向下降至最小值；
由于漏感能量同时转移向电容C11和C12中，根据电流连续原理可以确定电容C12电流为
Figure GDA0004160030410000032
IP为流过变压器原边电流的最大值；
同样可以计算流过电容C11的电流；
在这一阶段中，由于大电容C12容量大，抑制了开关管关断过程中的电压尖峰。
此阶段变换器能量转移等效电路如图4所示。
4)t3到t4阶段
t3时刻，D11已经关断，流过C11和C12电流为零，漏感能量已经完全转移到了电容C11和C12中储存；同时，由于t2到t3期间原边存在反射电压，则输出端的部分能量也反馈至电容中储存；另外，t1到t2期间励磁绕组LM也向C11转移了极少能量，因时间太短，可以忽略不计；直到t4时刻，两个钳位电容的电压都维持不变，钳位网络中储存的漏感能量也保持不变。
此阶段变换器能量转移等效电路如图5所示。
从t1到t4时刻，变换器处于开关管Q关断状态。
5)t4到t5时段
t4时刻，开关管栅极高电平到来，开关管Q开始导通；流经开关管的电流id由变压器原边电流ipri和钳位网络中LC11的谐振电流组成；从t4时刻开始，电容C11中储能经开关管Q向电感L转移，两端电压UC11开始下降；直至t5时刻，UC11下降至零，L上的电流达到最大值，C11中储能彻底转移至电感L中；同时，由于C12和C11极性相反，DZ无法正向导通，C12继续钳位，其储能不变。
此阶段变换器能量转移等效电路如图6所示。
6)t5到t6时段
从t5时刻开始，电感L向电容C11反向充电，L上的电流开始下降，UC11反向上升；直到t6时刻，电容C11和C12两端电压相同，稳压二极管DZ开始导通，L的储能同时向两个电容中转移。
此阶段变换器能量转移等效电路如图7所示。
7)t6到t7时段
t6时刻，DZ开始导通，电感L上的电流继续下降，L的储能同时向两个电容中转移；直到t7时刻，L上的电流降低至零，D12关断，电容两端电压达到反向最大值。
此阶段变换器能量转移等效电路如图8所示。
本发明所述的钳位网络能够实现漏感能量无损吸收。通过上述说明可以知道，首先在开关管关断期间，通过二极管D11将漏感能量转移到并联电容C11和C12中；然后在开关管导通期间，电容C11和C12、电感L通过二极管D12形成谐振回路，使并联电容储存的漏感能量流经开关管Q。显然，开关管关断期间的能量转移过程是分析钳位电路能耗的关键，也是设计钳位电路的基础。现对开关管关断期间转移的能量估算如下：
1)变压器漏感储能Wk
由于反激变换器的变压器存在气隙，漏感Llk较大。在开关管导通期间，当变压器原边最大电流为Ip，则漏感储存的能量Wk为
Figure GDA0004160030410000051
2)输出端的回馈能量WF
开关管处于t2时刻(关断期间)，电容C11两端电压UC11上升至UF后，二极管D2开始导通，因此输出电压Uo通过变压器耦合为原边反射电压UF，UF等效为电压源(因反激变换器实现稳态输出，Uo恒定，即UF也恒定)。同时，由于变压器不可避免地存在漏感Llk，因此原边电路相当于反射电压UF与漏感Llk串联后同时对并联电容充电，由前文已知反射电压UF＝(np/ns)×(Uo+Uforward)(公式(1))。
本发明所述钳位网络中，电容电感谐振频率满足远高于变换器频率这一条件，t2到t3时段内，电容C11两端电压UC11仅在很小范围内波动，为简化分析，假设在反激变换器稳态工作时电容电压UC11保持钳位电压Uc不变，则原边漏感Llk、反射电压源和并联电容组成回路等效如图9所示。
由KVL定律可得漏感电压Ulk为
Ulk＝Uc-UF (4)
由式(4)可知，Ulk也基本不变，故漏感电流线性下降，且下降率为Ulk/Llk，则流过漏感的电流为
Figure GDA0004160030410000052
因此，漏感电流下降到零的时长Δt为
Figure GDA0004160030410000053
由于漏感和反射电压源串联，则t2到t3期间反射电压产生的回馈能量为
Figure GDA0004160030410000054
3)无损钳位网络吸收的能量Wc
在开关管关断期间，由于t1到t2时段内原边励磁绕组LM和漏感对电容C11转移的能量很少(可以忽略不计)，则认为在一个开关周期内，钳位网络吸收能量的过程主要集中在t2到t3期间；钳位网络总能耗Wc主要由初级绕组漏感储能Wk和输出端回馈能量WF构成，因此有
Figure GDA0004160030410000061
本发明所涉及钳位网络的参数设计与选择方法：
本发明重点在于提出钳位网络的参数设计与选择方法。电容参数选择的前提是电容C11和C12在开关管关断期间的能量分配。电容C11上电压从UF上升到Uc-Uin，钳位电压Uc在一定程度上由开关管耐压特性决定。则C11吸收的能量为
Figure GDA0004160030410000062
电容C12从电压-(UF-UZ)上升到-(Uc-Uin-UZ)，吸收的能量为
Figure GDA0004160030410000063
电容C11和C12储存能量之和等于关断过程中转移到钳位网络的总能量Wc。为了确保钳位网络响应速度，可以选电容C12的容量为电容C11的4倍，进而根据公式(8)-(10)计算出电容C11和C12的容量。
Figure GDA0004160030410000064
电感L的参数选择方法可以从开关管导通期间的LC谐振过程分析得到，要同时考虑开关管电流限制(也就是谐振回路电流)和谐振回路响应速度，这两个参数根据t4到t5期间钳位网络能量转移等效电路可得，如图10所示。
图10中LC谐振电路频率为
Figure GDA0004160030410000065
由于t4到t5期间(导通期间)仅由电容C11放电，估算谐振频率时只考虑该电容。
通常反激变换器占空比D小于0.5，为了保证响应速度，钳位网络谐振频率至少是开关频率的n倍(n＞16)，对应电感L的电感量为
Figure GDA0004160030410000066
从LC谐振电路可以看出在t5时刻电容中存储的能量全部转移到电感中，忽略转移过程中的损耗，则有
Figure GDA0004160030410000071
式中ILmax为电感L的电流幅值。
电感的选择范围为
Figure GDA0004160030410000072
(1)本发明所述新型无损钳位网络利用LC谐振电路，将钳位电容C吸收的漏感能量回馈至功率管，不仅有效抑制了尖峰电压，也减小了漏感损耗。
(2)本发明所述新型无损钳位网络不仅降低了漏感损耗，而且网络结构简单。
(3)本发明所述新型无损钳位网络采用不同容量的双电容并联，大电容有效抑制电压过冲，小电容提高响应速度。
(4)本发明所述新型无损钳位网络采用不同容量的双电容并联，大电容有效抑制电压过冲，小电容提高响应速度。根据支路性质不同，钳位网络由三条支路构成：电容C11和C12并联支路(大电容C12串联稳压管DZ)，不仅提高了响应速度，也抑制了开关管关断过程中的电压尖峰；二极管D11支路在开关管关断过程中导通，为漏感能量向钳位网络转移提供通道；二极管D12与电感L串联支路，在开关管开通过程中以LC谐振方式回馈电容储能，形成开关管部分漏极电流。
(5)本发明所述采用原边反馈技术的反激变换器，要求钳位网络在有效抑制电压尖峰的基础上提高响应速度，然而现有钳位网络很难满足这一需求。
附图说明
图1是本发明所涉及原边反馈式反激变换器的新型无损钳位网络电路结构图；
图2是本发明t0到t1阶段无损钳位网络能量转移等效电路图；
图3是本发明t1到t2阶段无损钳位网络能量转移等效电路图；
图4是本发明t2到t3阶段无损钳位网络能量转移等效电路图；
图5是本发明t3到t4阶段无损钳位网络能量转移等效电路图；
图6是本发明t4到t5阶段无损钳位网络能量转移等效电路图；
图7是本发明t5到t6阶段无损钳位网络能量转移等效电路图；
图8是本发明t6到t7阶段无损钳位网络能量转移等效电路图；
图9是本发明开关管关断期间的能量转移等效电路图；
图10是本发明开关管导通期间的能量转移等效电路图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。应当指出的是，以下实施实例只是对本发明进一步说明，但本发明的保护范围并不限于以下实施例。
实施例
本实施例涉及一种原边反馈式反激变换器的新型无损钳位网络，包括：电容C11和C12，电感L，二极管D11和D12，稳压二极管Dz；钳位网络由三条支路构成，分别是电容C11和C12并联支路，二极管D11支路，二极管D12与电感L串联支路；
所述电容C11和C12并联支路，大电容C12可以抑制开关管关断过程中的电压过冲，实现钳位功能，使开关管不必承受较高的电压应力以致损坏，小电容C11可以确保钳位网络响应速度较快；
所述二极管D11支路在开关管关断过程中导通，与电容C11和C12并联支路构成漏感能量转移回路，为漏感中存储的能量向钳位网络转移提供通道；
所述二极管D12与电感L串联支路在开关管导通过程中导通，与电容C11和C12并联支路及功率开关管构成漏感能量回馈回路，以电感电容元件谐振的方式，将并联电容在开关管关断期间储存的漏感能量回馈，形成开关管部分漏极电流，降低了漏感损耗。
本发明还涉及前述原边反馈式反激变换器新型无损钳位网络的设计方法，包括：钳位网络工作状态分析：
应用于原边反馈式反激变换器的新型无损钳位网络电路结构如图1所示，假设反激变换器工作在CCM模式，将变压器等效为漏感和励磁电感的串联电路。当开关管Q导通时，励磁电感LM电流线性增大，变压器储存能量，由滤波电容Co对负载RL供能；当开关管Q截止时，副边续流二极管D2导通，使得变压器储存的磁场能量向负载RL和输出滤波电容Co转移。
在一个周期内，新型无损钳位网络的能量转移过程可以分为下述阶段：
1)t0到t1阶段
开关管Q导通，二极管D11、D12和续流二极管D2反偏截止。输入电压Vin施加在励磁电感LM和漏感L1K上,变压器原边电流ipri线性上升，变压器储能增加。直到t1时刻，开关管Q关断，ip升至最大值Ip；
此阶段变换器能量转移等效电路如图2所示。
2)t1到t2阶段
从t1时刻开始，开关管Q进入关断过程，其漏极电流id迅速下降到零；同时，D2仍未导通；励磁电感LM产生与t0到t1阶段极性相反的感应电压，使得D11导通；
由于励磁电感LM很大，电容C11很小，且t1到t2阶段持续时间很短，电流ipri给小电容C11恒流充电，则C11两端电压UC11线性上升，变压器原边电感储能和漏感能量的很小一部分转移到C11；直到t2时刻，UC11上升至UF，反射电压UF是输出电压Uo通过变压器副边对原边的反馈电压；
在这一阶段中，由于小电容C11容量小，提高了钳位网络的响应速度。
此阶段变换器能量转移等效电路如图3所示。
3)t2到t3时段
t2时刻，电容C11两端电压UC11上升至UF后，二极管D2开始导通，变压器原边储能耦合到副边，并为负载RL和滤波电容Co传输能量。变换器稳压输出Uo，设np和ns分别为变压器原边和副边绕组匝数，Uforward是D2的导通压降，则有
Figure GDA0004160030410000091
则反射电压UF等效为一个电压源，与变压器的漏感Llk串联；
本发明二极管DZ的击穿电压UZ等于反射电压UF与输入电压Vin之和，因此，从t2时刻开始，稳压二极管DZ被击穿，由电压源UF和漏感Llk同时向小电容C11和大电容C12充电，电容两端电压缓慢上升，漏感电流开始下降；直到t3时刻，漏感电流ip下降至零，D11关断，UC11上升至最大值Uc-Uin，钳位电压为Uc；同时在电容C11、C12和稳压二极管DZ组成回路中，由于UC11和UC12极性相反，差值为击穿电压UZ，因此C12被反向充电，直到t3时刻，UC12反向下降至最小值；
由于漏感能量同时转移向电容C11和C12中，根据电流连续原理可以确定电容C12电流为
Figure GDA0004160030410000092
同样可以计算流过电容C11的电流；
在这一阶段中，由于大电容C12容量大，抑制了开关管关断过程中的电压尖峰。
此阶段变换器能量转移等效电路如图4所示。
4)t3到t4阶段
t3时刻，D11已经关断，流过C11和C12电流为零，漏感能量已经完全转移到了电容C11和C12中储存；同时，由于t2到t3期间原边存在反射电压，则输出端的部分能量也反馈至电容中储存；另外，t1到t2期间原边励磁绕组LM也向C11转移了些微能量，因时间太短，可以忽略不计；直到t4时刻，两个钳位电容的电压都维持不变，钳位网络中储存的漏感能量也保持不变。
此阶段变换器能量转移等效电路如图5所示。
从t1到t4时刻，变换器处于开关管Q关断状态。
5)t4到t5时段
t4时刻，开关管栅极高电平到来，开关管Q开始导通；流经开关管的电流id由变压器原边电流ipri和钳位网络中LC11的谐振电流组成；从t4时刻开始，电容C11中储能经开关管Q向电感L转移，两端电压UC11开始下降；直至t5时刻，UC11下降至零，L上的电流达到最大值，C11中储能彻底转移至电感L中；同时，由于C12和C11极性相反，DZ无法正向导通，C12继续钳位，其储能不变。
此阶段变换器能量转移等效电路如图6所示。
6)t5到t6时段
从t5时刻开始，电感L向电容C11反向充电，L上的电流开始下降，UC11反向上升；直到t6时刻，电容C11和C12两端电压相同，稳压二极管DZ开始导通，L的储能同时向两个电容中转移。
此阶段变换器能量转移等效电路如图7所示。
7)t6到t7时段
t6时刻，DZ开始导通，电感L上的电流继续下降，L的储能同时向两个电容中转移；直到t7时刻，L上的电流降低至零，D12关断，电容两端电压达到反向最大值。
此阶段变换器能量转移等效电路如图8所示。
本发明所述的钳位网络能够实现漏感能量无损吸收。通过上述说明可以知道，首先在开关管关断期间，通过二极管D11将漏感能量转移到并联电容C11和C12中；然后在开关管导通期间，电容C11和C12、电感L通过二极管D12形成谐振回路，使并联电容储存的漏感能量流经开关管Q。显然，开关管关断期间的能量转移过程是分析钳位电路能耗的关键，也是设计钳位电路的基础。现对开关管关断期间转移的能量估算如下：
1)初级绕组的漏感储能Wk
由于反激变换器的变压器存在气隙，漏感Llk较大。在开关管导通期间，当变压器原边最大电流为Ip，则漏感储存的能量Wk为
Figure GDA0004160030410000111
2)输出端的回馈能量WF
开关管处于t2时刻(关断期间)，电容C11两端电压UC11上升至UF后，二极管D2开始导通，因此输出电压Uo通过变压器耦合为原边反射电压UF，UF等效为电压源(因反激变换器实现稳态输出，Uo恒定，即UF也恒定)。同时，由于变压器不可避免地存在漏感Llk，因此原边电路相当于反射电压UF与漏感Llk串联后同时对并联电容充电，由前文已知反射电压UF＝(np/ns)×(Uo+Uforward)(公式(1))。
本发明所述钳位网络中，电容电感谐振频率满足远高于变换器频率这一条件，t2到t3时段内，电容C11两端电压UC11仅在很小范围内波动，为简化分析，假设在反激变换器稳态工作时电容电压UC11保持钳位电压Uc不变，则原边漏感Llk、反射电压源和并联电容组成回路等效如图9所示。
由KVL定律可得漏感电压Ulk为
Ulk＝Uc-UF (4)
由式(4)可知，Ulk也基本不变，故漏感电流线性下降，且下降率为Ulk/Llk，则流过漏感的电流为
Figure GDA0004160030410000112
因此，漏感电流下降到零的时长Δt为
Figure GDA0004160030410000113
由于漏感和反射电压源串联，则t2到t3期间反射电压产生的回馈能量为
Figure GDA0004160030410000114
3)无损钳位网络吸收的能量Wc
由于t1到t2时段内原边励磁绕组LM和漏感对电容C11转移的能量很少(可以忽略不计)，则认为在一个开关周期内，钳位网络吸收能量的过程主要集中在t2到t3期间；钳位网络总能耗Wc主要由初级绕组漏感储能Wk和输出端回馈能量WF构成，因此有
Figure GDA0004160030410000115
本实施例所涉及钳位网络参数设计与选择方法：
本发明重点在于提出钳位网络的参数设计与选择方法。电容参数选择的前提是电容C11和C12在开关管关断期间的能量分配。电容C11上电压从UF上升到Uc-Uin，钳位电压Uc在一定程度上由开关管耐压特性决定。则C11吸收的能量为
Figure GDA0004160030410000121
电容C12从电压-(UF-UZ)上升到-(Uc-Uin-UZ)，吸收的能量为
Figure GDA0004160030410000122
电容C11和C12储存能量之和等于关断过程中转移到钳位网络的总能量Wc。为了确保钳位网络响应速度，可以选电容C12的容量为电容C11的4倍，进而根据公式(8)-(10)计算出电容C11和C12的容量。
Figure GDA0004160030410000123
电感L的参数选择方法可以从开关管开通期间的LC谐振过程分析得到，要同时考虑开关管电流限制(也就是谐振回路电流)和谐振回路响应速度，这两个参数根据t4到t5期间钳位网络能量转移等效电路可得，如图10所示。
图10中LC谐振电路频率为
Figure GDA0004160030410000124
由于t4到t5期间(导通期间)仅由电容C11放电，估算谐振频率时只考虑该电容。
通常反激变换器占空比D小于0.5，为了保证响应速度，钳位网络谐振频率至少是开关频率的n倍(n＞16)。对应电感L的电感量为
Figure GDA0004160030410000125
从LC谐振电路可以看出在t5时刻电容中存储的能量全部转移到电感中，忽略转移过程中的损耗，则有
Figure GDA0004160030410000126
式中ILmax为电感L的电流幅值。
电感的选择范围为
Figure GDA0004160030410000131
所述钳位网络设计的具体步骤为：
选择开关频率f＝100kHz，输入电压Vin＝100V，输出电压Uo＝8V，励磁电感L＝1mH，漏感Lk＝20uH，滤波电容C＝50uF的反激变换器，占空比为0.5。
根据已知参数，可以得出反激变换器中原边励磁电流幅值Ip＝0.54A。稳压二极管击穿电压UZ的选择一定要大于反射电压UF，本发明中选择击穿电压略大于反射电压；反激变换器的反射电压可以按下式计算
Figure GDA0004160030410000132
其中Uforward为续流二极管D2的正向导通压降，根据变换器参数可以得到反射电压UF为108.75V，稳压二极管击穿电压UZ选择110V。
不考虑变压器漏感情况下，开关管所承受最大电压为
Ures＝Uin+UF (18)
则开关管漏极和源极间最大电压为208.75V，但是漏感会使实际电压更高，本发明选择钳位电压Uc为240V。
由公式(3)、(7)和(8)可得开关管关断期间钳位网络吸收总能量Wc＝7.471uJ，其中漏感储存能量Wk＝2.916uJ，反射能量WF＝4.555uJ。因此根据公式(11)和(12)可得电容C11的电容量为1.1nF，选择标准的1nF电容，电容C12选择标准的4nF电容。
由于励磁电流幅值为0.54A，考虑到实际功率MOSFET的载流能力，设计电感电流约为幅值的3倍，即1.5A，假设电容中的能量全部转移到电感中，则根据公式(15)可以得出电感L的电感量为7.11uH，为了限制MOSFET的漏极电流选择8uH。
钳位网络的参数选择为：电容C11＝1nF，电容C12＝4nF，电感L＝8uH，击穿电压UZ＝210V。
本发明与现有技术相比，具有以下优点：
(1)本发明所述新型无损钳位网络利用LC谐振电路，将钳位电容C吸收的漏感能量回馈至功率管，不仅有效抑制了尖峰电压，也减小了漏感损耗。
(2)本发明所述新型无损钳位网络不仅降低了漏感损耗，而且网络结构简单。
(3)本发明所述新型无损钳位网络采用不同容量的双电容并联，大电容有效抑制电压过冲，小电容提高响应速度。
(4)本发明所述新型无损钳位网络采用不同容量的双电容并联，大电容有效抑制电压过冲，小电容提高响应速度。根据支路性质不同，钳位网络由三条支路构成：电容C11和C12并联支路(大电容C12串联稳压管DZ)，不仅提高了响应速度，也抑制了开关管关断过程中的电压尖峰；二极管D11支路在开关管关断过程中导通，为漏感能量向钳位网络转移提供通道；二极管D12与电感L串联支路，在开关管开通过程中以LC谐振方式回馈电容储能，形成开关管部分漏极电流。
(5)本发明所述采用原边反馈技术的反激变换器，要求钳位网络在有效抑制电压尖峰的基础上提高响应速度，然而现有钳位网络很难满足这一需求。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质。

Claims (1)

1.一种原边反馈式反激变换器的无损钳位网络，其特征在于，包括：电容C11和电容C12，电感L，二极管D11，二极管D12，稳压二极管Dz和三条支路，其中三条支路分别是电容C11和C12与稳压二极管Dz串联支路构成的并联支路；二极管D11支路；二极管D12与电感L串联支路；
并联支路的稳压二极管Dz阴极与变压器原边的同名端以及开关管Q漏极、电容C11的一端相连，稳压二极管Dz阳极与电容C12的一端相连，电容C12的另一端与电容C11的另一端以及二极管D11的阳极、二极管D12的阴极相连；二极管D11的阴极与变压器原边的异名端相连；二极管D12和电感L支路的电感端与开关管Q源极相连接；
所述二极管D11支路在开关管关断过程中导通，所述二极管D11支路与并联支路构成漏感能量转移回路，为漏感中存储的能量向钳位网络转移提供通道；
所述二极管D12与电感L串联支路在开关管导通过程中导通，所述二极管D12与电感L串联支路与并联支路及功率开关管构成漏感能量回馈回路，以电感电容元件谐振方式，将并联电容在开关管关断期间储存的漏感能量回馈，形成开关管部分漏极电流，降低了漏感损耗；
该原边反馈式反激变换器的无损钳位网络的设计方法，包括：钳位网络工作状态分析：
假设反激变换器工作在CCM模式，将变压器等效为励磁电感和漏感串联的电路；当开关管Q导通时，励磁电感LM电流线性增大，变压器储存能量，由滤波电容Co对负载RL供能；当开关管Q截止时，副边续流二极管D2导通，使得变压器储存的磁场能量向负载RL和输出滤波电容Co转移；
在一个周期内，无损钳位网络的能量转移过程分为下述阶段：
1)t0到t1阶段
开关管Q导通，二极管D11、D12和续流二极管D2反偏截止；输入电压Vin施加在励磁电感LM和漏感Llk上，流过变压器原边的电流ipri线性增大，变压器储能增加，直到t1时刻，开关管Q关断，电流ipri升至最大值Ip；
2)t1到t2阶段
从t1时刻开始，开关管Q进入关断过程，其漏极电流id迅速下降到零；同时，D2仍未导通；励磁电感LM产生与t0到t1阶段极性相反的感应电压，使得D11导通；
由于励磁电感LM很大，电容C11很小，且t1到t2阶段持续时间很短，变压器原边电流ipri给小电容C11恒流充电，则C11两端电压UC11线性上升，变压器原边电感储能和漏感能量的很小一部分转移到C11；直到t2时刻，UC11上升至UF，反射电压UF是输出电压Uo通过变压器副边反射到原边的反馈电压；
在这一阶段中，由于电容C11容量小，提高了钳位网络的响应速度；
3)t2到t3时段
t2时刻，电容C11两端电压UC11上升至UF后，二极管D2开始导通，变压器原边储能耦合到副边，并为负载RL和滤波电容Co传输能量；变换器稳压输出Uo，设np和ns分别为变压器原边和副边绕组匝数，Uforward是二极管D2的导通压降，则有
Figure FDA0004178428130000021
则反射电压UF等效为一个电压源，与变压器的漏感Llk串联；
由于二极管DZ的击穿电压UZ等于反射电压UF与输入电压Vin之和，因此，从t2时刻开始，稳压二极管DZ被击穿，由电压源UF和漏感Llk同时向电容C11和电容C12充电，电容两端电压缓慢上升，漏感电流ilk开始下降；到t3时刻，已从最大值Ip下降至零，D11关断，UC11上升至最大值Uc-Uin，钳位电压为Uc；同时在电容C11、C12和稳压二极管DZ组成回路中，由于UC11和UC12极性相反，差值为击穿电压UZ，因此C12被反向充电，直到t3时刻，UC12反向下降至最小值；
由于漏感能量同时转移向电容C11和C12中，根据电流连续原理可以确定电容C12电流为
Figure FDA0004178428130000022
公式(2)中，IP为流过变压器原边电流的最大值；
同样方法计算流过电容C11的电流；
在这一阶段中，由于大电容C12容量大，抑制了开关管关断过程中的电压尖峰；
4)t3到t4阶段
t3时刻，D11已经关断，流过C11和C12电流为零，漏感能量已经完全转移到了电容C11和C12中储存；同时，由于t2到t3期间原边存在反射电压，则输出端的部分能量也反馈至电容中储存；直到t4时刻，两个钳位电容的电压都维持不变，钳位网络中储存的漏感能量也保持不变；
5)t4到t5时段
t4时刻，开关管栅极高电平到来，开关管Q开始导通；流经开关管的电流id由流过变压器原边电流ipri和钳位网络中LC11谐振电流组成；从t4时刻开始，电容C11中储能经开关管Q向电感L转移，两端电压UC11开始下降；直至t5时刻，UC11下降至零，钳位网络中流过电感L的电流达到最大值，C11中储能彻底转移至电感L中；同时，由于C12和C11极性相反，DZ无法正向导通，C12继续钳位，其储能不变；
6)t5到t6时段
从t5时刻开始，电感L向电容C11反向充电，L上的电流开始下降，UC11反向上升；直到t6时刻，电容C11和C12两端电压相同，稳压二极管DZ开始导通，L的储能同时向两个电容中转移；
7)t6到t7时段
t6时刻，DZ开始导通，电感L上的电流继续下降，L的储能同时向两个电容中转移，直到t7时刻，L上的电流降低至零，D12关断，电容两端电压达到反向最大值。
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